JP3232511B2 - 高周波高圧電源 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、立ち上がり・立ち
下がりの急峻な高周波（インパルス）の高電圧を出力す
ることができる高周波高圧電源に関し、常圧プラズマ表
面改質用電源、プラズマＣＶＤ（Ｃｈｅｍｉｃａｌ Ｖ
ａｐｏｒ Ｄｅｐｏｓｉｔｉｏｎ）用電源、イオンプレ
ーティング用電源、エッチング用電源、スパッタリング
用電源、バッテリの充電器、高周波コロナ処理器、オゾ
ン発生器、除電又は帯電用電源、モー夕用インバータ電
源、紫外線ランプ光源用電源、溶接器用電源等に広範に
利用できるものである。

【０００２】

【従来の技術】特開平９−１７２７８７号公報には、次
のような構成にすることにより、正負のパルス高電圧の
立ち上がり・立ち下がり特性を良くした正負パルス式高
電圧電源が開示されている。

【０００３】すなわち、正電圧発生部＋Ｅとアースとの
間に、第１のスイッチング素子ＳＷ１と第２のスイッチ
ング素子ＳＷ２と第３のスイッチング素子ＳＷ３とを直
列接続し、第１のスイッチング素子ＳＷ１と第２のスイ
ッチング素子ＳＷ２との接続点を負荷Ｒに接続し、負電
圧発生部−Ｅと負荷Ｒとの間に第４のスイッチング素子
ＳＷ４を接続する。第１のスイッチング素子をオンにし
て負荷に正電圧を印加した後、第２のスイッチング素子
をオンにして、第３のスイッチング素子に並列接続され
たダイオードＤ３を介してアースに至る回路によって、
負荷の正の電荷分をディスチャージする。次に、第４の
スイッチング素子をオンにして負荷に負電圧を印加した
後、第３のスイッチング素子をオンにして、第２のスイ
ッチング素子に並列接続されたダイオードＤ２を介して
負荷に至る回路によって、負荷の負の電荷分をディスチ
ャージする。

【０００４】この従来技術によると、正負のパルス高電
圧の電圧値を正負それぞれ可変できるため、除電器用電
源としてはイオンバランス調整できるという利点がある
が、スイッチング素子に供給する電源として正負それぞ
れの電源（正電圧発生部＋Ｅ及び負電圧発生部−Ｅ）を
必要とする問題がある。

【０００５】従来、図１３に示すように、第１、第２、
第３、第４の４個の半導体スイッチング素子ＳＷ１、Ｓ
Ｗ２、ＳＷ３、ＳＷ４をＨブリッジ接続するとともに、
各半導体スイッチング素子にダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ
３、Ｄ４をそれぞれ並列接続したＨブリッジスイッチン
グ回路を用いた場合には、一般に次の表２に示す、
、、の４つのＯＮ／ＯＦＦの組み合わせ態様で順
次繰り返しスイッチング動作させていた。

【０００６】

【表２】

【０００７】図１３において、まず４個の半導体スイッ
チング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４は全てＯＦ
Ｆとなっている（負荷の両端はＯＦＦ状態）。次に、半
導体スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３のゲートに信号が
同時に入力すると、Ｉ１の方向に電流が流れ、負荷を充
電する。この後、ＳＷ１、ＳＷ３のゲート信号がＯＦＦ
になるが、負荷側に充電した電荷分はチャージされたま
まである。今度は、半導体スイッチング素子ＳＷ２、Ｓ
Ｗ４のゲートに信号が同時に入力すると、Ｉ２の方向に
電流が流れ、負荷をディスチャージする。この後、ＳＷ
２、ＳＷ４のゲート信号がＯＦＦになるが、負荷側に充
電した電荷分はチャージされたままである。

【０００８】従って、図１４のタイミングチャートに示
すように、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４に対するゲ
ート信号が終わっても、出力パルスが直ぐに立ち下がら
ず、負荷の浮遊容量やリーケージインダクタンス分の影
響を受け、軽負荷時及びＣ負荷のときは同図（Ａ）のよ
うに次のパルスの立ち上がりまで延びた波形、Ｌ負荷の
ときは同図（Ｂ）のように各パルスの前後が歪んだ波形
になってしまう。

