DE102019104691A1 - Diodenschaltung - Google Patents

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Abstract

Im Folgenden wird eine integrierte Schaltung beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel hat die integrierte Schaltung einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss und weist einen MOS-Transistor mit einer Steuerelektrode und einem Laststrompfad auf, der dazu ausgebildet ist, einen Laststrompfad zwischen dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss zu aktivieren und zu deaktivieren. Parallel zu dem Laststrompfad des MOS-Transistors ist eine Diode angeordnet. Die integrierte Schaltung weist weiter eine Detektorschaltung auf, die dazu ausgebildet ist, abhängig von einer Spannung zwischen dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss ein Steuersignal zu erzeugen. Die integrierte Schaltung weist weiter eine Treiberschaltung mit einem Hauptzweig und einem ersten Feed-Forward-Zweig auf. Der Hauptzweig umfasst Schaltungskomponenten, die dazu ausgebildet sind, nach Maßgabe des Steuersignals eine Steuerspannung für die Steuerelektrode des MOS-Transistors zu erzeugen, und der Feed-Forward-Zweig umfasst Schaltungskomponenten, die dazu ausgebildet sind als Reaktion auf eine Flanke des Steuersignals einen Ladestrom oder, alternativ, einen Entladestrom zu erzeugen, der die Steuerelektrode des MOS-Transistors lädt bzw. entlädt.

Description

  • TECHNISCHES GEBIET
  • Die vorliegende Beschreibung betrifft das Gebiet der Halbleiterschalter, insbesondere ein Transistorbauelement, welches sich ähnlich wie eine Diode verhält.
  • HINTERGRUND
  • Siliziumdioden werden in einer Vielzahl verschiedener Schaltwandler-Topologien (z.B. Abwärtswandler (Buck Converter), Aufwärtswandler (Boost Converter), etc.), in Gleichrichterschaltungen und in sämtlichen Applikationen verwendet, in denen ein Stromwert geregelt werden soll. Da Dioden im leitenden Zustand jedoch einen signifikanten Spannungsabfall (Vorwärtsspannung, forward voltage) aufweisen, ist mit der Verwendung von Dioden eine signifikante Verlustleistung verbunden. Aus diesem Grund können, beispielsweise in Schaltwandlern, Dioden durch gesteuerte Halbleiterschalter (z.B. MOS-Transistoren) ersetzt werden, die als sogenannte Synchrongleichrichter betrieben werden. Da MOS-Transistoren im eingeschalteten Zustand einen signifikant niedrigeren Spannungsabfall verursachen, kann die Verlustleistung im Vergleich zu einer gewöhnlichen Siliziumdiode deutlich reduziert werden.
  • Die Ansteuerung eines MOS-Transistors zum Zwecke der Synchrongleichrichtung kann eine vergleichsweise komplexe Schaltung erfordern. Des Weiteren ist das Timing der Schaltzeitpunkte kritisch um (beispielsweise bei Transistorhalbbrücken) temporäre Kurzschlüsse zu vermeiden. Es wurden integrierte Bauelemente (integrated devices) entwickelt, welche wie Dioden nur zwei Anschlüsse (Anode und Kathode) aufweisen, eine Kennlinie haben, die der Kennlinie einer Diode sehr ähnlich ist, jedoch eine geringere Vorwärtsspannung aufweisen. Derartige integrierte Bauelemente können in ein Gehäuse eingebaut werden, das mit gängigen Diodengehäusetypen kompatibel ist, sodass der Anwender in existierenden Schaltungen Dioden ersetzen kann, ohne das Schaltungsdesign ändern zu müssen. Derartige Schaltungen werden manchmal als „ideale Diodenschaltungen“ (ideal diode circuit) bezeichnet (siehe z.B. P. Sachdev, „0V to 18V Ideal Diode Controller Saves Watts and Space over Schottky“, in: Linear Technology Magazine, p. 24-31, Sept. 2008).
  • In der Publikation US 10,033,297 B2 (A. Pidutti, D. Gadler, I. Pachnis) ist ein Bauelement beschrieben, welches Dioden in Gleichrichterbrücken ersetzen kann, jedoch eine Vorwärtsspannung von weniger als 100 mV aufweist. Die maximale Schaltgeschwindigkeit derartiger Bauelemente ist jedoch für viele Anwendungen, beispielsweise für die Verwendung in Schaltwandlern zu langsam.
  • ZUSAMMENFASSUNG
  • Im Folgenden wird eine integrierte Schaltung beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel hat die integrierte Schaltung einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss und weist einen MOS-Transistor mit einer Steuerelektrode und einem Laststrompfad auf, der dazu ausgebildet ist, einen Laststrompfad zwischen dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss zu aktivieren und zu deaktivieren. Parallel zu dem Laststrompfad des MOS-Transistors ist eine Diode angeordnet. Die integrierte Schaltung weist weiter eine Detektorschaltung auf, die dazu ausgebildet ist, abhängig von einer Spannung zwischen dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss ein Steuersignal zu erzeugen. Die integrierte Schaltung weist weiter eine Treiberschaltung mit einem Hauptzweig und einem ersten Feed-Forward-Zweig auf. Der Hauptzweig umfasst Schaltungskomponenten, die dazu ausgebildet sind, nach Maßgabe des Steuersignals eine Steuerspannung für die Steuerelektrode des MOS-Transistors zu erzeugen, und der Feed-Forward-Zweig umfasst Schaltungskomponenten, die dazu ausgebildet sind als Reaktion auf eine Flanke des Steuersignals einen Ladestrom oder, alternativ, einen Entladestrom zu erzeugen, der die Steuerelektrode des MOS-Transistors lädt bzw. entlädt.
  • Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel hat die integrierte Schaltung einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss, einen MOS-Transistor mit einer Steuerelektrode und einem Laststrompfad, welcher dazu ausgebildet ist, einen Laststrompfad zwischen dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss zu aktivieren und zu deaktivieren, eine Diode, die parallel zu dem Laststrompfad des MOS-Transistors angeordnet ist, und eine Detektorschaltung, die dazu ausgebildet ist, abhängig von einer Spannung zwischen dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss ein Steuersignal zu erzeugen. Die integrierte Schaltung umfasst weiter eine Treiberschaltung mit einem Hauptzweig und einem weiteren Zweig, wobei der Hauptzweig das Steuersignal empfängt und Schaltungskomponenten aufweist, die dazu ausgebildet sind, nach Maßgabe des Steuersignals eine Steuerspannung für die Steuerelektrode des MOS-Transistors zu erzeugen, und wobei der weitere Zweig Schaltungskomponenten aufweist, die dazu ausgebildet sind, als Reaktion auf eine Flanke der Spannung am zweiten Anschluss einen Entladestrom zu erzeugen, der die Steuerelektrode des MOS-Transistors entlädt.
  • Figurenliste
  • Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele anhand von Abbildungen näher erläutert. Die Darstellungen sind nicht zwangsläufig maßstabsgetreu und die Ausführungsbeispiele sind nicht nur auf die dargestellten Aspekte beschränkt. Vielmehr wird Wert darauf gelegt, die den Ausführungsbeispielen zugrunde liegenden Prinzipien darzustellen. In den Abbildungen zeigt:
    • 1 illustriert die Grundstrukturen eines Tiefsetzstellers und eines Hochsetzstellers, wobei jeweils eine Halbbrücke mit einem Transistor und einer Siliziumdiode verwendet wird.
    • 2 illustriert die die Grundstrukturen eines Tiefsetzstellers und eines Hochsetzstellers, wobei - verglichen mit dem Beispiel aus 1 - ein zweiter Transistor statt der Siliziumdiode verwendet wird.
