-
Die Erfindung betrifft eine aktive Diodenschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
-
Für eine Effizienzsteigerung bei Leistungselektroniksystemen werden Gleichrichter-Dioden mit geringen Leitverlusten benötigt. Gleichrichten bezeichnet die Umwandlung eines Wechselstroms in einen Gleichstrom. Allgemein besteht die Diode aus zwei Anschlüssen Anode und Kathode. Im Vorwärts- oder Durchlassrichtung muss die angelegte Spannung größer als die Schleusen- bzw. Einschaltspannung sein, damit die Diode zu leiten beginnt. Diese Schleusenspannung, in der Größenordnung von 0,5 bis 2 V, trägt einen wesentlichen Teil zu den Leitverlusten und der damit verbunden Verlustleistung der Diode bei. Bei negativer Spannung sperrt die Diode. Lediglich ein Leckstrom, der deutlich kleiner als der Vorwärtsstrom ist, fließt in Sperrrichtung durch die Diode.
-
Eine Möglichkeit zur Reduzierung der Leitverluste bei Dioden ist die aktive oder synchrone Gleichrichtung mittels aktiver Dioden. Hierbei wird die Diode durch einen Leistungsschalter, beispielsweise einen Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET), mit einer speziellen Steuerung ersetzt. Die Steuerung sorgt dafür, dass der Leistungsschalter in der Sperrphase der Diode aus und in der Leitphase eingeschaltet ist. Die aktive Diodenschaltung schaltet hierbei üblicherweise den Leistungstransistor in Sperrrichtung bei einem Strom kleiner 0 A aus und in Vorwärtsrichtung bei größer 0 A ein, ohne dass eine zusätzliche Versorgungsspannung benötigt wird. Die Energie zur Versorgung der Steuerung der aktiven Diodenschaltung wird in der Leitphase oder der Sperrphase entnommen. Solche aktiven Dioden werden üblicherweise in Gleichrichterschaltungen, die bspw. in Schaltnetzteilen eingesetzt werden, verwendet.
-
Grundsätzlich haben aktive Diodenschaltungen den Vorteil, dass die Leitverluste reduziert werden. Weiter vorteilhaft ist, dass keine zusätzlichen Versorgungsspannungen benötigt werden und ein Plug-and-Play-Austausch herkömmlicher Dioden möglich ist.
-
Aus dem Stand der Technik sind verschiedene Möglichkeiten bekannt, eine aktive Diodenschaltung zu realisieren. Üblicherweise sind eine Steuerschaltung und eine Spannungsversorgung für den Leistungstransistor vorgesehen.
-
Beispielsweise wird in der
US 2009/014070 A1 die Steuerung mit einem Stromspiegel mit Transimpedanzverstärker und zusätzlicher Referenzspannung realisiert. Der Transimpedanzverstärker ist durch einen Operationsverstärker mit Rückkopplung ausgebildet.
-
Auch für die Spannungsversorgung sind verschiedene Konzepte bekannt. Beispielsweise ist in der
US 8,031,498 B2 eine Spannungsversorgung beschrieben, die eine Einweggleichrichtung mit Zenerdiode vorsieht, um eine positive Versorgungsspannung zu gewährleisten.
-
Nachteilig an der genannten Lösung aus dem Stand der Technik ist, dass ein Verstärker mit einer sehr hohen Verstärkung benötigt wird. Weiter nachteilig ist, dass die aus dem Stand der Technik bekannten Lösungen komplexe Steuerungen zur Detektion der Umschaltschwelle benötigen und teilweise nur für Spannungen kleiner 50 V geeignet sind. Diese Spannung ist für Netzanwendungen im Allgemeinen deutlich zu niedrig.
-
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine aktive Diodenschaltung vorzuschlagen, die für höhere Spannungen geeignet ist und eine im Vergleich zu vorbekannten aktiven Diodenschaltungen einfachere Steuerung ermöglicht.
-
Gelöst wird diese Aufgabe durch eine aktive Diodenschaltung gemäß Anspruch 1. Bevorzugte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen aktiven Diodenschaltung finden sich in den Ansprüchen 2-18. Hiermit wird der Wortlaut sämtliche Ansprüche explizit per Referenz in die Beschreibung einbezogen.
