JP2007535061A - ブーストコンバータ - Google Patents

Abstract

ブーストコンバータであって、光ＲＦＩフィルタ、ブーストインダクター（ＬＢ）、直列に接続された２つのスイッチトランジスタ（Ｔ２、Ｔ３）及び少なくとも１つのダイオード（Ｄ６、Ｄ７）を有する。ブーストインダクターは、スイッチトランジスタと直列に、ブースト交流電圧を生成する交流主電圧に直接に接続される。ブースト交流電圧は、倍電圧回路により、又は代案として全波ブリッジ整流器で整流される。制御回路は、スイッチトランジスタを制御する。交流部分にブーストインダクターを配することにより、インダクターは、有意に小型化され得る。更に、複数のダイオードは排除され、特に出力直流電圧の３倍低い低主電圧において、高効率をもたらし得る。ブーストコンバータは、直流４１０Ｖを供給するための主交流電圧８０から１４０Ｖに適する。

Description

本発明は、ブーストコンバータを有する完全な電子安定器の入力段に関連する。

従来知られているブーストコンバータは、全波ブリッジ整流器を有する。全波ブリッジ整流器は、交流主電圧と接続され、脈動直流電圧を供給する。脈動直流電圧は、ブースト回路に供給される。ブースト回路は、ブーストインダクター、スイッチトランジスタ、ダイオード及び充電キャパシタを有する。先ず、トランジスタはオンに切り替えられ、そしてブーストインダクターの磁気エネルギーを増加するために、正の直流電圧と接地の間でインダクターを短絡する。次に、トランジスタはオフに切り替えられ、そしてキャパシタを充電するために、磁気エネルギーがダイオードを通じて消える。このように、直流電圧は、高電圧に引き上げられ得る。このようなブーストコンバータは、高効率に約２倍まで直流電圧を増大するために利用され得る。ブースト倍率が約２を超えると、効率は低くなる。このようなブースト電圧コンバータの例は、例えば特許文献１、図２に開示される。

交流電圧源から利用可能な直流電圧を増大させる他の従来利用されている方法は、２つ又は複数のダイオード及びキャパシタが直列に接続され利用可能な交流電圧の段階的な増大を形成し、一方同時に交流電圧を直流電圧に整流する、倍電圧又は乗算回路設計である。このような回路設計は、例えば特許文献２、図１、参照符号１に示される。

完全な電子安定器の入力段は、従来のブーストコンバータを備えられて良い。全体の回路効率は、高温の、小型化された用途における動作を可能にするために非常に重要である。安定器設計の入力段の効率は、従って非常に重要である。

図１は、従来のブーストコンバータの図を示す。従来のブーストコンバータは、例えば５０から６０Ｈｚの周波数を有する２３０Ｖの交流主電圧電源、２つのインダクターＬＲ１及びＬＲ２並びに２つのキャパシタＣＲ１及びＣＲ２を有するＲＦＩフィルタ、４個のダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４を有する全波ブリッジ整流器、ブーストインダクターＬＢ、ＭＯＳＦＥＴスイッチトランジスタＴ１、充電ダイオードＤ５、及び充電キャパシタＣＳ１を有する。全ての構成要素は図１に示されるように相互接続される。

ブリッジ整流器は、３２４Ｖの大きさを有する脈動直流電圧を提供する。この電圧は、ブーストインダクターＬＢ及びトランジスタＴ１に亘り印加される。制御回路（示されない）によりトランジスタがオンに切り替えられると、電流はブーストインダクター内に増加し始める。十分な電流が生成され及び十分なエネルギーがインダクターに蓄えられると、トランジスタは可能な限り迅速にオフに切り替えられる。インダクター内のエネルギーは、ダイオードＤ５を介し、充電キャパシタＣＳ１へ放出される。誘発された電圧は、ブーストインダクターに出力され、直流電圧に加算される。従って、高電圧がキャパシタＣＳ１に充電され得る。トランジスタは、１００ｋＨｚのような高周波数で切り替えられる。電圧はブーストされる。電圧の倍増が、容易に得られる。従って、充電キャパシタＣＳ１の両端で、４１０Ｖの電圧が達成され得る。この電圧は、蛍光灯又はＨＩＤ（高輝度放電）ランプのランプ駆動装置のような如何なる目的のため、負荷ＲＬにより利用されて良い。