【０００９】ところで、常圧中でプラズマを発生させる
には、できるだけ急峻な立ち上がりを持つ、高電圧のイ
ンパルス信号が必要となる。

【００１０】従来、高電圧のインパルス信号を得る方法
としては、ギャップ電極方式によるパルス電源を使って
いるが、この場合パルス頻度は１０〜１０００ｐｐｓ
（周波数１０Ｈｚ〜１ＫＨｚ）であり、高速パルスを実
現することはできない。常圧中でプラズマを最適に発生
させるためには、誘電体間で放電する放電状態が、スト
リーマ放電、アーク放電にならないよう工夫しなければ
ならない。

【００１１】従来の高周波高電圧発生器は、波形がサイ
ン波であり、信号が連続した波形のものを使用して行っ
ている。スパッタリング、ＣＶＤ、真空蒸着等、大半が
真空中で低圧にした状態にして、サイン波の連続信号を
電極間に印加して使用しているが、この場合低圧にして
いるため、電極間に存在するイオン、電子等の障害物が
無いため、サイン波の連続信号で放電させても、プラズ
マが発生する。

【００１２】また、大気中で使用している従来のコロナ
処理器は、やはり高周波高電圧の信号で行っているが、
大気中で誘電体を通じて電極間に高電圧を印加した場
合、放電状態がプラズマ放電とはならず、ストリーマ状
のコロナ放電となってしまう。

【００１３】常圧中で、何故プラズマが発生できるかと
言うと、急峻な立ち上がりを持つ高電圧のインパルス信
号で大気中に強い電界を発生させ、その直後に急激に信
号を切り電界を一旦休止させ、次に供給する信号は、連
続的に供給せず間隔をあけて供給するようにすると、大
気中でストリーマ、アーク放電にはならず、プラズマ状
態となる。

【００１４】このような理由から、電子回路を使って高
速のインパルス信号を作れば、プラズマを発生させるこ
とが可能である。

【００１５】一方、コロナ処理器は、大気中において電
極間に誘電体（一般的にはシリコンゴム）を挟んで高周
波高電圧を印加し、電極−誘電体間に挟んだ樹脂材料
（フィルム、不織布）表面をストリーマ放電させ、表面
の濡れ性改善を図っている。

【００１６】この方法の場合は、印加する高周波電圧波
形がサイン波のため、周波数を下げると信号の立ち上が
り波形が緩やかになり、放電する際の電界強度が弱くな
る。また、周波数を高くすると、放電の電界強度が高く
なりすぎてストリーマ放電が強くなりすぎ、バラバラの
放電となり、素材にピンホールが発生し、最適な処理が
得られない。

【００１７】サイン波において高周波５０ＫＨｚ以上の
高電圧を連続的に誘電体に印加すると、ストリーマ放電
がアーク放電に近づき、放電がばらついてしまう。一
方、周波数を下げると、放電の電界強度が低くなり処理
が弱くなる。

【００１８】サイン波の場合、このような欠点があるた
め、インパルス電源は、出力波形を立ち上がりの速い信
号にし、繰り返しの周波数を連続的に可変させるような
方法をとると、印加するパルス信号の立ち上がりが速い
ため、単位面積当たりの電界強度が高くなり、放電のプ
ラズマ密度が強く発生する。

【００１９】しかし、このパルス信号を連続的に印加す
るとアーク放電となってしまうため、周波数を可変して
アーク放電にならないように調整することにより、負荷
に合ったプラズマを発生させることができる。

【００２０】特に、発泡体や不織布等の濡れ性改善を行
うには、放電をストリーマ放電にすると、ピンホールが
発生し、最適な処理ができないため放電をプラズマ状態
にしなければならない。

【００２１】結論的に言うと、最適なコロナ処理をする
場合、印加するパルス信号の立ち上がり／立ち下がり時
間をできる限り速くし、単位面積当たりの電界強度を強
く発生させ、ストリーマ、又はアーク放電にならないよ
う間欠的に周波数を調整することにより、大気中におい
てプラズマによるグロー放電を発生することができる。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述したよ
うな技術背景に鑑み、急峻で立ち上がり／立ち下がりが
速く、パルス幅の狭い高電圧の信号を作ることが可能
で、常圧中においても、プラズマ放電を容易に実現でき
る高周波高圧電源を提供することを目的とする。

