JP6868682B2 - Ｄｃ／ｄｃコントローラ集積回路を増強する調光ｌｅｄ回路 - Google Patents

Description

発光ダイオード（ＬＥＤ）を調光する能力は、今日の固体照明用途の多くにおいて重要な特色である。電圧のパルスを用いて調光され得る従来の白熱電球とは異なり、ＬＥＤは全く別の負荷である。最初に、ＬＥＤは、電圧源よりむしろ電流源によって駆動される必要がある。このことはそれ自体難しくないが、それは異なる供給設計を必要とする。第２に、よりずっと難しいことには、ＬＥＤは、ダイオードのようであり、大いに非線形な負荷であり、単なる簡単な無効（容量又は誘導）負荷よりもずっと複雑である。ＬＥＤを調光する１つの方法は、その駆動又は電流を低減することである。

実施形態は、１つ以上の発光ダイオード（ＬＥＤ）を駆動及び調光するシステム、方法、及び装置を含む。実施形態において、モジュールは、１つ以上のＬＥＤの陰極端及び接地へ接続された抵抗を含んでよい。抵抗にかかる電圧は、１つ以上のＬＥＤに流れる電流に比例し得る。モジュールは差動増幅器を含んでよい。差動増幅器の第１入力部は、抵抗にかかる電圧へ結合されてよく、差動増幅器の第２入力部は、ユーザによって制御される可変調光電圧へ結合されてよい。モジュールは、１つ以上のＬＥＤの陽極端へ供給される出力電圧を調整するコントローラを含んでよい。コントローラは、固定内部基準電圧へ結合される第１入力部と、差動増幅器の出力電圧へ結合される第２入力部とを備えた誤差増幅器を含んでよい。モジュールは、コントローラへ結合されたスイッチングトランジスタを含んでよい。コントローラは、出力電圧及び１つ以上のＬＥＤを流れる電流を変化させるよう、差動増幅器の出力に基づきスイッチングトランジスタをオン及びオフしてよい。これは、１つ以上のＬＥＤの明るさを調整し得る。

より詳細な理解は、添付の図面に関連して一例として与えられる以下の説明から得られる。

２段ＡＣ入力発光ダイオード（ＬＥＤ）ドライバの回路図である。 コントローラ集積回路（ＩＣ）を表すブロック図である。 ＬＥＤを直接に駆動及び調光する単段ＡＣ入力ブーストコンバータの回路図である。 １つ以上のＬＥＤを直接に駆動及び調光するために一般的な１２０〜２７７ＶＡＣ入力電圧を使用する単段ＡＣ入力ブーストコンバータの回路図である。 コントローラ及び第１調光回路を有して構成された単段ＡＣ入力ブーストコンバータの回路図である。 コントローラ及び第２調光回路を有して構成された単段ＡＣ入力ブーストコンバータの回路図である。 調光機能を備えた汎用コンバータ回路を表す回路図である。

以下の記載において、特定の構造、コンポーネント、材料、寸法、処理ステップ、及び技術のような、多数の具体的な詳細が、本実施形態の完全な理解を提供するために示される。なお、当業者には明らかなように、実施形態は、それらの具体的な詳細によらずとも実施されてよい。他の事例では、よく知られている構造又は処理ステップは、実施形態を不明りょうにすることを避けるために、詳細には記載されていない。層、領域、又は基板としての要素が他の要素の“上に”（on）又は“真上に”（over）あると言われる場合に、それは他の要素の直接上にあることができるか、あるいは、介在する要素が更に存在し得ると理解される。対照的に、要素が他の要素“直接上に”（directly on）又は“直ぐ（directly）”真上にあると言われる場合に、介在する要素は存在しない。また、要素が他の要素の“真下に”（beneath）、“下方に”（below）又は“下に”（under）あると言われる場合に、それは他の要素の直ぐ真下に又は下にあることができるか、あるいは、介在する要素が存在し得ると理解される。対照的に、要素が他の要素の“直ぐ真下に”（directly beneath）又は“直ぐ下に”（directly under）あると言われる場合に、介在する要素は存在しない。