出力電圧は、制御回路により制御されて良い。

この回路設計が、８０Ｖから２７７Ｖのような広範囲の主電圧に利用される場合、回路の効率は、全ての主電圧において維持され得ない。主電圧が低い場合、ブースト回路は、約２より大きい倍率で電圧をブーストしなければならない。これは、ブースト回路が低効率を有することを意味する。更に、回路がこのような広範囲の主電圧のために設計される場合、ブーストインダクターＬＢは、大容量のインダクター及び低効率となる最悪の条件で設計されなければならない。
米国特許第５３１７２３７号明細書 国際公開第９５／０２３１１号パンフレット

本発明の目的は、特に低主電圧動作のための、高効率を有するブーストコンバータを提供することである。

従って、任意的なＲＦＩフィルタ、ブーストインダクター、スイッチ及び少なくとも１つの整流素子を有する、交流主電圧を変換するブーストコンバータを提供する。本発明によると、前記ブーストインダクターは、前記スイッチと直列に、交流主電圧に直接に接続される。或いは、交流主電圧とスイッチの間に挿入された前記ＲＦＩフィルタで、ブースト交流電圧を負荷素子への出力として生成する。ブーストコンバータの交流部分にインダクターを配することにより、インダクターを流れる電流は、ブースト周期のエネルギー充電段階の間、如何なるダイオードも通過しない。更に、電流は、ブーストインダクターを両方向に通過する。更に、ブーストインダクターは、従来の設計と比べて小型化され得る。全てのこれら手段は、省電力をもたらし、ブーストコンバータの高効率をもたらす。

スイッチは、２つのトランジスタを有する。第１の一方のトランジスタは、ブースト交流電圧の正の半周期で動作する。他方のトランジスタは、ブースト交流電圧の負の半周期で動作する。これは、ブーストコンバータの交流部分でインダクターを利用可能にする。このようなトランジスタは、ＮＭＯＳＦＥＴのような、ＭＯＳＦＥＴトランジスタであって良い。

ブースト交流電圧は、倍電圧回路のような、電圧乗算回路により整流されて良い。次に、ブースト交流電圧は、ブースト直流電圧を生成するため、第１の整流素子により整流され、ブースト交流電圧の正の半周期の間に第１のキャパシタを充電し、及び第２の整流素子により整流され、ブースト交流電圧の負の半周期の間に第２のキャパシタを充電する。この回路設計では、２つのダイオードだけが必要とされる。従って、ダイオードの電力消費は、従来の設計と比べて低減され、高効率をもたらす。更に、倍電圧回路のため、ブーストインダクターは、電圧を高倍率でブーストする必要がない。従って、効率は、高水準に維持される。

動作を制御するために、第１及び第２のキャパシタは、各トランジスタのドレインの間に直列に接続される。キャパシタの相互接続は、ゼロ電流検出回路と接続される。ゼロ電流検出回路は、トランジスタの相互接続されたソースと接続された仮想接地に参照される。従って、ゼロ電流信号を得る。

本発明のブーストコンバータは、高交流電圧においても利用されて良い。従って倍電圧回路は、全波ブリッジにより置き換えられる。２つの回路は、スイッチを用いて結合されて良い。

本発明の更なる目的、特徴、及び利点は、図を参照した本発明のいくつかの説明のための実施例の以下の説明から明らかであろう。

本発明は、ブーストインダクターが直流部分で利用される必要がないが、整流前、つまり交流部分に配されて良いという所見に基づく。ブーストコンダクターを整流器の前の部分に移動することにより、優れた効率を有する、特に低交流主電圧のブーストコンバータが構成され得る。

図２は、本発明の原理を組み込んだ回路設計を示す。図２は、本発明の第１の実施例の回路図を開示する。同一の構成要素は、同一の参照符号を有する。従って、交流主電圧は、インダクターＬＲ１、ＬＲ２及びキャパシタＣＲ１、ＣＲ２を有するＲＦＩフィルタと接続される。ＲＦＩフィルタは、特定の用途では省かれて良い。又は他の種類のＲＦＩフィルタが利用されて良い。ＲＦＩフィルタの交流出力電圧は、機械式スイッチとして示されるスイッチＳ１と直列に、ブーストインダクターＬＢと直接接続される。出力、つまりインダクター及びスイッチの間の連結部は、負荷ＲＬと接続される。

