TWI738930B - 可變電壓產生電路及其產生方法和使用此電路的可變功率電容 - Google Patents
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Abstract
一種可變電壓產生電路的用途，用於將實質上為恆定供應電壓VS轉成可變電壓的輸出電壓VC，且提供給具有順電介電材料的負載電容使用；所述可變電壓產生電路至少包括一輸入電容器，在恒定電壓VS的條件下維持以輸入電壓VCin進行充電，以及包括一雙向DC-DC轉換器電路20，具有受到電壓控制輸入信號的控制並且在所述輸入電壓VCin與所述輸出電壓VC之間轉換改變的可變電壓轉換因數G；當Vc小於G值乘以VCin的乘績時，所述DC-DC轉換器電路使用所述輸入電容器儲存於的電荷對所述負載電容進行充電；Vc大於G值乘以VCin的乘績時，所述DC-DC轉換器電路20使用所述負載電容儲存的電荷對所述輸入電容器進行充電。
Description
本發明涉及一種高電壓且快速可變直流(DC)電壓源之領域。詳言之(但非排他地)，本發明涉及一種對呈現電容式負載的裝置提供既可準確控制且可快速變化又消耗較少能量或不消耗能量的快速高電壓直流(DC)控制電壓。
舉例而言，國際申請案WO2016034241A1描述一種極快速可變的功率電容器，且可用以提供高度動態RF功率供應，諸如用於供應電漿蝕刻或沈積之電漿腔室所需要的高度動態RF功率。可變功率電容器之順電介電材料具有可變介電常數，可變介電常數可藉由跨越介電材料施加較大電場或較大DC電壓而變化。出於此目的，提供控制電極。藉由使控制電極上之電壓變化，有可能極快速且準確地改變可變電容器之電容。繼而，此情形准許至電漿處理腔室之射頻(RF)功率供應發生高度回應性阻抗匹配，繼而改良對電漿製程(例如，蝕刻或沈積製程)之控制及特徵解析。
快速可變功率電容器在實現其優勢方面，經確定，在於所施加的DC電壓應能夠有助於在極短時間內(例如，在10ms或1ms或100μs，或10μs或小於10μs內)在高電壓(例如，大於1kV、大於3kV，或大於5kV)與低電壓(例如，
0V)之間變化，亦即，在高達105V/s或大於105V/s，或在高達106V/s或大於106V/s，或在高達107V/s或大於107V/s，或在高達108V/s或大於108V/s的高速率下變化。所施加的DC電壓的負載電容，是由控制電極及介於其中間的介電質形成，因此，控制電壓源較佳地應能夠在此短時間內在全電壓範圍內(例如，0V至5kV，或反之亦然)對負載電容充電或放電。
同樣地，諸如在高速切換的應用中使用了壓電致動器。在所施加的驅動電壓可足夠快速地變化的情況下，可達成10000g或大於10000g之加速度。為了達到此目的，驅動電壓則需要在極短時間(例如，1ms或小於1ms，或0.1ms或小於0.1ms，或0.01ms或小於0.01ms)內在較大電壓範圍(例如，1kV或大於1kV)內變化。
舉例而言，諸如由壓電致動器呈現或由上文所提及的可變功率電容器的控制電極之間的介電質呈現之電容式負載的電容可約為10pF至100nF，或大於100nF。當充電/放電時間極短時，在較大電壓範圍的情況下對此電容式負載充電及放電並非無足輕重的任務。因控制電壓產生器電路中存在任何有損元件，問題進一步複雜化。在諸如上文所描述之用於電漿產生的快速可變電容器或壓電致動器的應用中，能夠不僅極快速地且亦以高精確度而使輸出電壓變化係有利的。
因此，需要識別可自實質上穩定的輸入電壓產生快速改變的輸出電壓而不損害準確性及效率之快速可變的高電壓源。
從先前技術US20110090717教導的兩級功率轉換器，得知其中不受調控的一組LLC轉換器是受脈寬控制，而另一組脈寬調變降壓-升壓轉換器則使用來自LLC轉換器的回饋輸出電壓來調整LLC轉換器的輸入電壓，藉此教導140V的輸入電壓得在諸如400V的恆定電壓下維持輸出。電路經設計以提供具有
恆定輸入及輸出電壓且在輸入與輸出之間進行儘可能高效之能量轉移的平滑功率，此係因為電路需要例如在2500W下工作。US20110090717中所描述之電路，係包括尺寸經設定以在指定的較高工作功率額定值下維持操作之組件的較大且穩固的電路，且所述電路將不適用於在可忽略的淨功率消耗的情況下(亦即，在極高功率效率的情況下)快速且精確地產生0V至例如5kV或高於5kV之可變輸出電壓，如針對上文所描述之應用而指定。詳言之，US20110090717之電路，將不能夠產生包含接近0V之極低電壓的輸出電壓範圍。
