TW201332242A - 動態阻尼模組及其應用之驅動電路 - Google Patents

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Abstract

一種動態阻尼模組，其設置於一驅動電路中，用以限制一湧入電流，其包含一電容的計時電路和一阻尼電路。阻尼電路耦接於計時電路。每當一輸入電壓供應動態阻尼模組時，電容開始充電，使電容電壓開始上升，而阻尼電路進入一第一工作狀態並產生一動態阻尼值。當電容電壓大於一第一臨界值時，阻尼電路進入一第二工作狀態，動態阻尼值開始下降。當電容電壓大於一第二臨界值時，阻尼電路進入一短路狀態，動態阻尼值降為零，以利電源轉換器正常工作。

Description

動態阻尼模組及其應用之驅動電路
本發明是關於一種動態阻尼模組，特別是一種用於限制湧入電流的動態阻尼模組及其應用之驅動電路。
目前應用於驅動發光元件的驅動電路，通常會利用調光器來調整發光元件之亮度。一般來說，調光器可為雙向閘流器(triode for alternating current，TRIAC)或是SCR(silicon controlled rectifier)，其可透過調整輸入之交流電源的電流大小、電壓大小或是相位，以達到調整發光元件之發光亮度的目的。
請參考『第1圖』所示，其係為先前技術之驅動電路的系統方塊圖。驅動電路100包含一交流電源110、一調光器120、一整流電路130、一電磁干擾濾波器140和一轉換器150，以供應驅動電流至發光元件160。然而，調光器120雖然可以調整發光元件160之發光亮度，然而使用調光器120卻會將交流電源110所供應之交流電壓的前緣或後緣截斷，因此造成後級之裝置收到的輸入電壓突然升高，而輸入電流則會因電磁干擾濾波器140而產生湧入電流和振盪。當輸入電流產生振盪時會使得調光器120不正常截止，即會造成發光元件160閃爍。
鑒於以上的問題，本發明在於提供一種動態阻尼模組，藉以解決習用驅動電路中因使用調光器而產生湧入電流，對驅動電路造成損害之問題。
本發明所揭露之動態阻尼模組，其包含一計時電路和一阻尼電路。計時電路包含一電容。阻尼電路耦接於計時電路。每當一輸入電壓供應動態阻尼模組時，電容充電，阻尼電路進入一第一工作狀態並產生一動態阻尼值。當電容的電容電壓大於一第一臨界值時，阻尼電路進入一第二工作狀態，動態阻尼值開始下降。當電容電壓大於一第二臨界值時，阻尼電路進入一短路狀態，動態阻尼值降為零，以降低電源轉換模組的功率損失。
本發明所揭露之驅動電路，包含一調光器、一整流電路、一動態阻尼模組和一轉換器，用以將一輸入電流經過調光器、整流電路、動態阻尼模組和轉換器，產生一驅動電流，其中動態阻尼模組進一步包含一計時電路和一阻尼電路。計時電路包含一電容，用以每當一輸入電壓供應動態阻尼模組時，電容充電，並在輸入電壓為零時，電容放電。阻尼電路耦接於計時電路。每當電容開始充電時，阻尼電路進入一第一工作狀態並產生一動態阻尼值。當電容之一電容電壓大於一第一臨界值時，阻尼電路進入一第二工作狀態，動態阻尼值開始下降。當電容電壓大於一第二臨界值時，阻尼電路進入一短路狀態，動態阻尼值降為零。
由於本發明所提供之動態阻尼模組只在充電迴路在充電的初期才運作(耗能)，因此不僅可以限制驅動電路之湧入電流，相較於一般固定式的阻尼電路，可大幅地降低阻尼電路在電源轉換器中的耗能，並可大幅地降低因為阻尼而下降電源轉換電路效率。
有關本發明的特徵、實作與功效，茲配合圖式作最佳實施例詳細說明如下。