    • 3 illustriert die die Grundstrukturen eines Tiefsetzstellers und eines Hochsetzstellers, wobei - verglichen mit dem Beispiel aus 1 - die Siliziumdiode durch ein integriertes Bauelement mit zwei Anschlüssen ersetzt wurde, welches sich im Wesentlichen wie eine Siliziumdiode verhält, jedoch eine signifikant niedrigere Vorwärtsspannung aufweist als eine Siliziumdiode.
    • 4 illustriert anhand eines exemplarischen Blockdiagramms die Struktur des integrierten Bauelements aus 3.
    • 5 ist exemplarisches Zeitdiagramm zur Illustration der Funktion des integrierten Bauelements aus 4 in einer Tiefsetzstelleranwendung wie z.B. in 3 dargestellt.
    • 6 illustriert ein erstes Beispiel einer in dem integrierten Bauelement enthaltenen Treiberschaltung zum Einschalten eines Leistungstransistors, wobei nur jene Komponenten dargestellt sind, die zum Einschalten des Transistors notwendig sind.
    • 7 illustriert ein zweites Beispiel einer in dem integrierten Bauelement enthaltenen Treiberschaltung zum Ausschalten eines Leistungstransistors, wobei nur jene Komponenten dargestellt sind, die zum Ausschalten des Transistors notwendig sind.
    • 8 und 9 illustrieren ein alternatives Beispiele zu der Implementierung gemäß 7.
    • 10 und 11 illustrieren weitere Beispiele einer in dem integrierten Bauelement enthaltenen Treiberschaltung zum Ein- und Ausschalten eines Leistungstransistors, wobei 10 im Wesentlichen eine Kombination der Beispiele aus 6 und 7 darstellt und 11 eine Kombination der Beispiele aus 6, 7 und 9 darstellt.
    • 11 illustriert eine exemplarische Implementierung einer Versorgungsschaltung, die in dem Beispiel aus 4 eingesetzt werden kann.
    • 13 und 14 zeigen exemplarische Implementierungen der Schaltungen gemäß 10 und 11.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
  • Im Folgenden wird die Anwendungen von Dioden und den später beschriebenen integrierten Bauelementen, welche Dioden ersetzen sollen, im Kontext von Schaltwandler-Applikationen beschrieben. Dies ist jedoch lediglich als eine exemplarische Anwendung zu verstehen, und es versteht sich, dass die hier beschriebenen integrierten Bauelemente auch in anderen Anwendungen eingesetzt werden können.
  • 1 illustriert die Grundstruktur eines Tiefsetzstellers (Buck Converter, Diagramm (a)) und eines Hochsetzstellers (Boost Converter, Diagramm (b)). Demnach umfasst der Tiefsetzsteller eine Halbbrücke umfassend einen (High-Side-) Halbleiterschalter T1 und eine (Low-Side) Freilaufdiode D1. Das heißt, der Halbleiterschalter T1 ist zwischen einen Eingangsknoten, an dem im Betrieb eine Eingangsspannung VIN anliegt, und einen Mittelabgriff (middle tap) der Halbbrücke geschaltet; die Freilaufdiode D1 ist zwischen dem Mittelabgriff der Halbbrücke und einem Masseknoten geschaltet, an dem ein Referenzpotential anliegt. Zwischen dem Mittelabgriff der Halbbrücke und einem Ausgangsknoten, an dem die Ausgangsspannung VOUT bereitgestellt wird, ist eine Spule L geschaltet. Zwischen dem Ausgangsknoten und dem Masseknoten GND ist ein Kondensator COUT geschaltet. Der Halbleiterschalter T1 kann mit einem modulierten Steuersignal SW angesteuert werden. In vielen Anwendungen ist die Pulsweite des Steuersignals moduliert (Pulsweitenmodulation, PWM) oder die Pulswiederholfrequenz ist moduliert (Pulsfrequenzmodulation, PFM). Die Ausgangsspannung VOUT hängt von der Eingangsspannung VIN und dem Tastgrad (duty cycle) des Steuersignals SW ab.
  • Der Hochsetzsteller gemäß 1, Diagramm (b), umfasst eine Halbbrücke umfassend eine (High-Side-) Freilaufdiode D1 und einen (Low-Side) Halbleiterschalter T1. Das heißt, die Freilaufdiode D1 ist zwischen einen Ausgangsknoten, an dem eine Ausgangsspannung VOUT bereit gestellt wird, und einen Mittelabgriff der Halbbrücke geschaltet; der der Halbleiterschalter T1 ist zwischen den Mittelabgriff der Halbbrücke und einen Masseknoten GND geschaltet, an dem ein Referenzpotential anliegt. Zwischen dem Mittelabgriff der Halbbrücke und einem Eingangsknoten, an dem im Betrieb eine Eingangsspannung VIN anliegt, ist eine Spule L geschaltet. Zwischen dem Ausgangsknoten und dem Masseknoten ist ein Kondensator COUT geschaltet. In gleicher Weise wie beim Tiefsetzsteller kann der Halbleiterschalter T1 mit einem modulierten Steuersignal SW angesteuert werden. Die Ausgangsspannung VOUT hängt wiederum von der Eingangsspannung VIN und dem Tastgrad des Steuersignals SW ab.
  • Um die Effizienz der Schaltungen aus 1 zu erhöhen, kann die Freilaufdiode D1 jeweils durch einen zweiten Halbleiterschalter T2 ersetzt werden, der im eingeschalteten Zustand einen signifikant geringeren Spannungsabfall verursacht als eine Siliziumdiode. Die resultierenden Schaltungen sind in den Diagrammen (a) und (b) der 2 dargestellt. Im Wesentlichen wird der zweite Halbleiterschalter T2, der die Freilaufdiode D1 ersetzt, invers zum Halbleiterschalter T1 angesteuert. Das heißt, der Halbleiterschalter T2 ist aus, wenn der Halbleiterschalter T1 eingeschaltet ist und vice versa. In praktischen Implementierungen ist jedoch eine vergleichsweise komplexe Treiber- und Schutzschaltung 20 notwendig, um die Steuereingänge der Halbleiterschalter T1 und T2 anzusteuern. Insbesondere ist es notwendig, sicherzustellen, dass vor dem Einschalten eines Halbleiterschalters der jeweils andere Halbleiter ausgeschaltet wird, um einen Brückenkurzschluss (Shoot Through) zu vermeiden. Aus diesem Grund beinhaltet die Treiber- und Schutzschaltung 20 in der Regel eine Shoot-Through-Protection-Schaltung, die dazu ausgebildet ist, bestimmte Verzögerungszeiten zwischen einem Ausschaltvorgang und dem nachfolgenden Einschaltvorgang des jeweils anderen Schalters sicherzustellen. Abgesehen von der Konfiguration der Halbbrücke und der Treiber- und Schutzschaltung 20 sind die Beispiele aus 2 gleich wie in 1.