-
Die erfindungsgemäße aktive Diodenschaltung umfasst, wie an sich bekannt, zumindest einen Haupttransistor, eine Steuerschaltung und eine Spannungsversorgung.
-
Wesentlich ist, dass die Steuerschaltung zumindest eine Gateschaltung und eine Invertierung umfasst.
-
Die Steuerschaltung ermöglicht im Wesentlichen die Detektion des Spannungs- bzw. Strom-Null-Durchgangs zur Analyse des Umschaltpunktes. Dies ermöglicht die entsprechende Ansteuerung des Leistungstransistors. Durch die erfindungsgemäße Steuerschaltung ergibt sich der Vorteil, dass eine einfache Detektion der Spannungspolarität für die aktive Diode möglich ist. Dies erhöht die Robustheit der aktiven Diodenschaltung und reduziert sowohl die Fehleranfälligkeit als auch die Komplexität der Schaltung.
-
In einer bevorzugten Ausführungsform ist die Steuerschaltung mit einer Sense-Schaltung, insbesondere mit einem Stromspiegel-Transistor und einem Sense-Widerstand ausgebildet. Die Steuerschaltung weist einen Stromspiegel-Transistor auf. In Serie geschaltet ist ein Sense-Widerstand. An diesem Sense-Widerstand fällt eine Spannung ab, mit der die Spannungspolarität der aktiven Diodenschaltung detektiert werden kann. Im Sperrzustand fällt durch den Spannungsteiler zwischen Einschalt-Widerstand des Stromspiegel-Transistors und dem Sense-Widerstand nur eine sehr kleine Spannung über dem Sense-Widerstand ab. Dieser Spannungsabfall ist von der Dimensionierung abhängig. Hierdurch kann sich der Vorteil ergeben, dass die nachfolgende Schaltung nur niedere Spannungen verarbeiten muss und keine zusätzliche Schutzbeschaltung benötigt.
-
Die Schaltung zur Detektion der Spannungspolarität ist wie beschrieben mit einer Gateschaltung ausgebildet. Anschließend muss das Signal mittels der Invertierung invertiert werden. Die Invertierung arbeitet zusätzlich als Buffer bzw. Treiber und stellt vorzugsweise eine hohe Treiberstärke zur Verfügung.
-
Wie bereits ausgeführt, ergibt sich der Vorteil, dass eine einfache Detektion der Spannungspolarität für die aktive Diode möglich ist. Dies erhöht die Robustheit der aktiven Diodenschaltung und reduziert sowohl die Fehleranfälligkeit als auch die Komplexität der Schaltung. Die erfindungsgemäße aktive Diodenschaltung weist Hochvolt-Eigenschaften auf und ist für einen Einsatz in Netzanwendungen geeignet.
-
Vorzugsweise ist die Gateschaltung der Steuerschaltung mit einer Vorspannung durch einen Spannungsteiler oder Stromspiegel ausgebildet. Die Gateschaltung zur Detektion der Spannungspolarität benötigt eine Versorgungsspannung, die eine gewisse Übersteuerung des Haupttransistors gewährleistet. Dabei wird die Gateschaltung vorzugsweise durch einen Stromspiegel-Transistor in dem entsprechenden Arbeitspunkt betrieben.
-
Anschließend wird das Signal durch die Invertierung invertiert. Vorzugsweise umfasst die Steuerschaltung als Invertierung eine Mehrzahl von kaskadierten Logik-Invertern, insbesondere eine ungerade Anzahl von Logik-Inverterstufen. Durch die Kaskadierung fungiert die Invertierung zusätzlich als Buffer bzw. Treiber, um eine hohe Treiberstärke zu gewährleisten. Hierdurch ergibt sich der Vorteil, dass der Leistungstransistor in der aktiven Diodenschaltung schneller an- und ausgeschaltet werden kann. Schnellere Schaltvorgänge des Leistungstransistors reduzieren die Schaltverluste, die mit der Schaltfrequenz skalieren. Bei Netzanwendungen mit 50 Hz Wechselspannung sind die Schaltverluste deutlich kleiner als die Leitverluste. Die Schaltgeschwindigkeit ist unkritisch. Bei Wechselspannungen > 50 Hz kann jedoch die Kaskadierung des Treibers von Vorteil sein, um die Schaltvorgänge zu beschleunigen und somit die Schaltverluste zu reduzieren.