本發明所提供之動態阻尼模組係適用於在各種驅動電路中限制湧入電流。在本發明所提供之一實施例中，動態阻尼模組適用於發光元件之驅動電路，然而此不為本案之限制。
請參照『第2圖』，係為根據本發明一實施例之驅動電路的系統方塊圖。本實施例之驅動電路200係用以驅動一發光元件270，其包含一交流電源210、一調光器220、一整流電路230、一動態阻尼模組240、一電磁干擾濾波器250和一轉換器260。
交流電源210供應交流的電力至調光器220，調光器220可根據使用者所需來調整供應至發光元件270的電力，以調整發光元件270的亮度或彩度。在本發明所提供之實施例中，調光器220可以係一雙向閘流器(triac)或其他電子元件，然而此實施例不為本案之限制。雙向閘流器可調整交流電源210所供應之電力的相位。整流電路230依據調整相位過後的電力，形成直流的電力，並供應至耦接的動態阻尼模組240。
動態阻尼模組240包含一計時電路241和一阻尼電路242。計時電路241控制阻尼電路242的阻尼時間，如此可避免阻尼電路242消耗過多的能量，且可根據阻尼時間來動態調整阻尼電路242的動態阻尼值(dynamic damper value)。而阻尼電路242用以限制整流電路230所供應的電力，亦即限制湧入電流，以減輕湧入電流對電路的損害。
計時電路241包含一充電迴路(未繪示)和一放電迴路(未繪示)，而計時電路241的充放電時間係由整流電路230所供應的電力來決定。當整流電路230開始供應電力給後級電路時，計時電路241會藉由充電電路開始計時。阻尼電路242耦接於計時電路241，用以根據充電迴路和放電迴路的控制，在一短路狀態、一第一工作狀態和一第二工作狀態之間轉換。阻尼電路242在阻尼時間開始時，產生動態阻尼值，來限制輸入湧入電流，在阻尼時間結束前，動態阻尼值將開始下降，直到阻尼時間結束時，動態阻尼值降為零。阻尼時間係指阻尼電路242由上一次的短路狀態轉變成下一次的短路狀態所需的時間，或由第一工作狀態，經過第二工作狀態，然後進入短路狀態所需的時間。
最後，經過動態阻尼模組240限制的電力經過電磁干擾濾波器250的濾波和轉換器260的轉換，將形成一直流的電力，以進一步供應發光元件270。
為了更進一步地闡述本發明實施例中之動態阻尼模組240的實施態樣，請參考『第3A圖』，其係為根據本發明一實施例之動態阻尼模組的結構示意圖。動態阻尼模組240之端點A和端點B可連結於電源輸入端的電子電路，而其端點C和端點D可連結於負載端的電子電路，端點B與接地(ground)相接。因此，動態阻尼模組240可應用於任何驅動電路中，以限制電源輸入端的湧入電流。
動態阻尼模組240包含一電流源Is、一單向導通元件D1、一電容C1、一開關元件M1和一電阻R1。電流源Is的第一端與電容C1的第一端相接，電流源Is的第二端與端點A相接，電容C1的第二端與接地相連。因此，電流源Is和電容C1連接形成一充電迴路。
單向導通元件D1與電流源Is並聯，亦即單向導通元件D1之第一端與開關元件M1之第一端、電流源Is的第一端及電容C1之第一端相接，單向導通元件D1之第二端連接於端點A。單向導通元件D1與電容C1相接形成一放電迴路。
開關元件M1之第二端與接地相接，電阻R1則連接於開關元件M1的第二端與第三端之間，開關元件M1之第三端連接於端點D。因此，開關元件M1與電阻R1之相接組成一阻尼電路。開關元件M1可以係一N通道的MOS電晶體或是其他具有臨界電壓(threshold voltage)和導通特性之電子元件。開關元件在另一實施例中，阻尼電路可以只包含開關元件M1。