  • Die Beispiele in 3 sind im Wesentlichen identisch wie die Beispiele in 1, wobei im Tiefsetzsteller und im Hochsetzsteller die Freilaufdioden D1 jeweils durch eine integrierte Schaltung 10 ersetzt wurde. Ähnlich wie eine Diode weist die integrierte Schaltung 10 zwei Anschlüsse (Anode und Kathode) auf und hat eine Strom-Spannungskennlinie, die der Strom-Spannungskennlinie einer Diode ähnlich. Anders als eine Siliziumdiode weist die integrierte Schaltung 10 jedoch eine deutlich geringere Vorwärtsspannung auf. In einer Halbbrückenanwendung bringt die integrierte Schaltung 10 den gleichen Vorteil wie der zweite Halbleiterschalter aus 2, ohne jedoch die in Bezug auf 2 erwähnte komplexe Treiber- und Schutzschaltung 20 zu benötigen. Das heißt, die integrierte Schaltung 10 ist eine Komponente mit (genau) zwei Anschlüssen (two terminal device), die eine Siliziumdiode ersetzen kann ohne Notwendigkeit, die übrigen Komponenten der Schaltung anzupassen. Wie bereits erwähnt werden derartige Schaltungen manchmal auch als „ideale“ Diodenschaltungen bezeichnet. In der in Diagramm (b) der 3 gezeigten Anwendung hat das die Verwendung der integrierten Schaltung 10 anstatt eines einfachen n-Kanal-High-Side-Transistors den Vorteil, dass die in der Regel komplizierte Ansteuerung des High-Side-Transistors mittels Level-Shifter und/oder Ladungspumpen nicht mehr notwendig ist.
  • 4 illustriert eine exemplarische Implementierung (d.h. die interne Struktur) der integrierten Schaltung 10 aus 3. In 4 sind die beiden Anschlüsse mit A (Anodenanschluss) und K (Kathodenanschluss) bezeichnet. Der Laststrompfad vom Anodenanschluss A zum Kathodenanschluss K beinhaltet den Source-Drain-Pfad eines MOS-Transistors TL, wobei der MOS-Transistor eine intrinsische Body-Diode DR aufweist, welche dem Source-Drain-Pfad des MOS-Transistors TL parallel geschaltet ist. Sofern die Steuerelektrode (Gate-Elektrode) des Transistors TL nicht angesteuert werden würde, würde sich die Body-Diode DR gleich verhalten, wie die Siliziumdiode D1 in den Beispielen aus 1. Um den Spannungsabfall zwischen Anode A und Kathode K zu verringern, wird der Transistor TL eingeschaltet, wenn die Kathodenspannung VK kleiner als die Anodenspannung VREF wird. Spätestens wenn die Bedingung VK<VREF nicht mehr erfüllt ist, muss der Transistor TL ausgeschaltet werden, damit die integrierte Schaltung 10 den Stromfluss blockieren kann. In dem dargestellten Beispiel wird die Gate-Elektrode des Transistors TL mittels einer Treiberschaltung 13 angesteuert. Die Treiberschaltung 13 ist dazu ausgebildet, den MOS-Transistor TL nach Maßgabe des Pegels eines Steuersignals VL leitend oder sperrend anzusteuern, um den Laststrompfad (Source-Drain-Strompfad im Falle eines MOS-Transistors) parallel zur Diode DR zu aktiveren (MOS-Kanal leitend) und zu deaktivieren (MOS-Kanal nichtleitend). Das Steuersignals VL wird von einer Detektorschaltung 12 basierend auf den Spannungen VK und VREF erzeugt (insbesondere abhängig von der Differenz VK-VREF, wobei VREF für die integrierte Schaltung 10 als internes Referenzpotential betrachtet werden kann).
  • Für den Betrieb der Detektorschaltung 12 und der Treiberschaltung 13 ist eine Versorgungsspannung VINT notwendig. Da die integrierte Schaltung 10 nur die beiden Anschlüsse A und K aufweist, existiert kein separater Versorgungsanschluss, und die Versorgungsspannung VINT muss intern erzeugt werden. Diese Funktion wird von der Versorgungsschaltung 11 bereit gestellt. Die Versorgungsschaltung 11 ist mit einem internen Referenzpotentialknoten (Referenzpotential VREF) verbunden, der nicht mit dem Masseknoten GND in 3 verwechselt werden darf. Der interne Referenzpotentialknoten ist mit dem Anodenanschluss A verbunden. Das heißt, für die interne Spannungsversorgung der integrierten Schaltung 10 kann die Referenzspannung VREF als 0 Volt (interne Masse) definiert werden. Alle Spannungspegel innerhalb der integrierten Schaltung 10 beziehen sich auf diese interne Masse (d.h. das Anodenpotential). Die Versorgungsschaltung 11 kann einen oder mehrere Kondensatoren aufweisen, welche in jenen Zeitintervallen aufgeladen werden, in denen die Kathodenspannung VK (in Bezug auf die interne Masse) größer Null ist (und folglich die Diode DR sperrt und der Transistor TL aus ist). In den hier beschriebenen Ausführungsbeispielen erzeugt die Versorgungsschaltung 11 zwei interne Versorgungsspannungen VINT und Vs, die mittels eines oder mehrerer Kondensatoren gepuffert werden. Die erste Versorgungsspannungen VINT dient der Versorgung der meisten Schaltungskomponenten und kann z.B. 5V betragen. Die Verwendung der zweiten Versorgungsspannung Vs wird später noch genauer erläutert. Die Versorgungsspannung Vs kann ungefähr der an der Halbbrücke (siehe 3) anliegenden Spannung entsprechen und damit auch ungefähr der maximalen Kathodenspannung VK,max, d.h. VS≈VK,max≈VIN beim Tiefsetzsteller (siehe 3, Diagramm (a)) oder VS≈VK,max≈VOUT beim Hochsetzsteller (siehe 3, Diagramm (b)). Dies ist jedoch nicht notwendigerweise der Fall; je nach Implementierung können auch kleinere Spannungen als VK,max erzeugt werden.
  • 5 beinhaltet mehrere Zeitdiagramme zur Illustration der Funktion des Beispiels aus 4. Das obere Diagramm in 5 zeigt einen exemplarischen Verlauf der Kathodenspannung VK (bezogen auf die interne Masse), das untere Diagramm in 5 zeigt den Strom iD durch die integrierten Schaltung 10 (vom Anschluss A zum Anschluss K), und das mittlere Diagramm in 5 zeigt den Strom isw durch den Halbleiterschalter T1 im anderen Zweig der Halbrücke (siehe 3). Die Überlagerung der beiden Ströme isw und iD ergibt den Spulenstrom iL durch die Spule L des Tiefsetzstellers oder des Hochsetzstellers.
  • Während der Zeitspanne TA ist der Halbleiterschalter T1 an und das integrierte Halbleiterbauelement 10 ist in einem sperrenden Zustand. Der Strom isw durch den Halbleiterschalter T1 (siehe 3) steigt an und die Kathodenspannung VK fällt entsprechend. Die Steilheit disw/dt des Stromanstiegs hängt von der Induktivität der Spule L und der Eingangsspannung VIN ab. Im Fall des Hochsetzstellers aus 3, Diagramm (b) gilt, diSW/dt≈VIN/L. In dieser Zeitspanne TA ist die Kathodenspannung VK positiv und die in der Versorgungsschaltung 11 (siehe 4) enthaltenen Kondensatoren können aufgeladen werden. Die Zeitspanne TA endet mit dem Abschalten des Halbleiterschalters T1, was einen steilen Abfall der Kathodenspannung VK bis hin zu negativen Werten zur Folge hat (verursacht durch die in der Induktivität L induzierten Spannung). Gleichzeitig wird der Strom von der intrinsischen Diode DR des MOS-Transistors TL in der integrierten Schaltung 10 übernommen (siehe 4). Sobald die Bedingung VK < VON (mit VON ≤ 0 Volt) erfüllt ist, wird das Einschalten des internen MOS-Transistors TL der internen Halbleiterschaltung ausgelöst, wobei die Spannung VK weiter bis auf eine Spannung VF≈ -0,7V fällt, was der Vorwärtsspannung der intrinsischen Diode DR entspricht. Ein Brückenkurzschluss kann nicht auftreten, da der MOS-Transistor TL erst einschaltet, wenn die Kathodenspannung VK negativ ist und somit der Halbleiterschalter T1 im anderen Halbbrückenzweig zuverlässig aus ist. Nach der Einschaltzeit TB ist der MOS-Transistor TL vollständig eingeschaltet und die Spannung VK ist weniger negativ als VF, da der Strom iD nicht mehr durch die Diode DR, sondern durch den leitenden MOS-Kanal des Transistors TL fließt. Im anschließenden Zeitintervall TC ist der Transistor TL der integrierten Schaltung 10 vollständig eingeschaltet, der Strom isw im anderen Halbbrückenzweig ist null, und der Strom iD sinkt abhängig von der Induktivität der Spule L und der an ihr anliegenden Spannung.