因此，需要一種DC電壓供應源，當將之應用在低損耗電路中時，能夠提供可準確控制的高電壓且快速變化的DC電壓，據此，低損耗電路將獲得以較小的實體尺寸來實施，且輸出電壓可以供應介於極高電壓至極低電壓範圍內的輸出電壓。
本發明旨在克服上文先前技術可變控制電壓產生電路中的至少一些缺點。為達到此目的，本發明揭露一種可變電壓產生電路，對於呈現電容式負載的裝置，提供既可準確控制且可快速變化又消耗較少能量或不消耗能量的快速高電壓直流(DC)控制電壓。
所述可變電壓產生電路的組件中，至少包含一雙向DC-DC轉換器及一輸入電容器，電路中的輸入電壓，大體上藉使用所述雙向DC-DC轉換器保持穩定，而電路中的輸出電壓，也藉使用所述雙向DC-DC轉換器輸出電壓，而獲得變化。所述輸入電容器作為電荷的儲集器，當電路中的電壓控制輸入信號，是控制增大輸出電壓的信號時，所述輸入電容器則對電容式負載進行充電，反之，是控制減小輸出電壓的信號時，則電容式負載以放電方式對所述輸入電容
器進行充電。據此，針對特定應用的需要(例如，應用於對電漿腔室使用的可變功率電容器的控制電極之間的介電質供應功率的實例)，所述輸入電容器藉著來回轉移電荷而對對電容式負載進行充電及放電。因此，當每次減少輸出電壓時，電路總體上的大部分電能都會恢復，故具有低損耗的優點。此意謂可以使用相對小尺寸的組件來實施電路，且其也意謂可使用電壓控制輸入信號來準確且快速地瞬間產生所需要的輸出電壓值。此外，輸出經放大的輸出電壓，是跟隨電壓控制輸入信號而定，不需要其它額外來自諸如從輸出電壓回饋的任何控制輸入信號。藉允許電流流動通過電路，在導引信號的控制下，例如，對降壓-升壓轉換器的切換組件施加脈寬調變信號的控制下，可以極快速地改變電壓值及方向，在低損耗的情況下，電路允許電荷在電路的上游輸入電容與電路的下游負載電容之間移動，使得電壓供應電路的總體功率消耗實質上僅限於損耗。儘管電路中之瞬時功率轉移有時可較大，詳言之，在快速輸出電壓發生最高電壓與最低電壓間的電壓變化的期間，較大電流值係瞬變的，且電路組件僅需要採用足以供總體功率轉移的適度尺寸。因為，可變功率電容(或壓電致動器)只汲取極少量(例如實質上為零)淨功率，此結果導致通過電壓供應電路的總體淨功率轉移極低，亦即，實質上為零。所以，構成輸入電路(本文又稱額外電路)的組件，針對總體淨功率，以及為了補償電流在上游電容與下游電容之間來回流動所引發的損耗，尺寸規格可選用要求供應足夠功率的尺寸。
1:負載電容
2:電性端子
3:電性端子
4:電容器引線
5:主電容電極
6:控制電極
7:介電質/順電介電材料
10:輸入電路
11:DC電壓源
12:輸入電容器
15:二極體
16:輸入
17:電路節點
20:雙向DC-DC轉換器電路
21:切換構件/切換元件
22:切換構件/切換元件
23:第一電感器
24:電容器
25:控制單元
26:控制指令
27:電壓控制輸入信號
28:DC-DC轉換器電路/第一雙向DC-DC轉換器/降壓-升壓轉換器/降壓-升壓轉換器電路
29:電路節點
30:DC-DC轉換器電路/第二雙向DC-DC轉換器/LLC轉換器
34:電晶體
35:電晶體
36:電晶體
37:電晶體
38:電晶體
39:電晶體
g:可變電壓轉換因數
G:可變電壓放大因數/可變電壓轉換因數
K:固定電壓轉換因數
VC:輸出電壓
VCin:輸入電壓
VP:導引電壓
VS:恒定電壓
本發明將參考隨附圖式來詳細地描述，在圖式中：圖1為展示將控制電壓施加至順電介電質的可變功率電容示意圖。
圖2以示意性概述的形式展示根據本發明之用於圖1之電容器之控制電極的
控制電壓產生器電路。
圖3展示圖2之實例電路的變化形式。
圖4展示根據本發明之圖3之控制電壓產生器電路的實例實施。
圖5展示圖4之控制電壓產生器電路之實例實施的更多細節。
圖6展示圖5之實例實施的更多細節。
應注意，僅提供圖式以輔助理解根據本發明之原理，且不應視為限制所尋求之保護之範疇。在不同圖式中使用相同參考編號的情況下，此等參考編號意欲指示相似或等效特徵。然而，不應假定使用不同參考編號意欲指示其所指之特徵之間的任何特定差異程度。