【００２３】

【課題を解決するための手段】本発明は、高周波スイッ
チング回路として、４個の半導体スイッチング素子をＨ
ブリッジ接続するとともに、各半導体スイッチング素子
にダイオードをそれぞれ並列接続したＨブリッジスイッ
チング回路（インバータ）を用い、その４個の半導体ス
イッチング素子を一定の順序でスイッチングさせて、急
峻な正負対称のパルス信号波形を出力させる。これを、
急峻な立ち上がり／立ち下がり特性を減衰させない高圧
トランスにて昇圧することで、常圧中でプラズマ放電さ
せることが可能な高周波の高電圧を安定して得られるよ
うにしたものである。

【００２４】すなわち、本発明の高周波高圧電源は、図
１に示すように、第１、第２、第３、第４の４個の半導
体スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４
を、ＳＷ１とＳＷ４を上アーム、ＳＷ２とＳＷ３を下ア
ームとしてＨブリッジ接続するとともに、各半導体スイ
ッチング素子にダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４をそ
れぞれ並列接続し、直流電圧を印加されるＨブリッジス
イッチング回路と、４個の半導体スイッチング素子ＳＷ
１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４とダイオードＤ２、Ｄ３を
次の表３に示す、、、、の５つのＯＮ／ＯＦ
Ｆの組み合わせ態様で順次繰り返しスイッチング動作さ
せるスイッチング制御回路と、第１と第２の半導体スイ
ッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の接続点と第３と第４の半
導体スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４の接続点との間の
出力電圧を昇圧する高圧トランスとからなる。そして、
この高圧トランスは、一次コイルと二次コイルとが、コ
アを中心として前者を外、後者を内にして互いに間隔を
おいて二重円筒状に巻かれ、二次コイルは、複数の相に
分けしかも巻始めの相から巻終わりの相に向かって巻数
を段階的に少なくして、一次コイルとの間隔を段階的に
大きくしたものである。

【００２５】

【表３】

【００２６】半導体スイッチング素子の動作の安定性と
安全性を確保するため、図３（半導体スイッチング素子
ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４のゲートにそれぞれ供
給されるゲート信号と、負荷へ出力される出力信号のタ
イミングチャート）に示すように、第２の半導体スイッ
チング素子ＳＷ２をＯＦＦにするときの時間幅は、第１
の半導体スイッチング素子ＳＷ１をＯＮにするときの時
間幅よりも前後に長く、また第３の半導体スイッチング
素子ＳＷ３をＯＦＦにするときの時間幅は、第４の半導
体スイッチング素子ＳＷ４をＯＮにするときの時間幅よ
りも前後に長くする。

【００２７】

【作用】先ず、４個の半導体スイッチング素子ＳＷ１、
ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４によるＨブリッジスイッチング
回路の動作を図２の等価回路を参照して説明すると、Ｓ
Ｗ１がＯＦＦになってからＳＷ１がＯＮになると、Ｉ１
の方向に電流が流れ、負荷３が正に充電される。次に、
ＳＷ１がＯＦＦになってからＳＷ２がＯＮになると、Ｓ
Ｗ２とＤ３を通ってＩ２の方向に電流が流れるので、負
荷（この場合、高圧トランス）３のリーケージインダク
タンス及び浮遊容量分がＳＷ２とＤ３で強制的にリセッ
トされる。

【００２８】この後、ＳＷ３がＯＦＦになってからＳＷ
４がＯＮになると、Ｉ３の方向に電流が流れ、負荷３が
負に充電される。次に、ＳＷ３がＯＦＦになってからＳ
Ｗ４がＯＮになると、Ｉ４の方向に電流が流れ、負荷
（高圧トランス）３のリーケージインダクタンス及び浮
遊容量分がＳＷ２とＤ３で強制的にリセットされる。

【００２９】本発明では、急峻な立ち上がり／立ち下が
りのパルス状の高周波高電圧を得るという観点から、高
圧トランスのコイルの巻き方についても工夫をして、次
のように耐圧を維持しつつリーケージ化を防止してい
る。

【００３０】一般的に、トランスの一次側に入力した信
号を、出力側で損失なく伝達させるためには、一次コイ
ルと二次コイルを密着して巻けば結合度が良くなり、結
合度が１に近づく。

【００３１】しかし、高圧トランスの場合、耐圧の面か
ら一次と二次間を密着して巻くことができない。そこ
で、一次と二次間を離して巻くと、一次コイルに入力し
た電圧によってコア（鉄心）に磁束が生じ、二次コイル
に伝達しようとするが、コイル間は離れているため、磁
束が二次コイルに伝わらず、リケージフラックスが生じ
てしまうため、結合度が悪くなる。従って、高圧トラン
スの場合には、耐圧、線間浮遊容量等から、多少リーケ
ージ化してもやむを得ないところがある。