電磁干擾濾波器250可以利用電感L1和電容C2來設計成一LC濾波迴路。電感L1之第一端與端點A、單向導通元件D1之第二端和電流源Is之第二端相接。電感L1之第二端與電容C2之第一端和端點C相接，電容C2之第二端則與端點D、開關元件M1之第三端和電阻R1相接。
電流源Is之實施樣態可由『第3B圖』來說明，並請同時參照『第4A圖』和『第4B圖』，以進一步說明動態阻尼模組240之運作情形，其中『第3B圖』係為根據本發明一實施例之動態阻尼模組的結構示意圖，『第4A圖』係為根據本發明一實施例之動態阻尼模組運作時的時序圖，『第4B圖』係為根據本發明一實施例之動態阻尼模組運作時的各參數的波形圖。
電流源由稽納二極體D2、電阻R2和電阻R3所組成，然而此實施例不為本案之限制，因此電流源可利用任何具有分壓特性而產生電流之電路來實現。在此實施例中，電阻R2之第一端與電阻R3之第一端和稽納二極體D2之第一端相接，電阻R2之第二端與端點A和二極體D1之第二端相接，稽納二極體D2之第二端和電容C1之第二端一同連接於接地，電阻R3之第二端連接於電容C1之第一端、二極體D1之第一端和開關元件M1(N通道的MOS電晶體)之第一端。
在一實施例中，當具有非完整正半週期之直流特性的輸入電壓Vin1施加在端點A和端點B之間時，將產生輸入電流Iin1，輸入電流Iin1會經過動態阻尼模組240以供應至電磁干擾濾波器250之LC濾波迴路。
利用稽納二極體D2具有逆向崩潰電壓之特性，輸入電壓Vin1使電阻R2和稽納二極體D2之相接點上產生一節點電壓VZ1，而節點電壓VZ1正好為稽納二極體D2的崩潰電壓。節點電壓VZ1係為一不隨時間變化的固定值，並且經由電阻R3向電容C1充電，產生電容電壓，亦即開關元件M1之第一端和第二端之間的電壓Vgs1。
當電壓Vgs1仍小於第一臨界值Vth1(開關元件M1之臨界電壓)時，開關元件M1處於關閉狀態(off status)，阻尼電路則處於第一工作狀態。此時，電流Iin1可以流經電阻R1而在電阻R1上形成電壓Vds1，而開關元件M1與阻尼電阻R1之間產生等效電阻，也就是可變阻尼電阻。可變阻尼電阻具有一動態阻尼值RD1，是由阻尼電阻R1與開關元件M1之內阻並聯而成，可以有效地限制輸入電流Iin1中的湧入電流。
當充電中的電容C1之電容電壓等於第一臨界值Vth1時，電壓Vds1升到最大值，阻尼電路維持在第一工作狀態，動態阻尼值RD1仍維持一穩定值。當電容C1之電容電壓大於第一臨界值Vth1時，開關元件M1開始進入夾止狀態(pinch-off status)，使得開關元件M1的內阻開始下降，而阻尼電路進入第二工作狀態，動態阻尼值RD1開始下降。
當電容C1之電容電壓持續增加，且大於一第二臨界值Vth2時，使得開關元件M1開始進入線性狀態(linear status)，且完成導通，其內阻已經降至低導通電阻。由於低導通電阻的值小到可視為短路，使開關元件M1形成一通道給電流經過。此時動態阻尼值RD1下降至零，進而使電壓Vds1下降至零，阻尼電路進入短路狀態，亦即電流將經由開關元件M1所提供的通道流至接地，故電阻R1將不再耗能。
當輸入電壓Vin1隨著時間降至零時，電容C1的電容電壓將大於輸入電壓Vin1，使得單向導通元件D1導通，因此電壓Vgs1開始藉由單向導通元件D1放電，阻尼電路仍維持在短路狀態。電容C1所釋放的電力通過電磁干擾濾波器250之LC濾波迴路和開關元件M1所提供的通道而產生的電流，將被導入接地，直到電容C1之電容電壓降為零。