如圖1所示，本發明的可變功率電容(或稱負載電容)1，諸如WO2016034241A1教導的可變電容器，包括一順電介電材料(或稱介電質)7，呈塊狀或板狀、兩個隔開的主電容電極5以及兩個隔開的電容器引線4。藉著對跨越在主電容電極5之間的介電質7施加電場，可使得所述負載電容1產生電容的變化。因此，對應所述隔開的主電容電極5，於介電質7的上側及下側內部分別設置相應的控制電極6後，再藉著使用電性端子2及3的連接，得以將一輸出電壓VC連接及供應至所述控制電極6來達成產生電容的變化。也就是，藉管控所述輸出電壓VC的電壓產生變化，將致使介於所述隔開的控制電極6間的介電質7部分產生介電常數的變化，從而變更所述負載電容1介於其主電容電極5之間的電容。
這種負載電容1具備的顯著優點，在於：所述負載電容1的電容可以極快速地變化。此優點使得所述負載電容1的用途，可應用於諸如需要高度回應性阻抗匹配的電漿領域，也就是，所述高度回應性阻抗匹配，是可藉著對所
述負載電容1調整及改變所施加的高電壓而快速來達成。為了促使所述負載電容1實現高電壓、高速度的益處，則需要一種可控制的合適可變電壓產生電路，其條件包括能夠在較大的電壓範圍內提供變化，變化範圍含蓋自低電壓或零電壓至高電壓(例如，1kV、3kV、5kV或高達6kV或大於6kV)的電壓變化、以及能夠提供需要的高速度變化。
本發明的可控制的可變電壓產生電路，函蓋諸如圖2至圖6所示的各種具體實例，且每一種可控制的可變電壓產生電路的設計，都可滿足上文所描述的要求條件，也就是，可以用於對所述負載電容1的控制電極6供應極快速且可變範圍的高電壓。
圖2教導的輸入電路10，是教導在電路的上游(或左側)使用一DC電壓源11提供恒定電壓VS，且通過二極管15只允許電流單一方向流過，進而使得一輸入電容器12維持以輸入電壓VCin(電路節點17處之電壓)進行充電。此電路設計，是在當所述輸入電容器12的輸入電壓VCin降至低於恒定電壓VS以下時，所述輸入電路10的DC電壓源11則即時對所述輸入電容器12進行充電達到恒定電壓VS值。也就是，本文定義這種充電模式為輸入電路10，用於對所述輸入電容器12進行一種「儲值模式(top-up)」的額外充電及補充電能，其目的，是為了補充因為在電路中又設置使用一雙向DC-DC轉換器電路20而導致電荷在所述輸入電容器12與負載電容1之間來回移動時所產生電能損耗。在實際操作中，根據電路中的組件及其應用的要求，電路中的輸入電壓VCin通常是等於或略高於恒定電壓VS。更具體而言，當所述輸入電容器12的輸入電壓VCin已經降至低於恒定電壓VS以下，除了恒定電壓VS供應充電外，並且也使用來自所述負載電容1的電荷進行充電時，此刻，所述輸入電壓VCin將大於恒定電壓VS。優選的輸入電容器12是選擇其電容遠大於所述負載電容1的電容器，在此情形下，即使所述負載電容
1的輸出電壓VC急劇大幅減小時，此刻只需僅僅要求輸入電壓VCin適度地增大到高於恒定電壓VS，以便所述輸入電容器12使用從所述負載電容1返回的電荷進行充電。以具體實例而言，所述輸入電容器12的電容值，優選為選用電容值至少為50倍的所述負載電容1的電容值，或更優選為選用電容值至少為其100倍，或特優選為選用電容值為其200倍，或甚至500倍。舉例來說，所述負載電容1實質上只不過是一種電容式負載(其電抗(reactance)可為其電阻(resistance)的至少100倍)。
如圖2所示，所述雙向DC-DC轉換器電路20的設計，具備將電壓放大的可變電壓放大因數G(或稱可變電壓轉換因數G)，受到來自控制單元25之電壓控制輸入信號27的控制，所述雙向DC-DC轉換器電路20擁有瞬間將電壓放大的能力。下文中，將採用術語「電壓轉換因數」表示所述雙向DC-DC轉換器電路20是從電路正向方向(亦即，自電路上游至下游、自電路左側至右側、自電路輸入端至輸出端的方向)提供瞬時電壓放大。而反向方向的電壓轉換因數(意義上只(方向互逆))與正向方向的電壓意義上轉換因數相似。