  • Das Zeitintervall TC endet mit dem Einschalten des Halbleiterschalters T1 im anderen Halbbrückenzweig, was dazu führt, dass der Strom iD auf null fällt und von dem Halbleiterschalter T1 im anderen Halbbrückenzweig übernommen wird (siehe 3); die Kathodenspannung VK steigt im anschließenden Zeitintervall TD wieder an. Dieser Anstieg der Kathodenspannung VK wird detektiert, beispielsweise durch Detektieren der Bedingung VK > VOFF (mit VOFF ≤ 0 Volt). Das heißt spätestens wenn die Kathodenspannung positiv wird, muss der MOS-Transistor TL in der integrierten Schaltung 10 wieder abgeschaltet werden. Zum Zeitpunkt, an dem VK=0 gilt, ist der Strom durch die integrierte Schaltung 10 null. Im anschließenden Zeitintervall TE müssen die Ladungsträger aus der Diode intrinsischen DR ausgeräumt werden und die Spannung VK steigt weiter an. Sobald die Ladungsträger aus der Diode DR ausgeräumt sind (zum Beginn der Zeitspanne TF) steht während der Zeitspanne TF die Kathodenspannung VK steil bis auf ihren Maximalwert VK,max an und der Zyklus kann von vorne beginnen. Während der Zeitspanne TF muss die Gate-Spannung VG des MOS-Transistor TL fest auf das Source-Potential (interne Masse) geklemmt sein, um den Transistor TL ausgeschaltet zu halten. Diese Funktion muss von der Treiberschaltung 13 gewährleistet werden. Es kann Sinn machen den Schwellenwert VOFF für das Ausschalten des MOS-Transistors TL geringfügig unterhalb von null Volt zu definieren, um das Ausräumen der Diode DR zu beschleunigen.
  • Insbesondere bei Anwendungen mit hohen Schaltfrequenzen, muss die Treiberschaltung 13 (siehe 4) rasch reagieren und den MOS-Transistor schnell einschalten und auch wieder ausschalten. In den folgenden Abbildungen 6-9 sind mehrere Beispiele für mögliche Implementierungen der Treiberschaltung 13 dargestellt, die das erwähnte schnelle Ein- und Ausschalten ermöglicht.
  • 6 illustriert ein Beispiel einer Implementierung der Treiberschaltung 13 aus 4. Die der Treiberschaltung 13 zugeführte Eingangsspannung VL kann von der Detektorschaltung 12 erzeugt werden. Die Spannung VL zeigt an, ob der MOS-Transistor TL ein oder ausgeschaltet werden soll. Um das Verhalten einer Diode (jedoch mit niedriger Vorwärtsspannung zu erreichen) zu erzielen, soll der MOS-Transistor TL eingeschalten werden, wenn die intrinsische Diode DR in Vorwärtsrichtung vorgespannt (forward biased) ist. Dies ist dann der Fall, wenn die Kathodenspannung VK negativ ist. Wie bereits erwähnt ist die Anodenspannung VREF und damit das Potential an dem Anodenanschluss A als internes Massepotential und damit null Volt definiert (VREF = 0V). Wie bereits erläutert, ist die Detektorschaltung 12 dazu ausgebildet, zu detektieren, wenn die Kathodenspannung VK negativ geworden ist und wenn die Kathodenspannung VK wieder positiv wird. Die für die Detektion verwendeten Schwellenwerte VON und VOFF können null oder leicht negativ sein (siehe 5). Das heißt, die Spannung VL nimmt einen niedrigen Pegel (low level) an, wenn die Kathodenspannung VK den Schwellenwert VON unterschreitet und einen hohen Pegel (high level), wenn der Schwellenwert VOFF wieder überschritten wird. Es sei hier noch einmal betont, dass die Ursache der Änderungen der Kathodenspannung VK außerhalb der integrierten Schaltung 10 liegt; im Fall einer Schaltwandleranwendung (siehe 3) wird die Änderungen der Kathodenspannung VK durch das Schalten des Halbleiterschalters im anderen Halbbrückenzweig verursacht. Ein niedriger Pegel der Spannung VL zeigt der Treiberschaltung 13 also an, den MOS-Transistor TL einzuschalten (weil VK negativ wurde); gleichermaßen zeigt ein hoher Pegel der Spannung VL der Treiberschaltung 13 an, den MOS-Transistor TL wieder auszuschalten.
  • Die Treiberschaltung 13 ist also dazu ausgebildet, nach Maßgabe der Eingangsspannung VL eine Gate-Spannung VG, zu erzeugen, die den MOS-Transistor TL ein-oder ausschaltet. Wenn man die logischen Zustände des Eingangsspannungssignals VL und des Gate-Spannungssignals VG betrachtet, dann hat die Gate-Spannung VG den invertierten Pegel der Eingangsspannung VL (wenn VL eine negative Kathodenspannung VK anzeigt, dann muss der MOS-Transistor TL eingeschaltet werden). Diese Invertierung wird in den hier beschriebenen Beispielen durch die Serienschaltung der drei Inverter INV1, INV2 und INV3 (Inverterkette) erreicht, wobei die Eingangsspannung VL dem ersten Inverter INV1 zugeführt ist und die Gate-Spannung VG am Ausgang des dritten Inverters INV3 anliegt. Die Inverter bilden den Hauptzweig der Treiberschaltung. Die Gate-Spannung VG kann jedoch nur dann auf den notwendigen Pegel angehoben (beim Einschalten) oder reduziert (beim Ausschalten) werden, wenn in vergleichsweise kurzer Zeit eine ausreichende Ladung der Gate-Elektrode zugeführt (beim Einschalten) oder von der Gate-Elektrode des MOS-Transistors TL abgeleitet (beim Ausschalten) wird. In anderen Worten, um den Pegel der Gate-Spannung VG rasch verändern zu können, muss ein entsprechend hoher Gate-Strom iG fließen können. Das Integral des Gate-Stroms iG über die Schaltzeit entspricht der zugeführten/abgeführen Gate-Ladung.