【００３２】従来の一般的な高圧トランスの場合、図１
０に示すように、コア（鉄心）１１を中心とした同じボ
ビン１２に、一次コイル１３と二次コイル１４とを離し
て巻いており、一次と二次間の耐圧と浮遊容量は十分に
確保されるものの、リーケージ化してしまうため、一次
側の信号波形と同じ波形が二次側で得られなくなる。

【００３３】そこで、本発明では、図９に示すように、
一次コイル２１と二次コイル２２とを、コア２０を中心
として前者を外、後者を内にして互いに間隔をおいて二
重円筒状に巻き、二次コイル２２は、複数の相に分けし
かも巻始めの相から巻終わりの相に向かって巻数を段階
的に少なくして、一次コイルとの間隔を段階的に大きく
している。

【００３４】このようにすると、一次と二次間の耐圧と
浮遊容量を十分に考慮しながら、リーケージ化も防止で
きる。

【００３５】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態を図面
に従って詳細に説明する。

【００３６】先ず、本発明において使用するＨブリッジ
スイッチング回路（インバータ）について説明する。図
１に示すように、このＨブリッジスイッチング回路１
は、第１、第２、第３、第４の４個の半導体スイッチン
グ素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４を、ＳＷ１とＳ
Ｗ４を上アーム、ＳＷ２とＳＷ３を下アームとしてＨブ
リッジ接続する（ＭＯＳ−ＦＥＴ等の２個入り半導体モ
ジュールをＨブリッジとする）とともに、各半導体スイ
ッチング素子にダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４をそ
れぞれ並列接続したものである。このＨブリッジスイッ
チング回路１の電源として単一の直流電源Ｅを使用す
る。

【００３７】そして、このＨブリッジスイッチング回路
１を、スイッチング制御回路２により、上記表３に示す
、、、、の５つのＯＮ／ＯＦＦの組み合わせ
態様で順次繰り返しスイッチング動作させる。図３は、
このようなスイッチング動作によって、第１と第２の半
導体スイッチング素子ＳＷ１・ＳＷ２の中点と、第３と
第４の半導体スイッチング素子ＳＷ３・ＳＷ４の中点と
の間から出力される正負交互のパルスのタイミングチャ
ートである。

【００３８】図２は、Ｈブリッジスイッチング回路１の
等価回路を示す。図３に示すように、第２の半導体スイ
ッチング素子ＳＷ２をＯＦＦにするときの時間幅は、第
１の半導体スイッチング素子ＳＷ１をＯＮにするときの
時間幅よりも前後に長く、また第３の半導体スイッチン
グ素子ＳＷ３をＯＦＦにするときの時間幅は、第４の半
導体スイッチング素子ＳＷ４をＯＮにするときの時間幅
よりも前後に長くする。

【００３９】図２において、まず、ＳＷ１がＯＦＦにな
ってからＳＷ１がＯＮになると、Ｉ１の方向に電流が流
れ、負荷３が正に充電される。次に、ＳＷ１がＯＦＦに
なってからＳＷ２がＯＮになると、ＳＷ２とＤ３を通っ
てＩ２の方向に電流が流れるので、負荷である高圧トラ
ンス３のリーケージインダクタンス及び浮遊容量分がＳ
Ｗ２とＤ３で強制的にリセットされる。

【００４０】この後、ＳＷ３がＯＦＦになってからＳＷ
４がＯＮになると、Ｉ３の方向に電流が流れ、負荷３が
負に充電される。次に、ＳＷ３がＯＦＦになってからＳ
Ｗ４がＯＮになると、Ｉ４の方向に電流が流れ、負荷で
ある高圧トランス３のリーケージインダクタンス及び浮
遊容量分がＳＷ２とＤ３で強制的にリセットされる。

【００４１】このような動作を表３に従って説明する
と、次のとおりである。では、ＳＷ２とＳＷ３はゲー
ト信号を入力されてＯＮとなり、負荷３の両端はショー
トされた状態となる。

【００４２】では、ＳＷ２のゲート信号がＯＮされ、
少し遅れてＳＷ１にゲート信号が入力されてこれがＯＮ
になると、ＳＷ３はＯＦＦのままであるため、ＳＷ１か
ら負荷３を通ってＩ１方向に電流が流れ、負荷３を正に
充電する。