動作は、以下の通りである。交流主電圧が正の場合、スイッチＳ１がオンに切り替えられると、電流はインダクターＬＢを通じて増加し始める。この時、スイッチＳ１により回路が短絡されるので、出力電圧はゼロである。電流が十分な値に増加すると、制御回路により制御されるので、スイッチＳ１は開かれる。次に、インダクターは、インダクターに行き渡った電流を維持しようとし、負荷ＲＬを通じて電流を駆動する。電流を駆動するために必要な電圧は、インダクターにより誘発される正の電圧と結合された主電源からの正の電圧により得られる。この時、正の電圧は、インダクター内のエネルギーが消費され電流がゼロに減少するまで、負荷ＲＬの両端に現れる。次に、新しい周期が開始する。トランジスタの切り替え周波数は、用途に応じて約５０から２００ｋＨｚであり得る。

主電圧が負の場合、スイッチが閉じられると、負の電流がインダクターに増加する。同時に、スイッチＳ１により回路が短絡されるので、出力電圧はゼロに保たれる。負の電流が十分な値に増加すると、制御回路により制御されるので、スイッチＳ１は開かれる。インダクターは、インダクターに行き渡った負の電流を維持しようとし、負荷ＲＬを通じて負の電流を駆動する。電流を駆動するために必要な電圧は、インダクターにより誘発される負の電圧と結合された主電源からの負の電圧により得られる。この時、負の電圧は、インダクター内のエネルギーが消費され主電源の電圧がゼロに減少するまで、負荷ＲＬの両端に現れる。次に、周期が繰り返される。

このように、ブースト交流電圧は、負荷ＲＬの両端で得られる。このブースト交流電圧は、整流されブースト直流電圧を提供し得る。これを図３に示す。

図３は、スイッチＳ１が、直列に接続された２つのＭＯＳＦＥＴスイッチトランジスタＴ２及びＴ３により置き換えられたことを示す。トランジスタＴ２は、図３において電流が下方へ通過する正の期間の開始時に、オンに切り替えられる。この動作モードでは、トランジスタＴ３は、通常と反対方向に電流を通過させるダイオードとして動作し、正の電流がインダクターＬＢ内に増加する。トランジスタＴ２がオフに切り替えられると、インダクターは、ダイオードＤ６を通じて電流を流すことにより正の電流を維持し、ブースト電圧によりキャパシタＣＳ２を充電する。負の半周期の間、トランジスタＴ３は、図３において上方へ電流を導通し、そしてトランジスタＴ２は、ダイオードとして動作し、従って負の電流がインダクターＬＢ内に増加する。トランジスタＴ３がオフに切り替えられると、負の電流は、ダイオードＤ７を通過し、ブースト負電圧によりキャパシタＣＳ３を充電する。負荷ＲＬは、キャパシタＣ２の正の端子及びキャパシタＣ３の負の端子の間に接続される。これは、ダイオードＤ６及びＤ７及びキャパシタＣ２及びＣ３が倍電圧回路として動作することを意味する。両方のトランジスタは、通常、同時にオンに切り替えられる。またダイオードとして動作するトランジスタは、対応するトランジスタの抵抗性チャネルと並列である。

更なるダイオード及びキャパシタが接続され、２より大きい倍率を有する乗算回路を形成して良いが、再び効率は低下する。

図１の回路では、電流は、トランジスタがオンの期間に、２つのダイオード、インダクターＬＢ及びトランジスタを、つまり正の半周期の間にＤ１、ＬＢ、Ｔ１、Ｄ４を、負の半周期の間にＤ２、ＬＢ、Ｔ１及びＤ３を通過する。トランジスタがオフの期間に、電流は、トランジスタの代わりにダイオードＤ５を通過する。

図３の回路では、電流は、トランジスタがオンの期間に、インダクター及び１つはダイオードとして動作する２つのトランジスタ、つまりＬＢ、Ｔ２、Ｔ３（ダイオード）を通過する。トランジスタがオフの期間に、電流は、インダクター及びダイオードＤ６（正の半周期）又はＤ７（負の半周期）を通過する。