  • Auch wenn dies in 6 nicht explizit dargestellt ist, arbeiten die Inverter INV1, INV2 und INV3, im Hauptzweig mit der internen Versorgungsspannung VINT (siehe 4) von beispielsweise 5 Volt oder 3 Volt. Diese wird von einem in der Versorgungsschaltung 11 (siehe 4) enthaltenen Kondensator bereitgestellt, dessen Kapazität (und folglich die darin gespeicherte Ladung) relativ begrenzt ist, da die Versorgungsschaltung 11 zusammen mit der Detektorschaltung 12, der Treiberschaltung 13 und dem MOS-Transistor TL in einer einzigen integrierten Schaltung 10 mit nur zwei Anschlüssen integriert werden müssen. Die Versorgungsschaltung 11 ist nicht in der Lage, die interne Versorgungsspannung VINT mit ausreichend viel Strom (und damit Ladung) zur Verfügung zu stellen, um das Gate des MOS-Transistors schnell genug zu laden oder zu entladen. Um dieses Problem zu lösen, umfasst in den hier beschriebenen Ausführungsbeispielen die Treiberschaltung 13 zusätzlich zu dem Hauptzweig einen Feed-Forward-Zweig, der den erforderlichen Strom zum Laden der Gate-Elektrode des MOS-Transistors TL zur Verfügung stellt. In dem Beispiel aus 6 beinhaltet der Feed-Forward-Zweig die Komponenten 131 und 132, die lediglich für das Einschalten des MOS-Transistors TL benötigt werden. Für das Ausschalten des MOS-Transistors TL kann ein weiterer Feed-Forward-Zweig vorgesehen sein; verschiedene Beispiele hierfür sind in den 7-9 dargestellt.
  • Die in 6 gezeigte Komponente 131 wird als Flanke-zu-Strom-Wandler (slope-to-current converter) bezeichnet und sie ist dazu ausgebildet, eine fallende Flanke im Ausgangssignal VL2 des zweiten Inverters INV2 in ein Stromsignal iR umzuwandeln. Das Stromsignal iR umfasst im Wesentlichen ein Strompuls, mit einer Pulsdauer, die in einem einfachen Fall der Abfallzeit (fall time) der fallenden Flanke entsprechen kann. Die Komponente 132 ist eine Art Stromverstärker mit einer Ausgangsstufe, die jedoch nicht von der internen Versorgungsspannung VINT, sondern von der zusätzlichen, höheren Versorgungsspannung Vs versorgt wird. Der Ausgangsstrom iGC des Stromverstärkers 132 (verstärkter Strompuls iR) wird in die Gate-Elektrode des MOS-Transistors TL eingespeist, und kann während einer fallenden Flanke in der Eingangsspannung VL (entspricht einer fallenden Flanke am Ausgang des Inverters INV2) dazu beitragen, das Gate des MOS-Transistors TL aufzuladen und den MOS-Transistor TL folglich schnell einzuschalten. Der Ausgangsstrom iGC ist ebenso pulsförmig und entspricht einer Ladungsmenge QGC, die dem Gate des MOS-Transistors zugeführt wird (zusätzlich zum Ausgangsstrom der Inverterkette).
  • Ähnlich wie die interne Versorgungsspannung VINT wird die zusätzliche Versorgungsspannung Vs von einem in der Versorgungsschaltung 11 enthaltenen Kapazität bereitgestellt. Da diese Kapazität jedoch auf die höhere Versorgungsspannung VS aufgeladen wird, ist die in der Kapazität gespeicherte Ladung (Kapazität mal Spannung) wesentlich höher. Die „Entkopplung“ der Versorgungsspannungen VINT und VS ist nötig, da die Detektorschaltung 12 (siehe 3) eine stabile Versorgungsspannung benötigt. Einige Komponenten der Treiberschaltung 13 können jedoch mit einer stark schwankenden Versorgungsspannung Vs arbeiten, die beispielsweise von 10V bis auf die Einsatzspannung des MOS-Transistors TL absinken kann. Eine Stabilisierung der höheren Versorgungsspannung Vs ist daher nicht notwendig.
  • Wie erwähnt, das Beispiel aus 6 illustriert jenen Teil der Treiberschaltung 13, der für das Einschalten des MOS-Transistors TL verantwortlich ist, inklusive dem Feed-Forward-Zweig, der das Laden des Gates des MOS-Transistors TL unterstützt. Das Beispiel aus 7 illustriert die Treiberschaltung 13 mit einem weiteren Feed-Forward-Zweig, der das Entladen des Gates des MOS-Transistors TL unterstützt, um den MOS-Transistor TL auszuschalten. Der weitere Feed-Forward-Zweig umfasst in diesem Beispiel die Komponenten 133, 134 und 135 und kann mit dem Feed-Forward-Zweig aus 6 kombiniert werden.
  • Die Komponente 133 ist ebenfalls ein Flanke-zu-Strom-Wandler, dessen Eingang mit dem Ausgang des ersten Inverters (Ausgangssignal VL1) gekoppelt ist. Das heißt, der Flanke-zu-Strom-Wandler 133 sieht eine fallende Flanke, wenn das Eingangssignal VL eine steigende Flanke aufweist, der MOS-Transistor TL also ausgeschaltet werden soll. Wie im vorherigen Beispiel der Flanke-zu-Strom-Wandler 132, so ist auch der Flanke-zu-Strom-Wandler 133 in 7 dazu ausgebildet, eine fallende Flanke in einen Ausgangsstrom iR zu wandeln, der in gleicher Weise verstärkt wird wie im vorherigen Beispiel. Diese Verstärkung wird von der Komponente 135 bewerkstelligt, die ebenfalls eine Art Stromverstärker ist und die gleich aufgebaut sein kann, wie der Stromverstärker 132 in 6. Der Ausgangsstrom des Stromverstärkers 135 ist einer Klemmschaltung 134 zugeführt, die dazu ausgebildet ist, abhängig von dem verstärkten Strom iR die Gate-Source-Kapazität des MOS-Transistors ML kurzzuschließen und folglich das Gate rasch zu entladen und den MOS-Transistor TL auszuschalten. Die Klemmschaltung 134 kann beispielsweise einen Transistor aufweisen, der so mit dem MOS-Transistor TL gekoppelt ist, dass dessen Gate-Source-Kapazität kurzgeschlossen wird, wenn der in der Klemmschaltung 134 enthaltene Transistor eingeschaltet wird. Das Kurzschließen der Gate-Source-Kapazität des MOS-Transistors TL geht umso schneller, je rascher der in der Klemmschaltung 134 enthaltene Transistor als Reaktion auf den Strom iR des Flanke-zu-Strom-Wandlers 133 in einen leitenden Zustand versetzt werden kann. Aus diesem Grund kann eine Verstärkung des Stroms iR durch den Stromverstärker 135 sinnvoll sein.
  • Allerdings ist diese Stromverstärkung durch den Stromverstärker 135 nicht unbedingt notwendig. Das Beispiel aus 8 ist eine Modifikation des vorherigen Beispiels aus 7, bei dem der Stromverstärker 135 weggelassen wurde. In diesem Fall ist der Ausgang des Flanke-zu-Strom-Wandlers 133 ohne zwischenliegenden Verstärker mit dem Eingang der Klemmschaltung 134 verbunden. Das heißt, der Flanke-zu-Strom-Wandler 133 ist zwischen den Ausgang des zweiten Inverters INV2 und den Eingang der Klemmschaltung 134 geschaltet. In diesem Fall kann die Aktivierung des in der Klemmschaltung 134 enthaltenen Transistors zum Kurzschließen der Gate-Source-Kapazität des MOS-Transistors TL etwas länger dauern als im vorherigen Beispiel. Ob ein schnelleres Entladen der Gate-Elektrode des MOS-Transistors TL notwendig ist, oder ob ein etwas langsameres Entladen (ohne Stromverstärker 135) ausreicht, hängt von der konkreten Anwendung ab.