當電容C1之電容電壓降為零時，即代表開關元件M1再度呈現截止狀態，動態阻尼值RD1將等於電阻R1，使得整個動態阻尼電路再度重置，直到輸入端再有輸入電壓Vin1進入時，電容C1才開始再度充電，使阻尼電路再一次進入第一工作狀態中。
當動態阻尼模組240之充電迴路和放電迴路交互作用時，將產生計時效果，使得阻尼電路在短路狀態、第一工作狀態和第二工作狀態之間切換地運作，而阻尼電路由進入第一工作狀態，經由第二工作狀態，再進入短路狀態所需花費的時間，稱為阻尼時間(damper period)。
每當充電迴路開始充電時，阻尼時間也開始計時。當阻尼時間開始計時，阻尼電路產生一處於穩定狀態的動態阻尼值RD1。當阻尼時間結束之前，亦即電壓Vgs1大於第一臨界值Vth1時，動態阻尼值RD1將開始下降。當阻尼時間結束時，亦即電壓Vgs1不僅大於第一臨界值Vth1且電壓Vds1降為零(電壓Vgs1大於第二臨界值Vth2)時，動態阻尼值RD1也將同時降為零。
請參照『第5圖』，係為根據本發明一實施例之驅動電路的系統方塊圖。本實施例之驅動電路300係用以驅動一發光元件370，其包含一交流電源310、一調光器320、一整流電路330、一動態阻尼模組340、一電磁干擾濾波器350和一轉換器360。
在功能上，交流電源310、調光器320、整流電路330、動態阻尼模組340、電磁干擾濾波器350和轉換器360皆與『第1圖』中的相對應元件相同，於此不再贅述。惟不同點在於，包含一計時電路341和一阻尼電路342的動態阻尼模組340設置於電磁干擾濾波器350和轉換器360之間。
為了更進一步地闡述本發明實施例中之動態阻尼模組340的實施態樣，請參考『第6圖』，其係為根據本發明一實施例之動態阻尼模組的結構示意圖。動態阻尼模組340之端點E和端點F可連結於『第5圖』之整流電路330之輸出端，而其端點G和端點H可連結於負載端的電子電路，端點F和H皆與接地相接。因此，動態阻尼模組340可應用於任何驅動電路中，以限制電源輸入端的湧入電流。
電磁干擾濾波器350可以利用電感L2和電容C3來設計成一LC濾波迴路。電感L2之第一端與端點E相接。電感L2之第二端與電容C3之第一端和端點G相接，電容C3之第二端則接地。
動態阻尼模組340連結於電磁干擾濾波器350且包含一計時電路341和一阻尼電路342。計時電路341包含一電流源、一單向導通元件D3和一電容C5。阻尼電路342包含一電容C4、一開關元件M2和一電阻R4。
在此實施例中，電容C3和C4之電容值相加可以等於但不限於『第3A圖』之電容C2的電容值。電容C3之電容值可設計為但不限於電容C4之電容值的16倍。
在一實施例中，電流源可由但不限於由稽納二極體D4、電阻R5和電阻R6所組成，單向導通元件D3可為但不限於二極體，而開關元件M2可以但不限於係一N通道的MOS電晶體。
單向導通元件D3與電流源與並聯，且單向導通元件D3之第一端(陰極端)連結於電感L2的第一端和電阻R5之第一端。電阻R5之第二端連結於電阻R6之第一端和稽納二極體D4之第一端(陰極端)。稽納二極體D4之第二端(陽極端)接地。電阻R6之第二端連結於電容C5之第一端、單向導通元件D3之第二端(陽極端)和開關元件M2之第一端(閘極端)。
電容C4之第一端連結於電感L2之第二端、電容C3之第一端和端點G。電容C4之第二端連結於開關元件M2之第二端(汲極端)、電阻R4之第一端。電阻R4之第二端接地。開關元件M2之第三端(源極端)接地。