以下の詳細な説明において実施形態の提示を不明りょうにしないために、当該技術で知られているいくつかの処理ステップ又は動作は、提示のために及び説明のためにまとめられていることがあり、いくつかの事例では、詳細に記載されていないことがある。他の事例では、当該技術で知られているいくつかの処理ステップ又は動作は、全く記載されないことがある。以下の記載は、本明細書で記載される様々な実施形態の相異なる特徴又は要素にむしろ焦点を合わせられていることが理解されるべきである。

いくつかの発光ダイオード（ＬＥＤ）照明用途において、ユーザがＬＥＤの明るさを制御することができる調光機能を有することが望まれ得る。従来のＬＥＤドライバは、調光機能を含み得るが、それらのドライバは、特定の用途に適さないことがあり、且つ／あるいは、特定の所望の特徴を有さないことがある。

例えば、整流されたＡＣ本線電圧を電源として使用するＬＥＤモジュールは、約１５０個のＬＥＤへ直列に接続されてよい。これは、４５０Ｖを超える電圧降下を生じさせる可能性がある。ブーストコンバータは、自励発振スイッチング回路とともに（すなわち、発振器は使用されない。）、整流された電圧を４５０Ｖを超えて高めるために使用されてよい。然るに、自励発振を使用する汎用（非ＬＥＤ）の、直ぐに入手可能なブーストコンバータコントローラＩＣは、経済的な理由によりブーストコンバータで使用するコントローラの好ましい選択であることができる。しかし、内部の誤差増幅器に印加される内部基準電圧は固定基準電圧であり得るから、汎用のブーストコンバータコントローラＩＣは、調光機能を有さない可能性がある。然るに、調光機能を更に備える従来のコントローラを用いてＬＥＤドライバを設計することが望まれ得る。

これより図１を参照すると、２段ＡＣ入力ＬＥＤドライバの回路図が示されている。ブーストコンバータ１０６は、ＬＥＤアレイ１０４に含まれる１つ以上（例えば、１５８個）のＬＥＤ１０２Ａ〜１０２Ｎを駆動するための高品質の入力電流を実現するよう、２段スイッチングモード電源（ＳＭＰＳ；switching mode power supply）において力率補正（ＰＦＣ；power factor correction）として使用されてよい。１つ以上のＬＥＤ１０２Ａ〜１０２Ｎの夫々は、青色を発するＧａＮに基づくＬＥＤであってよく、約３ボルトを下げ得る。従って、ブーストコンバータ１０６は、整流されたＡＣ本線電圧を、例えば、４７４Ｖに押し上げてよい。リン光体は、青色ＬＥＤ光を全般照明のために白色光に変換してよい。ブーストコンバータ１０６はまた、入力電圧及び出力負荷の変化に関わらず、安定した出力電圧を保ち得る。

ＡＣ本線電圧は、ヒューズ１０８を経由してＥＭＩフィルタ１１０へ印加されてよい。本線ブリッジ整流器１１２のフルダイオードブリッジは、ＡＣ電圧を整流してよく、入力キャパシタ１１４は、整流されたＡＣ電圧に少なくとも部分的にフィルタをかけてよい。コントローラ１１６は、スイッチングトランジスタ１１８をオンしてよく、インダクタ１２０の右端部は、インダクタ１２０を充電するために接地へ引っ張られてよい。コントローラ１１６は、従来のトランジションモードＰＦＣコントローラであってよい。コントローラ１１６は、トランジションモード技術を使用することによってＰＦＣプリレギュレータを制御するよう構成された集積回路（ＩＣ；integrated circuit）であってよい。

コントローラ１１６は、ブーストモード、バックモード、又はバックブーストモードコンバータのために使用されてよい。

１つ以上のＬＥＤ１０２Ａ〜１０２Ｎを流れる目標電流を発生させるためのスイッチング周期における特定の時点で、スイッチングトランジスタ１１８はオフされてよい。これは、インダクタ１２０の右端部での電圧が、ダイオード１２２に順方向バイアスをかけるよう上昇することをもたらし得る。これは、出力キャパシタ１２４を再充電し得る。出力キャパシタ１２４は、波形を滑らかにし、且つ、本質的に、出力ＳＭＰＳ段１２６への調整された電流でＤＣ電圧を出力部へ供給し得る。