  • Das Beispiel aus 9 ist eine besondere Modifikation des vorherigen Beispiels aus 8, wobei insbesondere der Flanke-zu-Strom-Wandlers 133' als Eingangssignal nicht das Ausgangssignal VL1 des Inverters INV1 empfängt, sondern die Kathodenspannung VK. Wie der Flanke-zu-Strom-Wandlers 133 in 8 reagiert der Flanke-zu-Strom-Wandlers 133' auf eine steigende Flanke der Kathodenspannung VK, die im Wesentlichen der Drain-Source-Spannung am MOS-Transistor TL entspricht. Der resultierende Ausgangsstrom iR des Flanke-zu-Strom-Wandlers 133' ist wie im vorherigen Beipsiel der Klemmschaltung 134 zugeführt. Da die Flanke der Kathodenspannung VK signifikant höher ist als die Flanke am Ausgang des Inverters INV1, fließt der resultierende Strom iR während der gesamten Zeit des Spannungsanstiegs. Er kann auch höher sein als im vorherigen Beispiel, um den MOS-Transistor TL sicher auszuschalten. Anders als in dem Beispiel aus 7 wird im Beispiel gemäß 9 die höhere Versorgungsspannung VS beim Abschalten nicht mit Strom belastet, sodass der zugehörige Kondensator in der Versorgungsschaltung 11 (vgl. 3) kleiner dimensioniert werden kann.
  • Wie erwähnt können die Schaltungen zum Einschalten (z.B. 6) und Ausschalten (7-9) miteinander kombiniert werden, sodass die Treiberschaltung 13 zwei Feed-Forward-Zweige aufweist. 10 illustriert eine Treiberschaltung, die eine Kombination der Beispiele aus 6 und 7 darstellt. Die Stromverstärker 132 und 135, die mit der zusätzlichen, höheren Versorgungsspannung VS arbeiten, erlauben ein vergleichsweise rasches ein- und Ausschalten des MOS-Transistors TL und somit die Verwendung der integrierten Schaltung 10 in vergleichsweise schnellschaltenden Anwendungen wie z.B. Schaltwandler. In einem weiteren Ausführungsbeispiel sind die Schaltungen gemäß 6, 7 und 9 kombiniert. Diese Situation ist in 11 dargestellt.
  • 12, Diagramm (a) illustriert ein Beispiel einer möglichen Implementierung der Versorgungsschaltung 11, die in dem Beispiel aus 4 eingesetzt werden kann. Wie erwähnt, ist die Versorgungsschaltung 11 dazu ausgebildet, sowohl eine geregelte Versorgungsspannung VINT als auch eine ungeregelte Versorgungsspannung Vs zu erzeugen. Die ungeregelte Versorgungsspannung Vs kann höher sein als die geregelte Versorgungsspannung VINT. Die Versorgungsschaltung 11 ist zwischen den Anodenanschluss A (Anodenspannung/Referenzpotential VREF) und den Kathodenanschluss (Kathodenspannung VK) geschaltet. Wie erwähnt kann das Referenzpotential VREF als 0V angenommen werden, wohingegen die Kathodenspannung VK - bezogen auf das Referenzpotential VREF - stark schwankt. Die Versorgungsspannungen VINT und VS müssen also aus der Kathodenspannung VK erzeugt und mittels Kondensatoren gepuffert werden.
  • In dem Beispiel aus 12, Diagramm (a), werden die Kondensatoren C1 und C2 über die Transistoren T1 bzw. T2 geladen. Der Transistor T1 ist zwischen einen ersten Anschluss des Kondensators C1 und den Kathodenanschluss K (Kathodenspannung VK) geschaltet. Gleichermaßen ist der Transistor T2 ist zwischen einen ersten Anschluss des Kondensators C2 und den Kathodenanschluss K geschaltet. Die zweiten Anschlüsse der Kondensatoren C1 und C2 sind auf Referenzpotential VREF. Die Spannung über dem Kondensator C2 ist die ungeregelte Versorgungsspannung VS. Die Die Spannung über dem Kondensator C1 ist dem Eingang eines Spannungsreglers REG zugeführt, der an seinem Ausgang die geregelte Versorgungsspannung VINT bereitstellt.
  • Die Steueranschlüsse der Transistoren T1 bzw. T2 werden so angesteuert, dass die Transistoren leitend sind, wenn die Kathodenspannung hoch ist (d.h. über einem gewissen Schwellenwert) und sperrend sind, wenn die Kathodenspannung niedrig ist (d.h. unter einem gewissen Schwellenwert). In dem dargestellten Beispiel sind die Transistoren T1 bzw. T2 MOS-Transistoren, deren Gate-Elektroden über eine Stromquelle Q geladen werden, sofern die Kathodenspannung VK groß genug ist, um den Strom iQ der Stromquelle Q zu treiben. Eine Zenerdiode DZ, die zwischen die Gate-Elektroden und das Referenzpotential VREF geschaltet ist, begrenzt die Gate-Spannung auf die Zenerspannung der Zenerdiode Dz. Damit wird auch die maximale Spannung über den Kondensatoren C1 und C2 auf einen Wert begrenzt, der ungefähr gleich der Zenerspannung abzüglich der Einsatzspannung (threshold voltage) des jeweiligen Transistors T1 bzw. T2 ist.
  • 12, Diagramm (b), illustriert eine Modifikation des Beispiels aus Diagramm (a), bei dem Kondensator C1 die ungeregelte Versorgungsspannung Vs puffert und die geregelte Versorgungsspannung VINT aus der ungeregelten Versorgungsspannung VS abgeleitet wird. In diesem Fall ist nur eine Kapazität nötig (die jedoch aus mehreren Einzelkondensatoren aufgebaut sein kann). Es versteht sich, dass die Beispiele aus 12 nur einfache Implementierungen darstellen und tatsächliche Implementierungen komplexer sein können und auch von der verwendeten Technologie abhängen. Insbesondere können mehrere Kondensatoren parallel geschaltet werden, um die gewünschte Kapazität zu erreichen. Die Zenerdiode DZ kann auch durch andere Schaltungskomponenten ersetzt werden, die eine Spannungsbegrenzung bewirken. Die Stromquelle Q ist im einfachsten Fall durch einen Widerstand oder einen Transistor realisiert. Je nach Implementierung kann es notwendig sein, in Serie zum Laststrompfad der Transistoren T1 und T2 je eine Diode zu schalten, um eine unerwünschte Entladung der Pufferkondensatoren zu verhindern. In diesem Fall wären - bei ausgeschalteten Transistoren - die Dioden anti-seriell zu den intrinsischen Body-Dioden (in 12 nicht dargestellt) der Transistoren T1 und T2 geschaltet.
  • 13 illustriert eine exemplarische Implementierung des Beispiels aus 11 detaillierter. In dem dargestellten Beispiel umfasst die Detektorschaltung 12 einen Komparator K, dem an einem ersten Eingang die Kathodenspannung VK zugeführt und an einem zweiten Eingang eine Referenzspannung VX zugeführt ist. Der Komparator K ist dazu ausgebildet die Spannungen VK und VX zu vergleichen und an seinem Ausgang zu signalisieren, ob die Kathodenspannung VK größer als die Referenzspannung VX ist. Wenn das der Fall ist, hat die Ausgangsspannung VL des Komparators K (und damit auch die Ausgangsspannung der der Detektorschaltung 12) einen hohen Pegel (high level), andernfalls einen niedrigen Pegel (low level), wobei die Pegel (high und low) als Logikpegel zu verstehen sind. Die Inverterkette mit den drei Invertern INV1, INV2 und INV3 invertiert das Ausgangssignal VL der Detektorschaltung 12 drei Mal, Das heißt, das Ausgangssignal VG des dritten Inverters INV3 ist im Vergleich zu dem Ausgangssignal VL der Detektorschaltung 12 invertiert. Wenn die Kathodenspannung VK unter die Referenzspannung Vx fällt (VK<VX), dann ist das Ausgangssignal VL der Detektorschaltung 12 auf einem niedrigen Pegel und das Ausgangssignal VG (Gate-Spannung des Transistors TL) des dritten Inverters INV3 auf einem hohen Pegel. D.h. der Transistor TL wird eingeschaltet, wenn VK<VX gilt. Die Referenzspannung kann auch einen negativen Wert aufweisen (z.B. -50mV).