従って、図１の回路と比べて図３の回路では、１つのダイオードの電力損は、オンの期間に抑えられ、また２つのダイオードの電力損は、オフの期間に抑えられる。更に、図３のブーストインダクターは、インダクターが図１の回路の半分より大きく電圧をブーストする必要がないので、小型に構成され得る。実際に、図３のインダクターは、図１のインダクターの約４分の１の大きさに縮小され得る。これはまた、インダクターの電力を節約する。従って、図３の回路の効率は、図１の回路の効率より有意に高い。

原則的に、対象とする負荷直流電圧が４１０Ｖの場合、図３の回路は、交流主電圧が約１４５Ｖより低い場合のみ、利用され得る。１４５Ｖの交流電圧は、２０５Ｖの振幅に対応する。また倍電圧が利用されるので、Ｄ６、Ｄ７、ＣＳ２、ＣＳ３、出力電圧は、如何なる電圧ブーストもせずに、４１０Ｖとなる。しかしながら、２０から３０Ｖのマージンが、正しい動作のために必要とされる。

交流主電圧が１４５Ｖより高い場合、出力電圧は、４１０Ｖを超えて増加する。この状況では、倍電圧回路は、図４に示されるような電圧を倍増しない全波ブリッジ整流器により置き換えられて良い。従って、交流主電圧は、原則的に、最大２９０Ｖであって良い。しかしながら、図４の回路では、電流は、オフの期間に別のダイオードを通過する。これは、図３の回路と比べて効率が低くなることを意味する。

図３及び図４の回路は、示されるように図４の回路のスイッチＳ２を追加することにより結合されて良い。スイッチＳ２が開、つまりスイッチの高主電圧の位置（１４５Ｖから２９０Ｖ）である場合、回路は、倍電圧を有さない、図４による全波ブリッジ整流器として動作する。スイッチＳ２が閉、つまりスイッチの低主電圧の位置（７２Ｖから１４５Ｖ）である場合、回路は、図３による倍電圧回路として動作する。機械式スイッチＳ２は、固体スイッチにより置き換えられて良い。しかし固体スイッチは、電力を消費し、従って回路設計の効率を低下させる。回路が以上に説明されたように高効率で動作するので、５０から２００ｋＨｚの範囲では、パワーダイオードＤ８及びＤ９は、高速ダイオードである。しかしながら、ダイオードＤ１０及びＤ１１は、回路内部で交流主電源に電流を伝導し戻すだけなので、通常、安価なダイオードで良い。

明示的に以上に与えられた電圧は、本発明を説明するためである。本発明の原理は、より低い及びより高い電圧の両方を含む、他の電圧においても同様に有利に利用され得る。

２つのキャパシタＣＳ３及びＣＳ４は、スイッチＳ２が利用されない場合、１つのキャパシタと結合されて良い。

図３及び４に示されたＭＯＳＦＥＴスイッチトランジスタは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）又は従来のバイポーラトランジスタにより置き換えられて良く、図５ａ及び図５ｂに示されるようにダイオードにより、逆方向の高電圧から保護され得る。ＭＯＳＦＥＴトランジスタに関する検討は、電力損についても同様に適用される。

図６は、図３の回路設計を示す。図６は、２つのトランジスタのそれぞれ節点Ｕａ及びＵｂと示されるドレインの間に直列に接続された２つのキャパシタＣＣ１及びＣＣ２を有する基本的な制御回路を有する。２つのトランジスタの相互接続されたソースは、節点Ｕｇと呼ばれ、浮動接地に参照される。キャパシタＣＣ１及びＣＣ２の間の相互接続、節点Ｕｃは、抵抗Ｒｚｃを介して、制御回路（示されない）のゼロ電流検出入力Ｕｚｃと接続される。

正の半周期は、図６に示される。正の半周期では、電流は、図６の左へ向かってインダクターを通過する。トランジスタＴ２は、始めに導通し、そしてインダクターを充電する。この期間の間、全ての節点Ｕａ、Ｕｂ、Ｕｇ、Ｕｃ及びＵｚｃは、２００Ｖである（キャパシタＣＳ３の負の端子に対して。また対象とする直流電圧は４００Ｖとする）。