スイッチングトランジスタ１１８は、約１０ｋＨｚから約１ＭＨｚといった、比較的高い周波数でオン及びオフを切り替えてよい。スイッチングトランジスタ１１８は、昇圧された出力電圧を生成するよう、高い周波数でインダクタ１２０の右端部を接地又は正電圧のいずれか一方へ結合し得る。スイッチングトランジスタ１１８は、スイッチング周波数で急勾配の電圧波形（矩形波電圧であってよい。）を運ぶ金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ；metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）又はバイポーラトランジスタであってよい。

本明細書で使用される語「矩形波」は、長方形パルスを有するよう波形に求めない点が留意されるべきである。それは、５０％のデューティサイクルを有すること（すなわち、高レベル及び低レベルの等しい存続期間を有すること）も波形に求めない。いくつかの用途では、瞬間的でないスイッチング及び寄生効果は、非長方形波形をもたらし得る。然るに、語「矩形波」は、目標出力電圧又は電流を実現するようスイッチングトランジスタが時にオン及びオフされることの結果として高レベルと低レベルとの間を行ったり来たりするスイッチド電圧を意味する。

然るに、高周波矩形波電圧は、比較的高い電圧（例えば、最大で５００Ｖ）及び比較的大きい平均電流（例えば、最大で１アンペア）により生成され得る。出力キャパシタ１２４は、調整されたＤＣ電流を供給するようリップルにいくらかフィルタをかけるために使用されてよい。１つの例では、矩形波電圧は、接地と約５００Ｖとの間で速やかに遷移し得る。スイッチングトランジスタ１１８のドレインノードは、矩形波電圧を運び得る。供給される電流に含まれる如何なる高周波リップルも、ピーク電流が１つ以上のＬＥＤ１０２Ａ〜１０２Ｎの電流定格内にとどまる限りは、如何なる高周波リップルも感知され得ないので、受け入れられ得る。

ダイオード１３０を含む、分離したダイオード結合経路が、本線ブリッジ整流器１１２と出力キャパシタ１２４との間に存在してよい。分離したダイオード結合経路は、起動時の高速な部分的充電を提供し得る。

出力ＳＭＰＳ段１２６は、スイッチングトランジスタ１３２、磁気コンポーネント１３４、及びキャパシタ１３６を少なくとも含んでよい。出力ＳＭＰＳ段１２６は、ブーストコンバータ１０６の出力電圧を、ＬＥＤアレイ１０４を駆動するための電流に変換し得る。

図１に示されるように、２段ＡＣ入力ＬＥＤドライバにおける電圧フィードバックは、負帰還システムであってよい。第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２から成る分割抵抗は、ノードＡでブーストコンバータ出力電圧を検知するよう、フィードバック信号として接続されてよい。ブースタコンバータ出力電圧は、コントローラ１１６で固定基準電圧ＶＲｅｆＯｕｔと比較されてよい。スイッチングトランジスタ１１８のゲート電圧を制御することによって、コントローラ１１６に入力される電圧は、本質的にＶＲｅｆＯｕｔと同じであるように調整され得る。これは、必要とされるレベルに調整されるＡノード電圧をもたらし得る。

２段ＡＣ入力ＬＥＤドライバは、優れた性能特性を有し得るが、それは、比較的高い費用、低い効率、大きいフォームファクタ、及び増大した設計複雑性という欠点を抱えることがある。

これより図２を参照すると、コントローラ２００を表すブロック図が示されている。コントローラ２００は、集積回路（ＩＣ）上に構成された従来のＰＦＣコントローラであってよく、図１に示されるコントローラ１１６として使用されてもよい。コントローラ２００は、それをＬＥＤモジュールへ接続する１つ以上のピンを含んでよい。