-
Die Invertierung wird üblicherweise durch komplementäre Metall-Oxid-Halbleiter (CMOS)-Inverter ausgebildet. Stehen jedoch in der Halbleiter Technologie lediglich n-Kanal Transistoren und keine p-Kanal Transistoren zu Verfügung, wird der Inverter vorzugsweise in der nMOS-Logik realisiert. In der Galliumnitrid Technologie spricht man hier von Direct-coupled FET Logik (DCFL) -Invertern. Diese Inverter bestehen aus einen Normally-Off Transistor mit Lastwiderstand. Der Lastwiderstand kann auch als Normally-On Transistor mit kurzgeschlossener Gate-Source Strecke ausgeführt werden. Nachteilig bei der nMOS-Logik gegenüber der CMOS-Logik ist die erhöhte Verlustleistung.
-
In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist die Steuerschaltung mit einer kaskadierten Invertierung mit mehreren Logik-Inverterstufen und zusätzlicher Push-Pull-Ausgangsstufe ausgebildet. Vorteilig an der Push-Pull-Ausgangsstufe ist die Reduzierung der Verlustleistung. Jedoch ist der Ausgangspegel der Push-Pull-Stufe in Höhe der Schwellspannung reduziert. Vorzugsweise ist die Push-Pull-Ausgangsstufe mit einem Bootstrap-Inverter anstatt eines DCFL-Inverters ausgeführt, um die Pegelreduzierung am Ausgang zu kompensieren ohne zusätzliche Verlustleistung zu verursachen.
-
In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung umfasst die Spannungsversorgung zumindest eine Einweggleichrichtung und einen Linearregler mit einem Differenzverstärker. Der Differenzverstärker vergleicht eine Referenzspannung mit einer rückgekoppelten Spannung der Spannungsversorgung, um einen Längstransistor des Linearreglers zu steuern. Die Einweggleichrichtung ist vorzugsweise zumindest durch eine Diode ausgebildet und erzeugt eine positive Spannung in der Sperrphase des Haupttransistors oder aktiven Diode. Diese positive Spannung wird durch einen Kondensator der Einweggleichrichtung gespeichert und geglättet, um beim Einsatz als Gleichrichter im Leitzustand zur Verfügung zu stehen. Die Einweggleichrichtung kann dazu mit einem integrierten oder einem externen Kondensator ausgebildet sein.
-
Vorzugsweise ist der Differenzverstärker der Spannungsversorgung als ein Differenzverstärker mit Widerstandslast oder als ein Differenzverstärker mit Stromspiegellast ausgebildet. Der Differenzverstärker mit Stromspiegellast eignet sich jedoch nicht für Hochspannungsanwendungen.
-
In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der Differenzverstärker der Spannungsversorgung mit einer Spannungsreferenz durch eine Diode und einem Widerstand ausgebildet. Diese Spannungsreferenz liefert einen Vergleichswert für den Differenzverstärker und eignet sich für die Anwendung in Gleichrichtern mit wechselnder Spannung.
-
Vorzugsweise ist der Linearregler für eine hohe Eingangsspannung ausgebildet, bevorzugt größer 10 V, insbesondere bevorzugt größer 50 V. Höchst vorzugsweise ist der Linearregler für Hochspannungsanwendungen ausgebildet. Hierdurch ergibt sich der Vorteil, dass die aktive Diodenschaltung Netzanwendungen geeignet ist.
-
Abhängig von der Technologie in der die aktive Diodenschaltung realisiert wird, stehen Normally-On Transistoren und/oder Normally-Off Transistoren zur Verfügung. In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sind die Transistoren der Steuerschaltung und der Spannungsversorgung als Normally-Off Transistoren ausgebildet. Insbesondere bevorzugt sind Differenzverstärker und Längstransistor ohne Normally-On Transistoren ausgebildet. Mit der erfindungsgemäßen Realisierung ergibt sich der Vorteil, dass die aktive Diodenschaltung auch in Technologien umgesetzt werden kann, die nur Normally-Off Transistoren zur Verfügung stellen.
-
Vorzugsweise ist der Differenzverstärker der Spannungsversorgung mit drei Normally-Off Transistoren und zwei Widerständen ausgebildet. Vorteilig bei der Realisierung mit Normally-Off Transistoren ist der weitere Eingangsspannungsbereich. Ein weiterer Vorteil dieser Realisierung ist, dass die aktive Diodenschaltung, wie bereits oben beschrieben, auch in Technologien umgesetzt werden kann, die nur Normally-Off Transistoren zur Verfügung stellen.