トランジスタＴ２がオフに切り替えられると、節点Ｕａは直ちに４００Ｖへ上昇し、同時に節点Ｕｂは２００Ｖに維持される。これは、節点Ｕｃが３００Ｖに上昇することを意味する。トランジスタＴ３のボディダイオードが導通のままなので、節点Ｕｇ、浮動接地は、２００Ｖに維持される。これは、ゼロ電流入力は、２．３Ｖを超えて、正に向かうエッジにより「強められる」ことを意味する。

インダクター電流が方向を反転すると、ゼロの瞬間が生じ、浮動接地Ｕｇは、ボディダイオードＴ３を介し節点Ｕｂと接続されたままである。次に、容量性分圧節点Ｕｃは、浮動接地Ｕｇに対し、低下する。この結果、ゼロ電流入力に負のエッジを生じる。電圧が１．１Ｖより低く低下すると、ＭＯＳＦＥＴＴ２は、再びオンに切り替えられる。

負の半周期は、図７に示される。負の電流は、図７において右へ向かいインダクターを通過する。トランジスタがオンからオフ状態に切り替わる間、浮動接地Ｕｇは、トランジスタＴ２のボディダイオードを介し節点Ｕａと接続される。続いて、容量性分圧節点Ｕｃは、浮動接地Ｕｇと比べて上昇する。これは、ゼロ電流入力が、２．３Ｖを超えて、正に向かうエッジにより「強められる」ことを意味する。

インダクター電流が方向を反転すると、ゼロ電流の瞬間が生じ、浮動接地Ｕｇは、トランジスタＴ３のボディダイオードを介してＵａと接続されたままである。これは、ボディダイオードが、特に小電流が反対方向に流れる場合、大きな回復充電及び大きな回復時間を有するためである。次に、容量性分圧節点Ｕｃは、浮動接地Ｕｇと関連し、低下する。この結果、ゼロ電流入力に負のエッジを生じる。電圧が１．１Ｖより低く低下すると、ＭＯＳＦＥＴＴ２は、再びオンに切り替えられる。

図１の従来のブーストコンバータ及び図３及び図４の本発明のブーストコンバータにおける電力損失は、入力交流主電圧：８０Ｖ、Ｕｏｕｔ：４１０Ｖ、Ｐｏｕｔ：１５０Ｗという条件で測定された。効率は、図８のグラフから明らかである。図８から分かるように、上側の曲線により示される、図３の倍電圧回路を有するブーストコンバータの効率は、特に低交流主電圧において、下側の曲線により示される、従来のブーストコンバータの効率より有意に高い。図４の全波ブリッジ整流器を有するブーストコンバータは、中間に示される。

図９は、図３のブーストコンバータの完全な図である。ＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ２、Ｔ３は、ＮＭＯＳＦＥＴである。浮動接地は、ＧＮＤＡと示される。実際の接地はＧＮＤと示される。

制御回路１１は、従来の制御ＩＣ：Ｌ６５６１の周囲に構築される。Ｌ６５６１は、容量性分圧節点Ｕｇと接続されたピン５にゼロ電流検出端子を有する。ＩＣの接地端子、ピン６は、浮動接地節点Ｕｇ又はＧＮＤＡと接続される。２つのトランジスタのゲートは、両方ともＩＣの出力、ピン７と接続される。

帰還は、電圧基準１３と接続された抵抗分圧回路１２により構成される。抵抗分圧回路及び電圧基準は、ＩＣ制御回路であるため、現実の接地ＧＮＤに参照され、浮動接地ＧＮＤＡに参照されないので、光カプラ１４は、２つの回路の間に配される。

電圧基準及び光カプラへの供給電圧は、ブーストインダクターの補助コイル１６の周りに配された低電圧電源ＶＣＣ回路１５により供給されて良い。電源は、ツェナーダイオードにより制御され、実際の接地ＧＮＤに対して約１６Ｖの電圧を供給する。

ＩＣ制御回路Ｌ６５６１への供給電圧ＶＣＣＡは、ブーストインダクターの別の補助コイル１８の周りに配された同様に独立の低電圧電源回路１７により供給される。ツェナーダイオードは、電圧を１６Ｖに制御する。