藉此，電流源和電容C1連接形成一充電迴路。單向導通元件D3與電容C5相接形成一放電迴路。
請同時參照『第6圖』和『第7圖』，其中『第7圖』係為根據本發明一實施例之動態阻尼模組運作時的各參數的波形圖。
在一實施例中，具有非完整正半週期之直流特性的輸入電壓Vin2施加在端點E和端點F之間。利用稽納二極體D4具有逆向崩潰電壓之特性，輸入電壓Vin2使電阻R5和稽納二極體D4之相接點上產生一節點電壓VZ2，而節點電壓VZ2正好為稽納二極體D4的崩潰電壓。節點電壓VZ2並不會隨著時間的變化，而是產生一固定的電壓值，再藉由此一固定電壓經由電阻R6向電容C5充電。
電容C5的電容電壓會使開關元件M2之第一端和第三端之間產生壓降，亦即電壓Vgs2。當電容C5之電容電壓上升時，電壓Vgs2也跟著上升。當電壓Vgs2仍小於第一臨界值Vth3(開關元件M2之臨界電壓)時，開關元件M2處於關閉狀態，阻尼電路342則處於第一工作狀態。
因開關元件M2處於關閉狀態，使得電流可以流經電阻R4而在開關元件M2之第二端和第三端之間(電阻R4兩端間)形成一電壓Vds2，並使開關元件M2與電阻R4之間產生等效電阻，也就是可變阻尼電阻。其中，可變阻尼電阻具有一動態阻尼值RD2，是由阻尼電阻R4與開關元件M2之內阻並聯而成，可以有效地限制湧入電流。
當電容C5之電容電壓等於第一臨界值Vth3時，阻尼電路342維持在第一工作狀態，動態阻尼值RD2仍維持一穩定值。當充電中的電容C5之電容電壓大於第一臨界值Vth3時，開關元件M2進入夾止狀態，使得開關元件M2的內阻開始下降，而阻尼電路342進入第二工作狀態，動態阻尼值RD2開始下降。
當電容C5之電容電壓大於一第二臨界值Vth4時，使得開關元件M2開始進入線性狀態，開關元件M2完成導通，且開關元件M2的內阻已經降至低導通電阻(此時動態阻尼值RD2幾乎等於開關元件M2的導通電阻)。由於導通電阻的阻值小到可視為短路，所以電流將可由開關元件M2所形成一通道流至接地，電壓Vds2下降至零，阻尼電路342進入短路狀態，故電阻R4將不再耗能。
當輸入電壓Vin2隨著時間降至零時，電容C5的電容電壓將大於Vin2，使得單向導通元件D3導通，因此儲存在電容C5中的能量將開始藉由單向導通元件D3對端點E放電，阻尼電路342仍維持在短路狀態，直到電容C5之電容電壓降至小於第一臨界值Vth3。
當電容C5之電容電壓降至小於第一臨界值Vth3時，即代表開關元件M2再度呈現截止狀態，動態阻尼值RD2將等於電阻R4，使得整個動態阻尼電路342再度重置，直到輸入端再有輸入電壓Vin2進入時，電容C5才開始再度充電，使阻尼電路342再一次進入第一工作狀態中。
當動態阻尼模組340之充電迴路和放電迴路交互作用時，將產生計時效果，使得阻尼電路342在短路狀態、第一工作狀態和第二工作狀態之間切換地運作，而阻尼電路342由進入第一工作狀態，經由第二工作狀態，再進入短路狀態所需花費的時間，稱為阻尼時間。
更進一步地說，阻尼時間係為一固定值，其阻尼時間獨立於跨在動態阻尼模組340上的輸入電壓Vin2，僅和充電電流(電流源)相關，且大於二分之一的電磁干擾濾波器350的共振週期。
在本發明所提供之各實施例中，整流電路可以係一橋式整流器(bridge rectifier)或其他可將交流電力整形成直流電力的電子電路，然而此實施例不為本案之限制。
在本發明所提供之各實施例中，單向導通元件可以係一二極體或其他可允許電流單向流通的電子元件。