所述控制單元25是依瞬間輸入的控制指令26(例如，電漿腔室的指令)的要求而將之轉換成電壓控制輸入信號27，再進一步控制將所述雙向DC-DC轉換器電路20的可變電壓放大因數G值設定為適當的G值，從而對位於電路輸出端的負載電容1調控其所需的輸出電壓VC。控制單元25包含用於執行對應輸入的控制指令26的一些詳細應用資料(例如，儲存演算法資料或儲存得以快速查找的表格形式資料)，可以將輸入的控制指令26反饋成合適的可變電壓放大因數G值。在電漿腔室(plasma chamber)的應用領域中，作為電漿腔室的可變功率供應電源(RF power supply)的阻抗匹配網絡(或稱阻抗匹配設備(matchbox))的實例中，茲舉一種快速可變功率電容(fast variable power capacitor)的應用為說明例，
該阻抗匹配設備(matchbox)可以要求負載電容1的電容值從第一既定電容值突然改變成與原電容值相當不同的第二預定電容值。為了實現此改變，施加至所述負載電容1的控制電極6的輸出電壓VC值，需要求產生特定改變。在此實例中，控制單元25應具備各種計算數據或其它的數據，以判定：其一，需要改變輸出電壓VC的電壓值達到何種程度的新電壓值以便據以實現負載電容1的新電容值；其二，需要將所述雙向DC-DC轉換器電路20的可變電壓轉換因數G值改變至何種程度的適當G值以便將輸出的輸出電壓VC的電壓值改變成此新電壓值。也就是，根據電路輸出的所述輸出電壓VC將增大抑或減小的因素，接著將所需要的適當可變電壓轉換因數G值編碼成所述電壓控制輸入信號27，再進而控制及改變所述雙向DC-DC轉換器電路20的可變電壓轉換因數G值為適當G值，於是，得以控制電荷在所述輸入電容器12與所述負載電容1之間進行移動及流動。
在本發明的負載電容1的實例中，是應用輸入電路10來控制所述負載電容1的電容時，所述負載電容1的控制電極6之間的電容，應注意的是，根據所述負載電容1的結構，得與主電容電極5之間的電容為相同或不相同。
圖3教導另一種可控制的可變電壓產生電路，是圖2教導的電路的變化形式。在此變化形式中，將圖2的雙向DC-DC轉換器電路20變化形式為串聯兩個DC-DC轉換器電路28及30，也就是，串聯一第一雙向DC-DC轉換器電路28及一第二雙向DC-DC轉換器電路30，所述兩個DC-DC轉換器電路28及30皆為雙向的，且共同執行與圖2的雙向DC-DC轉換器電路20相同的功能。所述第一雙向DC-DC轉換器電路28用於產生可變的導引電壓(steering voltage)VP，具有一可變電壓轉換因數g值，且此g值係根據所述電壓控制輸入信號27而定。所述第二雙向DC-DC轉換器電路30是一種具有恆定電壓轉換因數K值的雙向DC-DC轉換器電路，其中g值乘以K值的乘數，是等效於圖2電路中的可變電壓轉換因數G值。
本發明將第一雙向DC-DC轉換器電路28及第二雙向DC-DC轉換器電路30分開設置的優點，在以下的實施例中將獲得見證及說明。
在圖4至圖6中，雖未見展示控制單元25，但應假定在圖4至圖6的電路中也有呈現該控制單元25，且其使用目的至少是用於驅動圖4至圖6的詳細電路中配置的一些切換器(switches)或可切換組件(switchable components)。例如，諸如所述第一雙向DC-DC轉換器電路28選用一種降壓-升壓轉換器(buck-boost converter)28，而這種可變電壓的切換組件，就需使用控制單元25來控制。相對地，諸如選用雙向共振LLC轉換器時，這種組件的切換，就不需要使用任何可變的變量(variable)或程式控制(programmed control)，此肇因於所述雙向共振LLC轉換器的較佳切換方式就是在實質上為恆定的切換機制下進行操作的。
圖4展示的具體電路，是實施圖3教導的電路的實例。在此實例中，所述降壓-升壓轉換器28包括二個切換元件21及22、一電感器23及一電容器24，且所述降壓-升壓轉換器28的用途是使用在電路節點29處產生導引電壓(steering voltage)VP。而且，所述導引電壓VP的設定，是在電壓控制輸入信號(未繪製)的控制下，藉著切換元件21及22在一個周期內的切換比率(或稱占空比(switching duty cycle)的變化而獲得設定。導引電壓VP的瞬時值，可視為與VCin乘以位於上部的切換構件21在一個周期內處於「接通位置」的占空比的乘數成正比。此處使用術語「降壓-升壓轉換器」的意義，是指該「降壓-升壓轉換器」得充當正向方向上的降壓轉換器(將電壓VCin降至VP)，也得充當反向方向上的升壓轉換器(將電壓VP放大至VCin)。為了配合特定應用的需要，所述導引電壓VP的變化，可自低值或實質上為零伏特的數值變化至實質上為VCin的高值。導引電壓Vp的最小值以VP(min)表示，以小於VCin之25%為佳，或小於VCin之10%為更佳。Vp之最大值VP(max)以大於VCin之75%為佳，或大於VCin之90%為更佳。