  • Der Komparator K und die Inverter INV1, INV2 und INV3 werden über die geregelte Versorgungsspannung VINT versorgt (in 13 nicht explizit dargestellt). Wie bereits oben erwähnt kann der Inverter INV3 keinen Ausgangsstrom liefern, der groß genug ist, um den Transistor TL in der gewünschten Geschwindigkeit ein- und auszuschalten. Wie bereits unter Bezugnahme auf 6 und 7 erläutert, wird mit Hilfe der Flanke-zu-Strom-Wandler 131 und 133 (slope-to-current converter) sowie den zugehörigen Stromverstärkern 132 und 135 zusätzlich Strom aus der ungeregelten Spannungsversorgung (Versorgungsspannung VS) entnommen, um den Transistor TL rascher ein- und schalten zu können. Das Ausschalten erfolgt mittels der Klemmschaltung 134, welche in der Lage ist, die Gate-Source-Spannung des Transistors auf null Volt zu klemmen.
  • Die Flanke-zu-Strom-Wandler 131 und 133 beinhalten im Wesentlichen jeweils einen Kondensator (siehe 13, Kondensatoren CON bzw. COFF). Den Kondensatoren CON und COFF kann jeweils ein Puffer B1, B2 vorgeschaltet sein, der mehr Strom an seinem Ausgang liefern kann, als die Inverter INV1 und INV2, d.h. die Ausgang-Transistorstufen der Puffer B1 und B2 sind für höhere Ströme ausgelegt als die Ausgang-Transistorstufen der Inverter. Nichtsdestotrotz können die Puffer B1 und B2 in manchen Ausführungsbeispielen auch weggelassen werden und sind daher optional. Einer oder beide der Puffer B1 und B2 können eine invertierende Charakteristik aufweisen. In diesem Fall ist auch das Eingangssignal der Puffer B1 und B2 zu invertieren. Das heißt, wenn z.B. der Puffer B2 eine invertierende Charakteristik aufweisen würde, dann müsste ihm als Eingangssignal das Signal VL2 (anstatt VL1) zugeführt werden. Die Funktion der Schaltung ändert sich dadurch nicht.
  • In dem Beispiel aus 13 fließt während einer fallenden Flanke im Signal VL2 ein Strom durch den Kondensator CON (der Strom durch den Kondensator ist proportional zur Änderung der Spannung). Dieser Strom kann als Eingangssignal für den Stromverstärker 132 betrachtet werden, der von der ungeregelten Spannungsversorgung (Versorgungsspannung VS) versorgt wird. Der Stromverstärker 132 kann im Wesentlichen als Stromspiegel implementiert werden, der einen Eingangszweig mit einem ersten Transistor M1 und einen Ausgangszweig mit einem zweiten Transistor M2 aufweist. Der Eingangsstrom, der durch den Transistor M1 fließt (um den Kondensator CON zu laden), wird mit einem definierten Verstärkungsfaktor in den Ausgangszweig „gespiegelt“, und der verstärkte Ausgangsstrom iGC wird der Gate-Elektrode des MOSFETs TL zugeführt, um diese aufzuladen und den MOSFET TL einzuschalten. Der Widerstand R1 dient dazu, den Kondensator CON wieder zu entladen, während der MOSFET TL ausgeschaltet ist. An dieser Stelle sein noch einmal betont, dass der Ausgangsstrom iGC des Stromverstärkers 132 von der ungeregelten Spannungsversorgung geliefert wird.
  • Während einer fallenden Flanke im Signal VL1 (entspricht einer steigenden Flanke im Signal VL2) fließt ein Strom durch den Kondensator COFF, der proportional zur Änderung der Spannung am Kondensator COFF ist. Dieser Strom kann als Eingangssignal für den Stromverstärker 135 betrachtet werden, der wie der Stromverstärker 132 von der ungeregelten Spannungsversorgung (Versorgungsspannung Vs) versorgt wird. Der Stromverstärker 135 kann gleich aufgebaut sein wie der Stromverstärker 132 und es wird auf die obigen Erläuterungen verwiesen. In dem dargestellten Beispiel bildet umfasst der Stromverstärker 135 einen Stromspiegel mit dem Transistor M3 im Eingangszweig und dem Transistor M4 im Ausgangszweig. Der Strom durch den Kondensator wird verstärkt auf den Ausgangszweig „gespiegelt“, und der (von der ungeregelten Spannungsversorgung gelieferte) Ausgangsstrom iGD wird der Klemmschaltung 134 zugeführt, die den MOSFET TL schließlich ausschaltet. Der Widerstand R2 dient dazu, den Kondensator COFF wieder zu entladen, während der MOSFET TL eingeschaltet ist.
  • Die Klemmschaltung 134 ist dazu ausgebildet, zum Abschalten des MOSFETs TL die Gate-Source-Spannung VG des Transistors TL auf annähernd null Volt zu klemmen. In dem in 13 dargestellten Beispiel enthält die Klemmschaltung 134 einen elektronischen Schalter MX (z.B. einen weiteren MOS-Transistor Mx), der eingeschaltet wird, um die Gate-Spannung VG praktisch auf null Volt zu klemmen. Um den elektronischen Schalter Mx schnell und sicher einzuschalten, wird dessen Steuerelektrode der verstärkte Strom iGD (Ausgangsstrom des Stromverstärkers 135) zugeführt. Im dargestellten Fall eines MOS-Transistors wird - als Reaktion auf eine Fallende Flanke im Signal VL1 - die Gate-Elektrode des MOS-Transistors MX durch den Ausgangsstrom des Stromverstärkers 134 aufgeladen, wodurch der MOS-Transistors MX schnell und sicher eingeschaltet wird, um das Gate des MOSFETs TL auf null Volt zu klemmen. Die Diode DX ist eine Zenerdiode, welche die Gate-Spannung des MOS-Transistors MX auf einen bestimmten Maximalwert begrenzt. Der Widerstand RX, der der Gate-Source-Kapazität des MOS-Transistors Mx parallel geschaltet ist, erlaubt ein Entladen der Gate-Elektrode des Transistors MX bis zum nächsten Ausschaltvorgang des MOSFETs TL. Andere, komplexere Ausführungsformen der Klemmschaltung 134 sind ebenso möglich.
  • Wie erwähnt entspricht das Ausführungsbeispiel aus 13 im Wesentlichen dem allgemeinen Beispiel aus 10. Das Ausführungsbeispiel aus 14 ist im Wesentlichen das gleiche wie das vorherige Beispiel aus 13, jedoch mit dem zusätzlichen Flanke-zu-Strom-Wandler 133', der zwischen den Kathodenanschluss K und einer weiteren Klemmschaltung 134' gekoppelt ist. Der linke Teil der Schaltung wurde in 14 aus Platzgründen weggelassen; es ist wie erwähnt ohnehin gleich wie in 13.