在本發明所提供之各實施例中，開關元件可以係一N通道的MOS電晶體或是其他具有臨界電壓(threshold voltage)和導通特性之電子元件。
在本發明所提供之各實施例中，阻尼電路可以只包含一開關元件。
在本發明所提供之各實施例中，阻尼時間係為一固定值，且獨立於跨在動態阻尼模組上的輸入電壓，僅和充電電流(即電流源)相關。
由於本發明所提供之動態阻尼模組只在輸入電壓剛進入電源轉換器的初期才運作(耗能)，經過一段時間後即短路掉該阻尼模組，因此可以大幅地降低驅動電路供電過程中的損耗，並可大幅地提昇驅動電路供電的穩定性。
雖然本發明以前述之較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟習相像技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，因此本發明之專利保護範圍須視本說明書所附之申請專利範圍所界定者為準。
100、200、300．．．驅動電路
110、210、310．．．交流電源
120、220、320．．．調光器
130、230、330．．．整流電路
140、250、350．．．電磁干擾濾波器
240、340．．．動態阻尼模組
241、341．．．計時電路
242、342．．．阻尼電路
150、260、360．．．轉換器
160、270、370．．．發光二極體
A-H．．．端點
C1-C5．．．電容
D1、D3．．．單向導通元件
D2、D4．．．稽納二極體
Iin1、Iin2．．．輸入電流
Is．．．電流源
L1、L2．．．電感
R1-R6．．．電阻
M1、M2．．．開關元件
Vds1、Vgs1、Vds2、Vgs2．．．電壓
Vin1、Vin2．．．輸入電壓
VZ1、VZ2．．．節點電壓
第1圖係為先前技術之驅動電路的系統方塊圖。
第2圖係為根據本發明一實施例之驅動電路的系統方塊圖。
第3A圖係為根據本發明一實施例之動態阻尼模組的結構示意圖。
第3B圖係為根據本發明一實施例之動態阻尼模組的結構示意圖。
第4A圖係為根據本發明一實施例之動態阻尼模組運作時的時序圖。
第4B圖係為根據本發明一實施例之動態阻尼模組運作時的各參數的波形圖。
第5圖係為根據本發明一實施例之驅動電路的系統方塊圖。
第6圖係為根據本發明一實施例之動態阻尼模組的結構示意圖。
第7圖係為根據本發明一實施例之動態阻尼模組運作時的各參數的波形圖。
240．．．動態阻尼模組
250．．．電磁干擾濾波器
A、B、C、D．．．端點
C1、C2．．．電容
D1．．．單向導通元件
Is．．．電流源
L1．．．電感
R1．．．電阻
M1．．．開關元件

Claims (17)

  1. 一種動態阻尼模組，適用於限制一輸入電流，其包含：一計時電路，包含一第一電容，用以每當一輸入電壓供應該動態阻尼模組時，該第一電容充電，並在該輸入電壓為零時，該第一電容放電；以及一阻尼電路，耦接於該計時電路，用以每當該第一電容開始充電時，該阻尼電路進入一第一工作狀態並產生一動態阻尼值，當該第一電容之一電容電壓大於一第一臨界值時，該阻尼電路進入一第二工作狀態，該動態阻尼值開始下降，當該電容電壓大於一第二臨界值時，該阻尼電路進入一短路狀態，該動態阻尼值降為零。
  2. 如請求項第1項所述之動態阻尼模組，其中該計時電路包含一充電迴路和一放電迴路，該第一電容藉由該充電迴路充電並藉由該放電迴路放電。