-
Vorzugsweise ist der Haupttransistor als High Electron Mobility Transistor (HEMT) in einer Galliumnitrid basierten Technologie ausgebildet. Das Halbleitermaterial Galliumnitrid hat übergeordnete Eigenschaften gegenüber Silizium. Diese übergeordneten Eigenschaften ermöglichen geringe Leit- und Schaltverluste. Zusätzlich bietet die Galliumnitrid-auf-Silizium Technologie ein kostengünstiges Trägersubstrat. Insbesondere bevorzugt ist die aktive Diodenschaltung mit einer Diode ausgebildet, vorzugsweise mit einer Inversdiode. Der HEMT verfügt im Gegensatz zum MOSFET nicht über eine intrinsische Invers- bzw. Bodydiode, kann aber optional integriert werden. Vorzugsweise erfolgt die Integration der Diode wie in der
US 9,331,193 B2 beschrieben. Dies gilt auch für den Stromspiegel-Transistor der Sense-Schaltung.
-
In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist die aktive Diodenschaltung als monolithisch integrierte Schaltung ausgebildet. Es liegt jedoch ebenfalls im Rahmen der Erfindung, die aktive Diodenschaltung als Heterointegration auszubilden.
-
Vorzugsweise ist die aktive Diodenschaltung auf der Basis von III-V-Verbindungshalbleitermaterialien, insbesondere auf der Basis von Aluminium-Galliumnitrid- und/oder Galliumnitrid-Halbleitern ausgebildet. Hierdurch ergibt sich der Vorteil, dass die aktive Diodenschaltung aufgrund der lateralen Struktur monolithisch integriert werden kann. Es ist daher keine Package-Integration der Schaltung oder ein Aufbau auf einem Trägersubstrat notwendig. Dadurch reduzieren sich die Aufbau- und Verbindungskosten. Darüber hinaus ermöglicht der Einsatz von Galliumnitrid eine Performance-Steigerung im Vergleich zu Silizium.
-
Die erfindungsgemäße aktive Diodenschaltung ist grundsätzlich für alle Einsatzmöglichkeiten von aktiven Dioden geeignet. Insbesondere ist die aktive Diodenschaltung für Gleichrichter ohne zusätzliche Versorgungsspannung geeignet. Dadurch ergeben sich wie beschrieben deutliche Reduzierungen der Leitverluste. Die erfindungsgemäße aktive Diodenschaltung ist insbesondere für Spannungen größer 10 V sowie für Hochspannungsanwendungen in Netzanwendungen ausgelegt und geeignet.
-
Weitere bevorzugte Merkmale und Ausführungsformen der erfindungsgemäßen aktiven Diodenschaltung werden im Folgenden anhand von Ausführungsbeispielen und den Figuren erläutert. Dabei zeigt:
- 1 eine Schaltung einer ersten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen aktiven Diodenschaltung;
- 2 mit den Teilabbildungen a), b) und c) eine Ausführungsform der Steuerschaltung der erfindungsgemäßen aktiven Diodenschaltung mit Variationen;
- 3 eine Ausführungsform der Spannungsversorgung einer aktiven Diodenschaltung.
-
In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder gleich wirkende Elemente.
-
1 zeigt eine aktive Diodenschaltung 1 mit einem Haupttransistor 2, einer Steuerschaltung 3 sowie einer Spannungsversorgung 4. Zusätzlich weist die aktive Diodenschaltung eine Inversdiode 21 auf.
-
Die aktive Diodenschaltung ist monolithisch integriert, vorliegend in einer Al-GaN/GaN-Hochvolttechnologie ausgebildet. Die Normally-Off Eigenschaft wird über eine zusätzlich positiv dotierte GaN-Schicht realisiert. Beispielsweise kann dies, wie aus dem Stand der Technik in P. Waltereit et al., „A homogeneous and reproducible large-area, low dispersion GaN-on-Si normally-off 600 V transistor technology using selective GaN etching,“ 2018 76th Device Research Conference (DRC), Santa Barbara, CA, 2018, pp. 1-2, doi:10.1109/DRC.2018.8442144 umgesetzt werden. In dieser Technologie lassen sich somit Normally-Off und -On Transistoren auf einem Silizium-Substratträger kombinieren.