【００４３】では、ＳＷ１へのゲート信号入力が終わ
ってこれがＯＦＦとなってから、ＳＷ２へ再びゲート信
号が入力されてこれが再びＯＮになるので、負荷３に充
電された電荷分は、ＳＷ２とＤ３を通ってディスチャー
ジする。その結果、と同じ状態に戻ることになる。

【００４４】では、ＳＷ３がＯＦＦとなり、少し遅れ
てＳＷ４にゲート信号が入力されてこれがＯＮになる
と、ＳＷ２はＯＮのままであるため、ＳＷ４から負荷３
を通ってＩ３方向に電流が流れ、負荷３を負に充電す
る。

【００４５】では、ＳＷ４へのゲート信号入力が終わ
ってこれがＯＦＦとなってから、ＳＷ３へ再びゲート信
号が入力されてこれが再びＯＮになるので、負荷３に充
電された電荷分は、ＳＷ３とＤ２を通ってディスチャー
ジする。その結果、と同じ状態に戻ることになる。

【００４６】このようにＳＷ１とＳＷ２との組、ＳＷ３
とＳＷ４の組がそれぞれ同時にＯＮにならないように、
デットタイムを与えて順番にスイッチングすることによ
り、入力信号（ゲート信号）に比例した波形の出力信号
が得られる。その場合、負荷側の浮遊容量及びリーケー
ジインダクタンスは、上記のようなスイッチング動作に
よってリセットされるので、歪みの無い出力波形が得ら
れる。

【００４７】上記のようなスイッチング動作をするＨブ
リッジスイッチング回路１の出力は、図１において、第
１と第２の半導体スイッチング素子ＳＷ１・ＳＷ２の中
点を一方の極、第３と第４の半導体スイッチング素子Ｓ
Ｗ３・ＳＷ４の中点を他方の極として取り出され、直流
分を除去するカップリングコンデンサＣを介して負荷で
ある高圧トランス３の一次側に印加される。

【００４８】スイッチング制御回路２は、Ｈブリッジス
イッチング回路１の４個の半導体スイッチング素子ＳＷ
１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４を上記のようなタイミング
でＯＮ／ＯＦＦさせるゲート信号を出力する。

【００４９】本発明では、Ｈブリッジスイッチング回路
（インバータ）１で得られた信号を高圧トランス（昇圧
トランス）３の一次側に、直流分除去用のカップリング
コンデンサＣを通して入力するので、パルス幅の狭い立
ち上がり／立ち下がりの非常に速い急峻な高電圧パルス
信号が得られる。

【００５０】なお、図１２に示すように、Ｈブリッジス
イッチング回路（インバータ）１から正の出力パルスと
負の出力パルスとを別々に取り出して、それぞれの高圧
トランス３ｐ・３ｍにて別々に昇圧して電極４・５に印
加してもよい。

【００５１】本発明は、上記のようなタイミングでＯＮ
／ＯＦＦするＨブリッジスイッチング回路１を用いたこ
とが第１の特徴で、プラズマ発生用電源として使用する
場合、常圧でプラズマを安定して発生させることができ
るが、さらにプラズマ発生の安定性及び効率性を高める
ためには、電極構造や高圧トランス等を次のようにする
のが好ましい。

【００５２】〔電極構造〕 常圧でプラズマを発生させるためには、図４に示すよう
に両極の電極４・５の構造が平面電極のものが好適であ
り、それに使う誘電体６は、比誘電率が１０以上のもの
を使用し、両極の電極４・５の上下にそれぞれ誘電体を
挟んだ構造のものがよい。誘電体６の厚さは０．５〜１
ｍｍが良く、薄すぎると絶縁破壊を起こしやすく、厚す
ぎると印加電圧を高くする必要があり、効率が悪くなっ
てしまう。

【００５３】図４の平面電極の欠点は、絶縁体の処理対
象物７が誘電体間を通過する時、印加した高電圧によっ
て静電気が発生し、絶縁体に帯電が生じ、プラズマ照射
した結果、絶縁体に処理ムラが発生する現象が生ずる場
合が有る。

【００５４】この欠点に対処するために、処理対象物７
がシート状で薄い場合、図５のように電極構造をロール
状にし、シート状物にテンションをかけることにより誘
電体６の上面に接触した状態でプラズマ照射できるた
め、処理ムラは発生しなくなる。