  3. 如請求項第2項所述之動態阻尼模組，其中該充電迴路包含一電流源和該第一電容，該第一電容之一第一端連結於該電流源之一第一端，而該第一電容之一第二端連結於一接地。
  4. 如請求項第2項所述之動態阻尼模組，其中該放電迴路包含該第一電容和一單向導通元件，該單向導通元件與該電流源並聯，且該單向導通元件之一導通方向與該電流源之一電流方向相反，該單向導通元件之一第一端與該電流源之該第一端一同連結於該第一電容之該第一端。
  5. 如請求項第4項所述之動態阻尼模組，其中該阻尼電路之一第一端連結於該單向導通元件之該第一端，而該阻尼電路之一第二端與該第一電容之該第二端一同連結於該接地。
  6. 如請求項第4項所述之動態阻尼模組，其中該單向導通元件係為一二極體，該二極體之一陽極端與該電流源之該第一端一同連結於該第一電容之該第一端。
  7. 如請求項第4項所述之動態阻尼模組，其中該阻尼電路包含一MOS電晶體，該MOS電晶體之該第一端連結於該單向導通元件之該第一端，而該MOS電晶體之該第二端與該第一電容之該第二端一同連結於該接地。
  8. 如請求項第7項所述之動態阻尼模組，其中該阻尼電路更進一步包含一電阻，該電阻設於該MOS電晶體之該第二端和一第三端之間。
  9. 如請求項第7項所述之動態阻尼模組，其中當該第一電容充電，使該MOS電晶體之該第二端與該第三端間的一電阻值持續下降，進而當該MOS電晶體之該第二端與該第三端間的一電壓值下降至零時，該動態阻尼值下降至零，該阻尼電路運作在該短路狀態。
  10. 如請求項第7項所述之動態阻尼模組，其中該MOS電晶體係為一N通道的電晶體。
  11. 如請求項第4項所述之動態阻尼模組，其中該電流源包含一第一電阻、一第二電阻和一稽納二極體，該第一電阻之一第一端與該第二電阻之一第一端相接，使相接後的該第一電阻和該第二電阻得與該單向導通元件並聯，而該稽納二極體之一陰極端與該第一電阻之該第一端和該第二電阻之該第一端相接，該稽納二極體之一陽極端則連結於該接地。
  12. 如請求項第1項所述之動態阻尼模組，其中該阻尼電路由該第一工作狀態轉換進入該第二工作狀態，再轉換至該短路狀態所需的一阻尼時間係為一固定值。
  13. 如請求項第1項所述之動態阻尼模組，其中該計時電路更包含：一電流源，其一第一端連結於一電磁干擾濾波器之一輸入端，其一第二端連結於該第一電容之一第一端，該第一電容之一第二端連結於一接地；以及一單向導通元件，其一陰極端連結於該電磁干擾濾波器之該輸入端，其一陽極端連結於該第一電容之該第一端。
  14. 如請求項第13項所述之動態阻尼模組，其中該阻尼電路更包含：一第二電容，其一第一端連結於該電磁干擾濾波電路的一輸出端，其中；以及一開關元件，其一第一端連結於該第一電容之該第一端，其一第二端連結於該第二電容之一第二端，其一第三端連結於該接地。
  15. 如請求項第14項所述之動態阻尼模組，其中該阻尼電路更包含一電阻，該電阻連結於該開關元件之該第二端和該第三端之間。
  16. 如請求項第13項所述之動態阻尼模組，其中該電流源包含：一第一電阻，其一第一端連結於該單向導通元件之該第一端；一第二電阻，其一第一端連結於該第一電阻之一第二端，其一第二端連結於該第一電容之該第一端；以及一稽納二極體，其一第一端連結於該第二電阻之該第一端，其一第二端連結於該接地。
  17. 一種驅動電路，包含有第1項至第16項之任一項所述之動態阻尼模組。
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