舉例而言，上文所描述的負載電容1的電容值，當輸出電壓VC為零時，通常具有最大電容值。在這種情況下，為了使負載電容1的電容值最大化，將VP的電壓值降低到零伏特、並且藉此將VC的電壓值也降低到零伏特，是有利的。圖4至圖6教導的電路中展示使用單一件的降壓-升壓轉換器電路28。然而，另一種交錯多個降壓-升壓轉換器限幅電路(Interleaving multiple buck-boost converter circuit slices)使用了兩個或多於兩個以上的此類電路時，則需將之並聯(in paralle)連接，以便在多個交錯的限幅電路上分佈功率(power)並且降低VP電壓值的波動起伏變化量(ripple/fluctuation)。為了准許進行快速操作，所述降壓-升壓轉換器28的電感器23及電容器24並聯組成LC調諧電路的頻率，較小較佳(例如，150kHz或大於150kHz)，因此，電容器24不會提供重要的平流的功能。另外，在(例如，負載電容1)實例應用中，圖3至圖6教導的電路中的恆定DC-DC轉換器30，其可變電壓轉換因數g值可以為10或大於10，在此狀況下，VP電壓值的波動可以放大為VC電壓值的十倍。上面所述的交錯多個降壓-升壓轉換器限幅電路可以幫助緩和輸出的VC電壓值的波動。
圖5及圖6展示的電路是教導將圖3的第二雙向DC-DC轉換器電路30選擇以雙向同步共振LLC轉換器(或稱雙向共振LLC轉換器)為具體實施例，其特性包括具備實質上為恆定的切換機制以及預定電壓放大的特性，且其操作條件，是在轉換器的共振頻率下或在接近於轉換器的共振頻率的條件下，以同步的軟式切換模式(soft-switched mode)進行操作。所述雙向同步共振LLC轉換器的預定電壓放大特性，基本上可為線性的或非線性的預定電壓放大特性，但優選為其傳送放大電壓的功能應為穩定的且可預測的。第二雙向DC-DC轉換器電路30選擇使用雙向同步共振LLC轉換器時，其電路下游的輸出電壓VC，不必再作為控制所述降壓-升壓轉換器28的控制參數，其原因將在下文進行解釋。
圖4至圖6展示的可控制的可變電壓產生電路，得設計成受到一或多個控制單元25(未繪製)控制，且每個控制單元25可以借助使用硬體及/或軟體來實施。控制單元25除了向第二雙向DC-DC轉換器電路30提供切換控制信號之外，控制單元25亦向第一雙向DC-DC轉換器電路(或降壓-升壓轉換器)28提供脈寬調變(PWM)控制信號。控制單元25用於提供降壓-升壓控制信號時，可基於可控制的可變電壓產生電路的特定應用參數來計算脈寬調變占空比(PWM duty ratio，下文簡稱PWM占空比值)。誠如上文所述，將本發明的負載電容1使用於動態的阻抗匹配設備(matchbox)中的情況下，例如，專用於控制該阻抗匹配設備的特定控制單元25，在控制過程中可以對於所述負載電容1發出控制其電容值參數的指令。也就是，所述控制單元25是根據早先分別從負載電容1以及從第一雙向DC-DC轉換器28及第二雙向DC-DC轉換器30等控制電壓電路元件獲得的效能資訊，並且也考量在不同的操作參數條件(例如，溫度)的情況下，所述控制單元25得據以計算出來結果，並且根據計算的結果對所述負載電容1發出降壓-升壓控制信號，從而控制所述負載電容1產生所需要的電容值。茲舉壓電致動器(piezo actuator)為例，在(諸如，溫度、濕度、實體負載等等)不同的操作條件下，所述控制單元25得據以實施雷同的控制路徑，也同樣基於早先獲得的PWM占空比值效能資訊，將PWM占空比值映射至該壓電致動器並且作為其產生物理學上的相應行為的參數，而計算出來所需要的降壓-升壓控制信號。