制御回路の動作は、例えばＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）又は論理配列内に組み込まれるプログラムにより、ソフトウェアで実行され得る。

制御回路はまた、過電流保護を有する。最大電流限界に達すると、２つの能動素子Ｔ２及びＴ３は、オフに切り替えられる。 以上に開示されたブーストコンバータは、非常に高い効率を有する。これは、可能な限り小型化されるべきブーストコンバータの構築において重要である。本発明により、ブーストインダクターは、有意に縮小され得る。これは空間の節約を意味する。更に、電力損が非常に低いので、構成要素は、最小限に抑えられ得る。全てのこれら手段は、高価でないブーストコンバータをもたらす。更に、放熱が小さいので、ブーストコンバータの寿命は延長され得る。

「有する」の表現は、他の構成要素又は段階を排除しない。また単数の表現は、複数の構成要素を排除しない。更に、請求項の如何なる参照符号も、請求項の範囲を制限すると見なされるべきではない。

以上に本発明のいくつかの実施例が図を参照して説明された。本願明細書を読む当業者は、いくつかの他の代案を考え得るが、そのような代案は本発明の範囲に包含される。また、本願明細書に特に説明された以外の他の組合せも、本発明の範囲に包含される。本発明は、特許請求の範囲によってのみ定めされる。

従来技術によるブーストコンバータの回路図である。 二方向スイッチを有するブーストコンバータの回路図である。 本発明による倍電圧回路と接続された、図２のブーストコンバータの回路図である。 本発明による全波ブリッジ整流回路と接続された、図２のブーストコンバータの回路図である。 スイッチトランジスタの代案の回路図である。 スイッチトランジスタの代案の回路図である。 正の電流半周期のための、図３の回路図である。 負の電流半周期のための、図６の回路図である。 本発明のブーストコンバータと従来のブーストコンバータの効率の比較を示すグラフである。 図３のブーストコンバータの実施例の回路図である。

Claims (8)

1. ブーストコンバータであって、交流主電圧を変換し、任意的なＲＦＩフィルタ、ブーストインダクター、スイッチ及び少なくとも１つの整流素子を有し、前記ブーストインダクターは、前記スイッチと直列に前記交流主電圧と直接に、或いは前記スイッチ及び前記交流主電圧の間に挿入された前記ＲＦＩフィルタと接続され、負荷素子への出力としてブースト交流電圧を生成することを特徴とする、ブーストコンバータ。
2. 前記スイッチは、２つのトランジスタを有し、第１の一方のトランジスタは、ブースト交流電圧の正の半周期で動作し、他方のトランジスタは、ブースト交流電圧の負の半周期で動作することを特徴とする、請求項１記載のブーストコンバータ。
3. 前記トランジスタは、ＮＭＯＳＦＥＴのような、ＭＯＳＦＥＴトランジスタであることを特徴とする、請求項１記載のブーストコンバータ。
4. 前記ブースト交流電圧は、倍電圧回路のような、電圧乗算回路により整流されることを特徴とする、請求項１、２又は３記載のブーストコンバータ。
5. 前記ブースト交流電圧は、ブースト直流電圧を生成するため、第１の整流素子により整流され、前記ブースト交流電圧の正の半周期の間に第１のキャパシタを充電し、及び第２の整流素子により整流され、前記ブースト交流電圧の負の半周期の間に第２のキャパシタを充電することを特徴とする、請求項４記載のブーストコンバータ。
6. 前記ブースト交流電圧は、ブースト直流電圧を生成するため、全波ブリッジ整流器により整流されることを特徴とする、請求項１、２又は３記載のブーストコンバータ。
7. 前記全波ブリッジ整流器を倍電圧回路に変換するスイッチにより特徴付けられる、請求項５及び６記載のブーストコンバータ。
8. 各トランジスタのドレインの間に直列に接続された第１及び第２のキャパシタ、ゼロ電流検出回路と接続された前記キャパシタの相互接続により特徴付けられ、前記ゼロ電流検出回路は、前記トランジスタの相互接続されたソースと接続された仮想接地に参照され、従ってゼロ電流信号を得る、請求項２乃至７記載のブーストコンバータ。

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