反転入力（ＩＮＶ）ピン１は、誤差増幅器１２の入力を反転し得る。ＰＦＣプリレギュレータの出力電圧に関する情報は、抵抗分割器を通ってＩＮＶピンに供給される。

補償（ＣＯＭＰ）ピン２は、誤差増幅器１２の出力へ接続されてよい。補償ネットワーク（図示せず。）が、電圧制御の安定性を実現し且つ高い力率及び低い全高調波ひずみ（ＴＨＤ；total harmonic distortion）を確かにするよう、このピンとＩＮＶピン１との間に置かれてよい。

乗算（ＭＵＬＴ）ピン３は、乗算器１４へのメイン入力であってよい。ＭＵＬＴピン３は、抵抗分割器（図示せず。）を介して本線電圧へ接続されてよく、正弦波基準を電流ループへ供給する
電流検知（ＣＳ）ピン４は、パルス幅変調（ＰＷＭ；pulse width modulator）補償器１６への入力であってよい。スイッチングトランジスタ１１８を流れる電流が、抵抗を介して検知されてよい。結果として現れる電圧はこのピンに印加され、乗算器１４によって生成され得る内部の正弦波形状の基準と比較され得る。これは、外部のパワートランジスタのターンオフを決定するために使用されてよい。

ゼロ交差検出（ＺＣＤ）ピン５は、トランジションモード動作のためにインダクタ１２０の減磁検知入力を昇圧してよい。立ち下がりエッジは、外部のパワートランジスタのターンオンをトリガし得る。

接地（ＧＮＤ）ピン６は、コントローラ２００とゲートドライバの信号部分のための電流戻りとして働き得る。

ゲートドライバ（ＧＤ）ピン７は、ゲートドライバ出力であってよい。トーテムポール出力段は、約６００ｍＡソース及び８００ｍＡシンクのピーク電流により外部のパワートランジスタを駆動することが可能であってよい。このＧＤピン７の高位電圧は、それが高供給電圧（Ｖｃｃ）を供給される場合に、過大なゲート電圧を回避するよう約１２Ｖで制限されてよい。

Ｖｃｃピン８は、コントローラ２００及びゲートドライバの信号部分の供給電圧であってよい。供給電圧上限は、供給電圧の変化のための追加のヘッドループを設けるよう２２Ｖｍｉｎ．にまで及んでよい。

ＧＤピン７は、外部のパワートランジスタのゲートへ接続されてよい。外部のパワートランジスタは、図１に示されるスイッチングトランジスタ１１８であってよい。外部のパワートランジスタは、調整された電圧又は電流を生成するための適切な出力回路へ接続されてよい。外部のパワートランジスタ（及びインダクタ）を流れる電流は検知され、電流フィードバック信号がＣＳピン４に印加され得る。

分割された出力電圧は、ＩＮＶピン１を介して誤差増幅器１２にフィードバックされてよい。分割された出力電圧は、図１を参照して上述されたＲ２電圧であってよい。誤差増幅器１２の非反転入力は、内部基準電圧Ｖｒｅｆへ結合されてよい。Ｖｒｅｆは２．５ボルトに固定されてよい。乗算器１４は、正弦波状の整流されたＡＣ本線電圧（例えば、１２０Ｈｚ）によって誤差増幅器１２の出力を変調するために使用されてよい。誤差増幅器１２の出力は、ＣＯＭＰピン２へ接続された外部のキャパシタによって補償されてよい。正弦波状の整流されたＡＣ本線電圧は、図１に示されるＰＦＣ段１０６のための入力電圧として使用されてよい。ＰＷＭコンパレータ１６は、各スイッチング周期中に外部のパワートランジスタをリセット（すなわち、オフ）して調整（レギュレーション）を実現するよう、１４ｋＨｚといった高スイッチング周波数の電流信号を乗算器１４の出力と比較してよい。

電圧及び電流フィードバックループは、誤差増幅器１２への２つの入力を一致させ得る。外部のパワートランジスタは、スイッチング損失を減らすよう、図１におけるインダクタ１２０を流れる電流がおおよそゼロであることをゼロ電流検出器１８が検出するときに、再びオンされ得る。