【００５５】また、平面電極の欠点は、プラズマ放電に
よって金属電極が加熱され、その輻射熱によって誘電体
に熱が伝わり、誘電体が変形したりして絶縁破壊を生じ
てしまうため、電極（金属）を水冷によって冷却する必
要が有る。このようにすると電極構造が複雑になり、高
コスト化してしまう。

【００５６】ロール電極の場合、ロールに誘電体を巻い
た物を２本用意してロールを回転させるようにすると、
プラズマ放電は、誘電体が回転しているため常に一個所
の誘電体部を通してしか放電しないため、ロール電極の
温度上昇が平面電極に比べ著しく低くなり、冷却する必
要は無くなる。

【００５７】従って、薄物のシート状物をプラズマ処理
するには、ロール電極が好適である。誘電体の材質は、
シリコンゴム、セラミック、石英等が良い。

【００５８】両電極の間隔は、１〜５０ｍｍであること
が望ましい。１ｍｍ未満では処理する物の厚みが薄い物
しか通せなくなり、継ぎ目が通過する際に電極に当た
り、使用できなくなる欠点がある。また、５０ｍｍを越
えると印加電圧が高くなり、電源が大きくなりプラズマ
がストリーマ状になる。しかし、５０ｍｍ以上の高ギャ
ップに対してストリーマ状にならなくするためには、立
ち上がり／立ち下がりがより急峻で、パルス幅がより高
い高電圧のパルス信号の周波数を１０ＫＨｚ以下に下げ
て使用し、エアー又はガスの力よって放電面に照射する
ことにより高ギャップ中においてもプラズマ放電が可能
となる。

【００５９】〔不活性ガスの効果〕 図６のように、電極ステーション周辺をケーシング８で
囲い、その一部に入口９と出口１０を形成し、シート状
物を入口９から入れて処理ロールである両電極間を通し
ながら、出口１０から引き出すような構造にし、ケーシ
ング８の内部に不活性ガスを入れ、電極部にガスをかけ
るようにすると、プラズマをより細かい状態で発生させ
ることができる。

【００６０】不活性ガスとしては、ヘリウム、アルゴ
ン、窒素が良い。また、不活性ガスを入れ、処理した時
の利点は、ガスの効果によって印加する電圧が大気中の
印加電圧に比べ低くなる。これは、ガスの力によって、
放電開始電圧が低くなるため、不必要に高い電圧を印加
する必要が無くなる。

【００６１】また、大気中で放電させるとオゾンが発生
するため、内部の金属類がすぐに酸化する欠点があるの
で、必ずオゾン排気を行っているが、ガスを入れること
によりオゾンは発生しなくなるので、オゾンの問題は無
くなる。

【００６２】〔一次側ケーブルの工夫〕 Ｈブリッジスイッチング回路（インバータ）１で得られ
たパルス信号を損失無く高圧トランス３の一次側まで伝
達させるためには、図７のように、Ｈブリッジスイッチ
ング回路１の出力端から高圧トランス３までのケーブル
のインダクタンスや浮遊容量に影響されないように考慮
する必要がある。図８は図７の等価回路である。

【００６３】そのための手段として高圧トランス３の一
次側ケーブルは、リッツ線の太い物を使用し、できる限
り短く配線し、高周波信号がケーブルの表皮効果、近接
効果によって影響のないよう考慮する必要がある。ま
た、浮遊容量に対しては、２本の線を離して配線する。

【００６４】〔昇圧トランスの工夫〕 一般に、昇圧トランスを巻く方法は、一次側と二次側を
密着して巻くことが一番良いが、高周波高圧トランスの
場合、線間静電容量によって高周波電流が漏洩し、コイ
ルを焼いてしまう。また、線間耐圧が低くなりリークす
ることになる。従って、高周波高圧トランスの場合、一
次と二次間は、一般的には密着して巻かずに離し、リー
ケージ化させている。リーケージ化するとトランスの結
合度が悪くなり、コアが発熱することと、信号波形がな
まってしまい（減衰）、二次側で一次波形と同じ波形が
得られない。

【００６５】そのために、図９に示すように、一次コイ
ル２１のボビン２１ａと二次コイル２２のボビン２２ａ
とを、コア２０を中心として前者を外、後者を内にして
互いに間隔をおいて二重円筒状とし、二次コイル２２
は、複数の相に分けしかも巻始めの相から巻終わりの相
に向かって巻数を段階的に少なくして、一次コイル２１
との間隔を段階的に大きくする。一次コイル２１は、二
次コイル２２の外周の全体にかかるように巻く。このよ
うにすると、結合度が良くなりリーケージ化しないので
一次信号を効率よく、二次側に伝えることができる。