  • Als Reaktion auf eine steigende Flanke in der Kathodenspannung VK stellt der Flanke-zu-Strom-Wandler 133' einen Strom iGD2 bereit, der der weiteren Klemmschaltung 134' zugeführt ist. In dem dargestellten Beispiel weist der Flanke-zu-Strom-Wandler 133' einen Kondensator COFF2 und optional einen Serienwiderstand ROFF2 auf. Die Klemmschaltung 134' kann im Wesentlichen gleich aufgebaut sein wie die Klemmschaltung 134. Als Reaktion auf eine steigende Flanke in der Kathodenspannung VK führt der Ladestrom durch den Kondensator COFF2 auch dazu, dass der Transistor MX in der Klemmschaltun 134' aktiviert und die Gate-Spannung VG des MOSFET TL auf null Volt geklemmt wird.
  • Auch wenn die Detektorschaltung 12 in den hier dargestellten Beispielen relativ einfach mit nur einem Komparator aufgebaut ist, können andere Ausführungsbeispiele komplexere Detektorschaltungen aufweisen. Die Detektorschaltung kann z.B. dazu ausgebildet sein, nach der Detektion einer negativen Kathodenspannung (VK<VON, siehe 5) das Signalisieren einer positiven Kathodenspannung (VK>VOFF, siehe 5) für eine bestimmte Zeitdauer zu verhindern, um ein unerwünschtes Toggling zu vermeiden. In Anwendungen, in denen die hier beschriebene ideale Diodenschaltung in einer Halbbrücke verwendet wird, die gemäß einem pulsweitenmodulierten Signal angesteuert wird, kann die erwähnte Zeitdauer, für die ein Wiedereinschalten des MOSFETs TL verhindert wird, von dem Duty-Cycle und/oder der Frequenz des pulsweitenmodulierten Signal.
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • US 10033297 B2 [0004]

Claims (10)

  1. Eine integrierte Schaltung, die folgendes aufweist: einen ersten Anschluss (A) und einen zweiten Anschluss (K); einen MOS-Transistor (TL) mit einer Steuerelektrode und einem Laststrompfad, welcher dazu ausgebildet ist, einen Laststrompfad zwischen dem ersten Anschluss (A) und dem zweiten Anschluss (K) zu aktivieren und zu deaktivieren, eine Diode (DR), die parallel zu dem Laststrompfad des MOS-Transistors (TL) angeordnet ist; eine Detektorschaltung (12), die dazu ausgebildet ist, abhängig von einer Spannung (VK) zwischen dem ersten Anschluss (A) und dem zweiten Anschluss (K) ein Steuersignal (VL) zu erzeugen; eine Treiberschaltung (13) mit einem Hauptzweig und einem ersten Feed-Forward-Zweig, wobei der Hauptzweig das Steuersignal (VL) empfängt und Schaltungskomponenten aufweist, die dazu ausgebildet sind, nach Maßgabe des Steuersignals (VL) eine Steuerspannung (VG) für die Steuerelektrode des MOS-Transistors (TL) zu erzeugen, und wobei der erste Feed-Forward-Zweig Schaltungskomponenten aufweist, die dazu ausgebildet sind als Reaktion auf eine Flanke des Steuersignals (VL) einen Ladestrom (iGC) oder Entladestrom (iGD) zu erzeugen, der die Steuerelektrode des MOS-Transistors (TL) lädt bzw. entlädt.
  2. Die integrierte Schaltung gemäß Anspruch 1, wobei der Hauptzweig eine Kette mit mehreren Invertern (INV1, INV2, INV3) umfasst, der das Steuersignal (VL) zugeführt ist und deren Ausgang mit der Steuerelektrode verbunden ist.
  3. Die integrierte Schaltung gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei der erste Feed-Forward-Zweig einen Flanke-zu-Strom-Wandler (131) aufweist, der dazu ausgebildet ist, als Reaktion auf eine Flanke des Steuersignals (VL) einen Strompuls (iR) zu erzeugen, und wobei der erste Feed-Forward-Zweig einen Stromverstärker (132) aufweist, der dazu ausgebildet ist, den Strompuls (iR) zu verstärken, und wobei der Ausgang des Stromverstärkers (132) mit der Steuerelektrode des MOS-Transistors (TL) verbunden ist.
  4. Die integrierte Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, die weiter aufweist: einen zweiten Feed-Forward-Zweig, der Schaltungskomponenten aufweist, die dazu ausgebildet sind als Reaktion auf eine Flanke des Steuersignals (VL) oder auf eine Flanke der Spannung (VK) am zweiten Anschluss (K) einen Entladestrom (iGD) zu erzeugen, der die Steuerelektrode des MOS-Transistors (TL) entlädt.
  5. Die integrierte Schaltung gemäß Anspruch 4, wobei der Feed-Forward-Zweig eine Klemmschaltung (134) aufweist, die mit der Steuerelektrode des MOS-Transistors (TL) verbunden ist und dazu ausgebildet ist, einen Strompfad zur Entladung der Steuerelektrode zu aktivieren und zu deaktivieren.
  6. Die integrierte Schaltung gemäß Anspruch 5, wobei der zweite Feed-Forward-Zweig einen Flanke-zu-Strom-Wandler (133; 133') aufweist, der dazu ausgebildet ist, als Reaktion auf eine Flanke des Steuersignals (VL) einen Strompuls (iR) zu erzeugen, wobei der Strompuls eine Aktivierung des Strompfades durch die Klemmschaltung bewirkt.
  7. Die integrierte Schaltung gemäß Anspruch 6, wobei der zweite Feed-Forward-Zweig einen Stromverstärker (135) aufweist, der dazu ausgebildet ist, den Strompuls zu verstärken.
  8. Die integrierte Schaltung gemäß Anspruch 6, wobei die Klemmschaltung (134) einen Halbleiterschalter aufweist, dessen Steuereingang der Strompuls zugeführt ist.
  9. Die integrierte Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, die weiter aufweist: eine Versorgungsschaltung, die dazu ausgebildet ist, eine erste Versorgungsspannung (VINT) und eine zweite Versorgungsspannung (Vs) zu erzeugen, wobei der erste Versorgungsspannung stabilisiert und kleiner ist als die zweite Versorgungsspannung (Vs), wobei die Detektorschaltung (12) von der ersten Versorgungsspannung (VINT) versorgt wird und zumindest eine Schaltungskomponente im Feed-Forward-Zweig von der zweiten Versorgungsspannung (Vs) versorgt wird.
  10. Eine integrierte Schaltung, die folgendes aufweist: einen ersten Anschluss (A) und einen zweiten Anschluss (K); einen MOS-Transistor (TL) mit einer Steuerelektrode und einem Laststrompfad, welcher dazu ausgebildet ist, einen Laststrompfad zwischen dem ersten Anschluss (A) und dem zweiten Anschluss (K) zu aktivieren und zu deaktivieren, eine Diode (DR), die parallel zu dem Laststrompfad des MOS-Transistors (TL) angeordnet ist; eine Detektorschaltung (12), die dazu ausgebildet ist, abhängig von einer Spannung (VK) zwischen dem ersten Anschluss (A) und dem zweiten Anschluss (K) ein Steuersignal (VL) zu erzeugen; eine Treiberschaltung (13) mit einem Hauptzweig und einem weiteren Zweig, wobei der Hauptzweig das Steuersignal (VL) empfängt und Schaltungskomponenten aufweist, die dazu ausgebildet sind, nach Maßgabe des Steuersignals (VL) eine Steuerspannung (VG) für die Steuerelektrode des MOS-Transistors (TL) zu erzeugen, und wobei der weitere Zweig Schaltungskomponenten aufweist, die dazu ausgebildet sind als Reaktion auf eine Flanke der Spannung (VK) am zweiten Anschluss (K) einen Entladestrom (iGD) zu erzeugen, der die Steuerelektrode des MOS-Transistors (TL) entlädt.
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