在圖4至圖6的電路中，展示了不同形式的切換元件，可以選擇使用符號切換器(symbolic switches)或是矽基MOSFET電晶體。根據特定切換元件的應用及其實施目的，在達成實現有效切換的情況下，所述特定切換元件可以選用金屬氧化物半導體場效電晶體(簡稱MOSFET)或氮化鎵(GaN)電晶體或碳化矽(SiC)電晶體，或為了實現與其他切換組件達到同步操作的情況下，所述特定
切換元件也可以選用二極體或選用為二極體形式的電晶體(Diode-connected Transistor)。舉例而言，在圖6的電路中所展示的DC-DC轉換器30，經配置後，電路下游(或右側)的整流電路(本文簡稱負載側整流電路)，得包括使用軟式切換模式電晶體(soft-switched transistors)34及35，同時電路上游(或左側)的整流電路(本文簡稱上游側整流電路，如展示的電晶體36、37、38、39)，得包括使用簡單的二極體或使用二極體形式的電晶體。在此狀況下，電路上游(或左側)的整流電路是作為從屬配置的電路使用，將遵循電路下游(或右側)電路的切換進行同步切換。
誠如上文所描述，所述第二DC-DC轉換器電路30是有利於執行同步操作的，優選的使用方式是在實質上為恆定的操作(切換)頻率下進行同步操作。同理，所述第一雙向DC-DC轉換器電路28經配置後同樣也得以在實質上為恆定的切換頻率下進行操作。不過，所述第一雙向DC-DC轉換器電路28的恆定切換操作頻率，可以選擇相同於或不同於所述第二DC-DC轉換器電路30的操作頻率。其中，選擇所述第一雙向DC-DC轉換器電路28與所述第二DC-DC轉換器電路30是在相同恆定切換操作頻率下進行操作時，其優點為可有效降低VP電壓值的波動起伏變化量，此結果即意謂著電路中的電容器24可以根本不需要使用，或是意謂著電路中的電容器24反而可以改為使用較小電容量的電容器組件，此狀況，是因為在輸入電容器12與負載電容器1之間的能量，可以在輸入電容器12與負載電容器1之間同步地來回轉移。
圖6教導的輸入電路10，於電路中，對輸入端16的輸入電壓範圍，藉施加一功率因數校正(PFC)電路，從而達到產生供應恆定電壓VS的效果。而且，位於PFC電路的輸出處的輸入電容器12，則選用擁有較大電容量的電容器是有利的，也就是，當輸出電壓VC發生顯著變化時，此刻的所述輸入電容器12擁
有較大電容量足以儲存在動態操作期間來回移動通過電路的大電荷。而擁有較大電容量的電容器，例如，可選用包含電解或/及特殊化箔片的電容器。所述輸入電路10的組件架構，可以選用整體電路的輸出功率額定值相較於目的為了供應負載電容1所需的功率而遞送出去的總功率量還低得多的組件來建構所述輸入電路10。例如，所述輸入電路10的功率額定值，可以低於計算公式C x f x U2的總功率量的15%，其中，“C”為負載電容，“f”為DC-DC轉換器電路20的操作頻率，且“U”為所述DC-DC轉換器電路20在一個切換週期內的最高電壓與最低電壓間的電壓變化最大容許值。
實施例
在可變功率電容的應用實例中，各種操作參數的範圍，如下：AC輸入電壓為80V至400Vrms(與世界上任何典型的主電源插座電壓相容)；VS：100V至600V；VP：0V至VS；負載電容：5nF或大於5nF；或50nF或大於50nF；或500nF或大於500nF。
在電漿腔室需要高度動態RF功率的製程中，作為電漿腔室的高電壓且快速的可變功率供應電源的阻抗匹配設備(matchbox))的實例中，各種操作參數的範圍，如下：AC輸入電壓為16：90至265Vrms；VS：425V DC；VP：0V至VS；VC：0V至5kV或大於0V至5kV；控制電極的電容充電/放電時間：小於10ms或小於1ms或小於0.1ms；電容器的偏壓電壓差：0至2kV或高於0至2kV，或0至4kV或高於0至4kV，
或0至6kV或高於0至6kV；負載電容：5nF或大於5nF；或50nF或大於50nF；或500nF或大於500nF。