【００６６】また、一次／二次間の巻線比は、入力がパ
ルス波形のため、パルス信号が一次巻線に入力した場
合、立ち上がり信号でパルスエネルギーを蓄えておき、
立ち下がった時、トランスのエネルギーにより、逆起電
力が発生するため、入力したパルス電圧の数十倍の電圧
が発生し、一次電圧が高く得られるため昇圧する巻線比
を大きく取る必要がなくなる。二次コイルを多く巻く
と、二次側の浮遊容量、インダクタンスが増し、折角昇
圧したパルス信号波形がなまってしまうため、二次コイ
ルは、できるだけ少なく巻き上げる必要がある。従っ
て、出力を１５ＫＶに昇圧する場合の巻線比は、１：１
０〜２０で良い。

【００６７】〔出力波形・振動現象〕 パルス信号を高圧トランスの一次側に入力して、二次側
で昇圧した高電圧パルス信号は誘電体を挟んで両極の誘
電体に印加するが、誘電体の静電容量、トランスのイン
ダクタンスにより図１１のような振動を伴った波形にな
る。

【００６８】この振動波形はプラズマ放電に影響し、負
荷の処理に悪影響を与えるためシャープな振動を伴わな
い信号が望ましい。この振動波形を取り除くためには、
Ｈブリッジスイッチング回路１の正負のパルス幅を調整
し、振動を伴わない波形に補正することにより、シャー
プな出力信号にすることができる。このようにすること
により、負荷条件にあったプラズマを発生させることが
できる。

【００６９】しかし、この場合の欠点は、負荷条件に合
わせ、波形を補正しなければならない。そのためには、
負荷側の放電電流、電力が変化した場合に出力波形が振
動を伴った波形になるので、出力電流又は出力電力の一
部をフィードバックして、正又は負のパルス幅を制御す
ることにより、常にシャープな出力信号が得られる。

【００７０】

【発明の効果】本発明によれば次のような効果がある。 （１）４個の半導体スイッチング素子をＨブリッジ構成
とし、各半導体スイッチング素子にダイオードを並列接
続したＨブリッジ型のスイッチング回路（インバータ）
を用いるので、供給した電源電圧に相当した正と負のパ
ルス出力を得ることができる。

【００７１】（２）スイッチング回路（インバータ）が
Ｈブリッジ型で、単純であるのに加え、その電源は片電
源で済み、ローコスト化できる。

【００７２】（３）高圧トランスのリーケージフラック
ス及び浮遊容量を強制的にリセットできるので、これら
の影響による波形歪みを解消できる。

【００７３】（４）Ｈブリッジスイッチング回路のパル
ス出力を昇圧する高圧トランスは、一次コイルと二次コ
イルとを、コアを中心として前者を外、後者を内にして
互いに間隔をおいて二重円筒状に巻き、二次コイルは、
複数の相に分けしかも巻始めの相から巻終わりの相に向
かって巻数を段階的に少なくして、一次コイルとの間隔
を段階的に大きくしたので、耐圧を維持しつつリーケー
ジ化を防止でき、高圧トランスにおける波形歪みを抑え
ることができる。

【００７４】（５）以上の結果として、急峻で立ち上が
り／立ち下がりが速く、パルス幅の狭い高電圧の信号を
作ることが可能で、常圧中においても、プラズマ放電を
容易に実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による高周波高圧電源の回路構成図であ
る。

【図２】図１中のＨブリッジスイッチング回路（インバ
ータ）の等価回路図である。

【図３】同上の動作を示すタイミングチャートである。

【図４】本発明をプラズマ発生用電源に適用する場合
に、それにより高周波高電圧を印加される平面電極を示
す概要図である。

【図５】ロール電極の場合の概要図である。

【図６】ハウジング内においてロール電極に不活性ガス
をかける場合の概要図である。

【図７】Ｈブリッジスイッチング回路と高圧トランス間
の浮遊容量及びインダクタンスを電気回路として示す図
である。

【図８】同上の等価回路である。

【図９】本発明における高圧トランスの構成図で、
（Ａ）は縦断面、（Ｂ）は横断面である。

【図１０】従来の一般的な高周波高圧トランスの構成図
である。

【図１１】高圧トランスからの高電圧パルスを誘電体に
印加すると、誘電体の静電容量、トランスのインダクタ
ンスにより振動を伴った波形になることを示す図であ
る。

【図１２】Ｈブリッジスイッチング回路（インバータ）
から正の出力パルスと負の出力パルスとを別々に取り出
して、それぞれの高圧トランスにて別々に昇圧する変形
例の回路構成図である。