他の従来のコントローラと同様に、誤差増幅器１２はＩＣの内部にあり、内部基準電圧は一定である。然るに、コントローラ２００は、誤差増幅器１２が分割された出力電圧を固定２．５ボルト基準と比較するということで、調光コントローラを用いては直列接続されたＬＥＤを駆動することができない。この制御を使用しながら調光機能を備えるＬＥＤドライバが望まれ得る。

これより図３を参照すると、ＬＥＤを直接に駆動及び調光する単段ＡＣ入力ブーストコンバータの回路図が示されている。単段回路は、ＬＥＤアレイを駆動するためにＰＦＣ段及び出力段の両方としてブーストコンバータを使用してよい。ＬＥＤアレイは、ブースト出力へ直接に接続されてよい。図１に示される２段ＡＣ入力ＬＥＤドライバと違って、追加の出力ＳＭＰＳ段（出力ＳＭＰＳ段１２６として図示される。）は不要である。後述されるように、ブーストコンバータの平均出力電圧制御は、調光を目的としてＬＥＤ電流を制御するよう平均出力電流制御に変更されてよい。

単段ブーストコンバータ３０６は、ＬＥＤアレイ３０４において直列な１つ以上（例えば、１５８個）のＬＥＤ３０２Ａ〜３０２Ｎを駆動するための高品質の入力電流を実現するよう、ＰＦＣ及び出力段として使用されてよい。１つ以上のＬＥＤ３０２Ａ〜３０２Ｎの夫々は、青色を発するＧａＮに基づくＬＥＤであってよく、約３ボルトを下げ得る。従って、ブーストコンバータ３０６は、１つ以上のＬＥＤ３０２Ａ〜３０２Ｎを駆動するために、整流されたＡＣ本線電圧を少なくとも４７４Ｖに押し上げてよい。リン光体は、青色ＬＥＤ光を全般照明のために白色光に変換してよい。ブーストコンバータ３０６はまた、入力電圧及び出力負荷の変化に関わらず、安定した出力電圧を保ち得る。

ＡＣ本線電圧は、ヒューズ３０８を経由してＥＭＩフィルタ３１０へ印加されてよい。本線ブリッジ整流器３１２のフルダイオードブリッジは、ＡＣ電圧を整流してよく、入力キャパシタ３１４は、整流されたＡＣ電圧に少なくとも部分的にフィルタをかけてよい。第１コントローラ３１６及び第２コントローラ３３０は、スイッチングトランジスタ３１８をオンするよう一緒に動作してよく、インダクタ３２０の右端部は、インダクタ３２０を充電するために接地へ引っ張られてよい。第１コントローラ３１６は、図１を参照して上述されたコントローラ１１６と同様であってよい。

１つ以上のＬＥＤ３０２Ａ〜３０２Ｎを流れる目標電流を発生させるためのスイッチング周期における特定の時点で、スイッチングトランジスタ３１８はオフされてよい。これは、インダクタ３２０の右端部での電圧が、ダイオード３２２に順方向バイアスをかけるよう上昇することをもたらし得る。これは、出力キャパシタ３２４を再充電し得る。出力キャパシタ３２４は、波形を滑らかにし、且つ、本質的に、１つ以上のＬＥＤ３０２Ａ〜３０２Ｎへ調整された電流でＤＣ電圧を供給し得る。

スイッチングトランジスタ３１８は、約１０ｋＨｚから約１ＭＨｚといった、比較的高い周波数でオン及びオフを切り替えてよい。スイッチングトランジスタ３１８は、昇圧された出力電圧を生成するよう、高い周波数でインダクタ３２０の右端部を接地又は正電圧のいずれか一方へ結合し得る。スイッチングトランジスタ３１８は、スイッチング周波数で急勾配の電圧波形（矩形波電圧であってよい。）を運ぶ金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）又はバイポーラトランジスタであってよい。