-
Die Steuerschaltung 3 ist mit einer Gateschaltung 5 und einer Invertierung 6 ausgebildet. Vorliegend ist die Gateschaltung 5 mit einem Normally-Off High Electron Mobility Transistor (HEMT) 5.1 und einem Widerstand 5.2 ausgebildet. Die Gateschaltung 5 wird durch einen Stromspiegel, vorliegend in Form eines HEMTs 7.1 und eines Widerstands 7.2 vorgespannt. Die Vorspannung der Gateschaltung 5 entspricht etwa der Schwellspannung des HEMTs 5.1.
-
Weiter ist eine Sense-Schaltung 8 in Form eines Sense-Widerstands 8.1 und eines Stromspiegel-Transistors 8.2. vorgesehen. Die Gateschaltung detektiert die Spannungspolarität, die an dem Widerstand 8.1 der Sense-Schaltung 8 abfällt.
-
Ebenfalls Teil der Steuerschaltung 3 ist die Invertierung 6 in Form eines Logik-Inverters. Vorliegend besteht die Invertierung 6 aus einem Normally-Off HEMT 6.1 und einem Widerstand 6.2. Weitere Variationen der Invertierung 6 sind zu Figur a, b und c beschrieben.
-
Mittels der Invertierung 6 wird das Signal invertiert. Zusätzlich fungiert der Inverter 6 als Buffer bzw. Treiber, um eine hohe Treiberstärke zu gewährleisten. Eine solche hohe Treiberstärke wird insbesondere bei Gleichrichterschaltungen mit sehr schnellen Wechselspannungssignalen benötigt.
-
Die Spannungsversorgung 4 umfasst eine Einweggleichrichtung 9 und einen Linearregler 10 mit einem Differenzverstärker 11. Der Differenzverstärker 11 ist zur Steuerung eines Längstransistors 12 vorgesehen.
-
Die Einweggleichrichtung 9 umfasst eine Diode 9.1 und einen Kondensator 9.2. Die Einweggleichrichtung 9 kann mit einem integrierten oder einem externen Kondensator ausgebildet sein. Vorliegend ist die Einweggleichrichtung 9 mit einem externen Kondensator 9.2 ausgebildet. Die Einweggleichrichtung durch die Diode 9.1 erzeugt eine positive Spannung aus dem Sperrzustand des Haupttransistors 2. Diese positive Spannung wird durch den Kondensator 9.2 zusätzlich gespeichert und geglättet, um beim Einsatz als Gleichrichter im Leitzustand zur Verfügung zu stehen.
-
Weiter ist eine Spannungsreferenz 13 vorgesehen, vorliegend in Form einer Diode 13.1 in Serie mit einem aktiven Normally-On Transistor 13.2. Der Transistor 13.2 weist eine kurzgeschlossene Gate-Source-Strecke auf. Alternativ kann auch eine hochohmige Last in Form eines Widerstands vorgesehen sein.
-
Der Differenzverstärker 11 vergleicht die Referenzspannung mit einer rückgekoppelten Spannung eines Spannungsteilers 14. Der Spannungsteiler 14 weist zwei Widerstände 14.1 und 14.2 auf und erzeugt die rückgekoppelte Spannung. Anhand des Vergleichs durch den Differenzverstärker 11 wird der Längstransistor 12 gesteuert und stellt die Versorgungsspannung für die Steuerschaltung 3 zur Verfügung. Die Ausgangsspannung der Spannungsversorgung 4 wird zusätzlich durch einen Kondensator 15 geglättet.
-
Die Ausgangsspannung der Spannungsversorgung 4 entspricht der Versorgungsspannung für die Steuerschaltung 3.
-
2 zeigt Schaltungsvarianten für die Steuerschaltung 3 mit den Teilabbildungen a), b) und c). Im Folgenden soll lediglich auf die Unterschiede zwischen den Figuren eingegangen werden, um unnötige Wiederholungen zu vermeiden.
-
Die aktive Diodenschaltung 1 weist einen Haupttransistor 2 und eine Inversdiode 21 auf.
-
Die Steuerschaltung 3 ist vorliegend wie zu 1 beschrieben mit einer Sense-Schaltung 8 ausgebildet.