【図１３】従来のＨブリッジスイッチング回路の構成及
び電流の流れを示す図である。

【図１４】同上の動作を示すタイミングチャートであ
る。

【符号の説明】

ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４ 半導体スイッチン
グ素子 Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４ ダイオード Ｅ 直流電源 １ Ｈブリッジスイッチング回路 ２ スイッチング制御回路 ３ 高圧トランス ２０ コア ２１ 一次コイル ２１ａ ボビン ２２ 二次コイル ２２ａ ボビン

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１、第２、第３、第４の４個の半導体ス
   イッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４を、Ｓ
   Ｗ１とＳＷ４を上アーム、ＳＷ２とＳＷ３を下アームと
   してＨブリッジ接続するとともに、各半導体スイッチン
   グ素子にダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４をそれぞれ
   並列接続し、直流電圧を印加されるＨブリッジスイッチ
   ング回路と、 前記４個の半導体スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、Ｓ
   Ｗ３、ＳＷ４とダイオードＤ２、Ｄ３を次の表１に示す
   、、、、の５つのＯＮ／ＯＦＦの組み合わせ
   態様で順次繰り返しスイッチング動作させ、しかも第２
   の半導体スイッチング素子ＳＷ２をＯＦＦにするときの
   時間幅は、第１の半導体スイッチング素子ＳＷ１をＯＮ
   にするときの時間幅よりも前後に長く、また第３の半導
   体スイッチング素子ＳＷ３をＯＦＦにするときの時間幅
   は、第４の半導体スイッチング素子ＳＷ４をＯＮにする
   ときの時間幅よりも前後に長くなるように、４個の半導
   体スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４の
   ゲートにゲートパルスを供給するスイッチング制御回路
   と、 第１と第２の半導体スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の
   接続点と第３と第４の半導体スイッチング素子ＳＷ３、
   ＳＷ４の接続点との間の出力電圧を昇圧する高圧トラン
   スとからなり、 前記Ｈブリッジスイッチング回路において、 表１のでは、下アームの第２の半導体スイッチング素
   子ＳＷ２と第３の半導体スイッチング素子ＳＷ３がＯＮ
   となって、負荷である高圧トランスの両端がショートさ
   れた状態となり、 では、第２の半導体スイッチング素子ＳＷ２がＯＮさ
   れ、これに遅れて第１の半導体スイッチング素子ＳＷ１
   がＯＮになると、第３の半導体スイッチング素子ＳＷ３
   はＯＦＦのままであるため、第１の半導体スイッチング
   素子ＳＷ１から高圧トランスを通って電流が流れてこれ
   が正に充電され、 では、第１の半導体スイッチング素子ＳＷ１がＯＦＦ
   となってから、第２の半導体スイッチング素子ＳＷ２が
   再びＯＮになることにより、高圧トランスに充電された
   電荷分が、第２の半導体スイッチング素子ＳＷ２とダイ
   オードＤ３を通ってディスチャージし、 では、第３の半導体スイッチング素子ＳＷ３がＯＦＦ
   となってから、第４の半導体スイッチング素子ＳＷ４が
   ＯＮになると、第２の半導体スイッチング素子ＳＷ２は
   ＯＮのままであるため、第４の半導体スイッチング素子
   ＳＷ４から高圧トランスを通って電流が流れてこれが負
   に充電され、 では、第４の半導体スイッチング素子ＳＷ４がＯＦＦ
   となってから、第３の半導体スイッチング素子ＳＷ３が
   再びＯＮになって、高圧トランスに充電された電荷分
   が、第３の半導体スイッチング素子ＳＷ３とダイオード
   Ｄ２を通ってディスチャージし、 前記高圧トランスは、一次コイルと二次コイルとが、コ
   アを中心として前者を外、後者を内にして互いに間隔を
   おいて二重円筒状に巻かれ、二次コイルは、複数の相に
   分けしかも巻始めの相から巻終わりの相に向かって巻数
   を段階的に少なくして、一次コイルとの間隔を段階的に
   大きくしたことを特徴とする高周波高圧電源。 【表１】