在電漿腔室的高電壓且快速的可變功率供應電源的阻抗匹配設備(matchbox))的最佳化實例中，各種操作參數的範圍，如下：AC輸入電壓為16：90至265Vrms；VS：425V DC；VP：0V至VS；VC：0V至1kV或大於0V至1kV，或3kV或大於3kV，或5kV或大於5kV；控制電極的電容充電/放電時間：小於10ms或小於1ms或小於0.1ms或小於0.01ms；VC的切換頻率為1kHz或高於1kHz，10kHz或高於10kHz，100kHz或高於100kHz；介於低RF功率水平與高RF功率水平之間的週期性電容器偏壓電壓差：0至0.5kV或高於0至0.5kV，或0至2kV或高於0至2kV，或0至4kV或高於0至4kV；負載電容：5nF或大於5nF；或50nF或大於50nF；或500nF或大於500nF。
在快速切換的應用中使用壓電致動器的實例中，各種操作參數的範圍，如下：AC輸入電壓為16：90至265Vrms；VS：425V DC；VP：0V至VS；VC：0V至1kV或大於0V至1kV；控制電極電容充電/放電時間：小於10ms，或小於1ms，或小於0.1ms，或小於0.01ms；
致動器頻率：100Hz或高於100Hz，1kHz或高於1kHz，10kH或高於10kHz，100kHz或高於100kHz。
本發明的可控制的可變電壓產生電路的應用，可參考上文所描述的可變功率電容及壓電致動器兩個實例的應用。然而，所述可控制的可變電壓產生電路的應用則不受限只應用於此兩個實例，可以在其他應用中使用此電路。更具體而言，在應用中，需要要求高效率(或低功率消耗)、高電壓及具有快速控制回應的高速度操作，都可以使用本發明的可控制的可變電壓產生電路。
1:負載電容
2:電性端子
3:電性端子
10:電路
11:DC電壓源
12:輸入電容器
15:二極體
17:電路節點
20:雙向DC-DC轉換器電路
25:控制單元
26:控制指令
27:電壓控制輸入信號
G:可變電壓放大因數/可變電壓轉換因數
Claims (18)
- 一種可變電壓產生電路，用於產生一輸出電壓VC，以輸出供應至一實質上為純電容式負載的負載電容(1)，且所述輸出電壓VC可根據一電壓控制輸入信號(27)而變化，所述電路包括：一輸入電容器(12)；一雙向DC-DC轉換器電路(20或28或30)，用於將所述輸入電容器(12)上之一輸入電壓VCin轉換成用於供應所述負載電容(1)之所述輸出電壓VC或反之亦然，且所述DC-DC轉換器電路具有一可變電壓轉換因數G，其G值可依據所述電壓控制輸入信號(27)的變化而變化；其特徵在於，所述雙向DC-DC轉換器電路在少於10ms的一時段內可以執行操作下列情況：當G<VC/VCin時，對所述負載電容(1)充電且對所述輸入電容器(12)放電，且使得所述輸入電容器(12)的放電電能成為供應所述負載電容(1)進行充電的實質上全部電能，且當G>VC/VCin時，對所述負載電容(1)放電且對所述輸入電容器(12)充電，且使得所述述負載電容(1)的放電電能成為供應所述輸入電容器(12)進行充電的實質上全部電能。
- 如申請專利範圍第1項所述之可變電壓產生電路，其中，所述雙向DC-DC轉換器電路執行對所述負載電容(1)充電且對所述輸入電容器(12)放電的操作，包括對所述負載電容(1)充電且對輸入電容器(12)放電，直至G=VC/VCin，且所述雙向DC-DC轉換器電路執行對所述負載電容(1)放電且對 所述輸入電容器(12)充電的操作，包括對所述負載電容(1)放電且對所述輸入電容器(12)充電，直至G=VC/VCin。
- 如申請專利範圍第1項所述之可變電壓產生電路，還包括一供應恒定電壓的輸入電路(10)，用於供應恒定電壓且對所述輸入電容器(12)進行充電，以補償所述DC-DC轉換器的損耗及對所述負載電容(1)進行充電及放電的損耗。
- 如前述申請專利範圍3項所述之可變電壓產生電路，其中，所述輸入電路(10)包括一功率因數校正(PFC)電路，用於對所述輸入電容器(12)進行充電。
- 如申請專利範圍第1項至第4項的其中任一項所述之可變電壓產生電路，其中，所述DC-DC轉換器電路(20)包括：一第一雙向DC-DC轉換器(28)，具有一可變電壓轉換因數(g)；以及，一第二雙向DC-DC轉換器(30)，具有一固定電壓轉換因數(K)。
- 如申請專利範圍第5項所述之可變電壓產生電路，其中，所述第一雙向DC-DC轉換器(28)為一降壓-升壓轉換器，及/或其中所述第二雙向DC-DC轉換器(30)為一雙向LLC轉換器。