-
Die Gateschaltung 5 ist mit einem Normally-Off Transistor 5.1 und einem Widerstand 5.2 ausgebildet. Die Gateschaltung 5 wird vorliegend über einen Spannungsteiler 22 mit der Vorspannung in dem entsprechenden Arbeitspunkt der Gateschaltung 5 betrieben. Der Spannungsteiler 22 weist zwei Widerstände 22.1 und 22.2 auf.
-
In den Teilabbildungen a), b) und c) sind verschiedene Varianten für die Invertierung 6 dargestellt.
-
2 a) zeigt eine Variante der Invertierung 6. Die Invertierung 6 ist vorliegend mit mehreren DCFL-Inverterstufen, beispielhaft dargestellt und gekennzeichnet mit den Bezugszeichen 6a, 6b ausgebildet. Die Logik-Inverterstufen 6a, 6b sind in Serie geschaltet. Die einzelnen DCFL-Inverter 6a, 6b bestehen jeweils aus einem Normally-Off HEMT 6a.1, 6b.1 und einem Widerstand 6a.2, 6b.2. Die Anzahl der Logik-Inverterstufen 6a, 6b ist ungeradzahlig.
-
Alternativ können die Widerstände 6a.2, 6b.2 auch durch einen Normally-On Transistor mit kurzgeschlossener Gate-Source-Strecke ersetzt werden, wie in dem Inset in 2 a) dargestellt.
-
2 b) zeigt eine zweite Variante der Invertierung 6. Hier sind eine geradzahlige Anzahl Logik-Inverterstufen 6a, 6b in Serie geschaltet. Die letzte Stufe ist mit einem Bootstrap-Logik-Inverter 26 und einer Push-Pull-Stufe 27 ausgebildet. Die Push-Pull-Stufe besteht vorliegend aus zwei Normally-Off Transistoren. Diese Variante ist für höhere Frequenzen geeignet. Die Push-Pull-Stufe wird bei Schaltvorgängen größer 10 kHz benötigt.
-
2 c) zeigt die Variante aus 2 b) ohne einen Bootstrap-Logik-Inverter 26. Die Push-Pull-Stufe 27 schließt sich an die geradzahlig in Serie geschalteten Logik-Inverterstufen 6a, 6b an.
-
3 zeigt eine Variation der Spannungsversorgung 4. Die Spannungsversorgung 4 ist wie zu 1 beschrieben mit einer Einweggleichrichtung und Linearrelger 10 mit einem Differenzverstärker 11 ausgebildet.
-
Vorliegend besteht der Differenzverstärker 11 aus einem Normally-Off Differenztransistorpaar 11.1, 11.2 und zwei Last-Widerständen 11.3, 11.4. Weiter ist ein Stromquellentransistor 29 vorgesehen. Die Last-Widerstände können auch als Normally-On Transistoren mit kurzgeschlossener Gate-Source Strecke ausgeführt sein (siehe 1). Bei einer Stromspiegellast werden die Gates der aktiven Lasten verbunden und eine Gate-Source-Strecke offen gelassen um eine positive Rückkopplung zu erzielen.
-
Da der Stromquellentransistor 29 vorliegend als Normally-Off Transistor vorgesehen ist, wird eine zusätzliche Vorspannung benötigt. Hierfür ist ein zusätzlicher Spannungsteiler 23 mit zwei Widerständen 23.1, 23.2 vorgesehen.
-
Der Differenzverstärker 11 steuert, wie zu 1 beschrieben, den Längstransistor 12 und stellt die Versorgungsspannung für die Steuerschaltung 3 zur Verfügung. Die Ausgangsspannung der Spannungsversorgung 4 entspricht der Versorgungsspannung für die Steuerschaltung 3 und wird zusätzlich durch den Kondensator 15 geglättet.
-
Der Vorteil dieser Variante der Spannungsversorgung 4 ist, dass die Spannungsversorgung 4 vollständig mit Normally-Off Transistoren realisiert werden kann. Dies ist bei Technologien, die nur Normally-Off Transistoren bieten, entscheidend.
-
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
-
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
-
Zitierte Patentliteratur
-
- US 2009014070 A1 [0006]
- US 8031498 B2 [0007]
- US 9331193 B2 [0027]