- 如申請專利範圍第6項所述之可變電壓產生電路，其中，所述降壓-升壓轉換器(28)包括二個切換元件(21及22)、一電感器(23)及一電容器(24)；且所述電壓控制輸入信號(27)為一種脈寬調變信號，在一控制單元(25)的控制下，經施加至所述降壓-升壓轉換器(28)的切換構件(21、22)，再通過所述電感器(23)得在所述輸入電容器(12)與所述電容器(24)之間提供脈寬調變電壓轉換，使得跨越所述電容器(24)的一電壓(VP)，藉所述脈寬調變信號的變化，實質上是在零伏特與所述輸入電容器(12)的輸入電壓(VCin)之間變化。
- 如申請專利範圍第6項所述之可變電壓產生電路，其中，所述降壓-升壓轉換器電路(28)包括經組態以用於進行交錯操作的複數個降壓-升壓轉換器電路。
- 如申請專利範圍第6項所述之可變電壓產生電路，其中，所述雙向LLC轉換器(30)包括一上游側整流電路及一負載側整流電路，且所述上游側整流電路及所述負載側整流電路以同步地操作配置。
- 如申請專利範圍第6項所述之可變電壓產生電路，其中，所述雙向LLC轉換器(30)的共振頻率大於106kHz。
- 如申請專利範圍第7項所述之可變電壓產生電路，其中，所述雙向降壓-升壓轉換器(28)的所述電感器(23)及所述電容器(24)的LC時間常數，小於10ms。
- 如申請專利範圍第7項所述之可變電壓產生電路，其中，所述雙向降壓-升壓轉換器(28)的所述電感器(23)及所述電容器(24)的LC時間常數，小於1ms。
- 如申請專利範圍第9項所述之可變電壓產生電路，其中，所述上游側整流電路及所述負載側整流電路的其中之一，包括軟式切換模式電晶體(34、35；36、37、38、39)，且借助於一LLC切換控制信號進行有效軟式切換；其中的另一者，包括以從屬整流配置形式連接的二極體或二極體形式的電晶體(34、35；36、37、38、39)。
- 一種可變功率電容(1)，包括二個隔開的控制電極(6)及一介電質(7)介於其間，且進一步包括使用申請專利範圍第5項的可變電壓產生電路與所述控制電極(6)構成連接並且產生一輸出電壓VC。
- 一種用於對負載電容施加電壓的方法，使用一具備電壓轉換因數為G值的雙向DC-DC轉換器(20)，且將之連接在一負載電容(1)及一輸入電容器(12)之間，並且讓所述雙向DC-DC轉換器(20)的電壓轉換因數G值是根據一電壓控制輸入信號(27)的變化產生變化，以達到將所述輸入電容器(12)上之一輸入電壓VCin轉換成所述負載電容(1)所需的一輸出電壓VC或反之亦然，或達成提供給所述負載電容(1)的淨電量基本上為零伏特，其特徵在於： 當G<VC/VCin時，在少於10ms的時段內，操作所述雙向DC-DC轉換器(20)對所述負載電容(1)充電且對所述輸入電容器(12)放電，且使得所述輸入電容器(12)的放電電能成為供應所述負載電容(1)進行充電的實質上全部電能；以及，當G>VC/VCin時，在少於10ms的時段內，操作所述雙向DC-DC轉換器(20)對所述負載電容(1)放電且對所述輸入電容器(12)充電，且使得所述述負載電容(1)的放電電能成為供應所述輸入電容器(12)進行充電的實質上全部電能。
- 如申請專利範圍第15項所述之用於對負載電容施加電壓的方法，其中，所述負載電容(1)為一種可變功率電容，包括二個隔開的控制電極(6)及一介電質(7)介於其間，並且藉所述雙向DC-DC轉換器(20)的電壓轉換因數G值的變化，將所述輸入電容器(12)的輸入電壓VCin轉換成供給所述可變功率電容所需的輸出電壓VC或反之亦然。
- 如申請專利範圍第15項所述之用於對負載電容施加電壓的方法，其中，所述電壓控制輸入信號(27)是一種脈寬調變信號，且所述雙向DC-DC轉換器(20)是選用一降壓-升壓轉換器(28)，其電壓轉換因數G值是根據所述脈寬調變信號(27)的變化產生相應變化，使得所述降壓-升壓轉換器(28)上的一電壓(VP)，藉所述脈寬調變信號的變化，實質上是在零伏特與所述輸入電容器(12)的輸入電壓(VCin)之間變化。
- 如申請專利範圍第15項至第17項的其中任一項所述之用於對負載電容施加電壓的方法，其中，所述負載電容的充電/放電時間小於1ms。
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