ダイオード３３２を含む、分離したダイオード結合経路が、本線ブリッジ整流器３１２と出力キャパシタ３２４との間に存在してよい。分離したダイオード結合経路は、起動時の高速な部分的充電を提供し得る。起動時に、出力キャパシタ３２４の電圧は、整流された本線電圧よりも小さい可能性がある。ダイオード３３２の順方向バイアスは、出力キャパシタ３２４を整流された本線電圧へ直ちに充電し得る。その後に、出力キャパシタ３２４の両端電圧は、調整されたレベルへと高められてよく、ダイオード３３２は、逆バイアスをかけられることになる。

単段ブーストコンバータ３０６における電圧フィードバックは、ＬＥＤアレイ３０４の出力電流に基づいてよい。図３に示されるように、Ｒ１及びＲ２から成る分割抵抗は、抵抗Ｒ３に変更されている。抵抗Ｒ３は、ＬＥＤアレイ３０４へ接続され、ＬＥＤアレイ電流を検知する。Ｒ３電圧は、第２コントローラ３３０のフィードバック信号として使用されてよい。Ｒ３電圧は、可変基準電圧ＶＲｅｆＤｉｍと比較されてよい。ＶＲｅｆＤｉｍは、調光コマンドによって変化し得る。調光コマンドは、ダイアル、ノブ又はデジタル入力のような如何なる従来手段によっても入力されてよい。ＶＲｅｆＤｉｍの値が高ければ高いほど、ブーストコンバータ３０６から必要とされる電流はますます高くなる。

第２コントローラ３３０は、第１コントローラ３１６への入力として誤差信号を出力してよい。誤差信号は、Ｒ３電圧とＶＲｅｆＤｉｍとの間の差を表し得る。第１コントローラ３１６は、ＶＲｅｆＯｕｔと比較されるフィードバック信号として誤差信号を使用してよい。ＶＲｅｆＯｕｔは、固定基準電圧であってよい。スイッチングトランジスタ３１８のゲート電圧を制御することによって、Ｒ３電圧は、ＶＲｅｆＤｉｍと本質的に同じであるよう調整されてよい。これは、ＬＥＤ電流を所要レベルへと調整し得る。ＶＲｅｆＤｉｍが調光コマンドによって変化するにつれて、ＬＥＤ電流は変化し、ＬＥＤアレイ３０４は必要に応じて調光され得る。

ブーストコンバータ３０６の高い出力電圧のために、ＬＥＤアレイ３０４は、高い全順電圧を有し得る。これは、より低い電流及び回路損失により回路効率を改善するのを助け得る。適用要件に応じて、高電圧（多接合）ＬＥＤが、高い全順電圧を実現するのに必要とされるＬＥＤの数を減らすために、ＬＥＤアレイ３０４において使用されてよい。単段ＡＣ入力ブーストコンバータは、ＬＥＤを直接に駆動及び調光するよう種々の構成において使用されてよい。

これより図４を参照すると、１つ以上のＬＥＤ４０２Ａ〜４０２Ｎを直接に駆動及び調光するために一般的な１２０〜２７０ＶＡＣ入力電圧を使用する単段ＡＣ入力ブーストコンバータ４０６の回路図が示されている。

単段ブーストコンバータ４０６は、１つ以上（例えば、１５８個）のＬＥＤ４０２Ａ〜４０２Ｎを駆動するとともに高品質の入力電流を実現するよう、ＰＦＣ及び出力段として使用されてよい。１つ以上のＬＥＤ４０２Ａ〜４０２Ｎは、単接合ＬＥＤであってよく、直接に接続されてよい。代替的に、１つ以上のＬＥＤ４０２Ａ〜４０２Ｎは、直接に接続された多接合ＬＥＤであってもよい。

１つ以上のＬＥＤ４０２Ａ〜４０２Ｎの夫々は、青色を発するＧａＮに基づくＬＥＤであってよい。夫々の単接合ＬＥＤは約３ボルトを下げ得るから、直列な１５８個のＬＥＤは４７４Ｖを下げ得る。従って、ブーストコンバータ４０６は、１つ以上のＬＥＤ４０２Ａ〜４０２Ｎを駆動するために、整流されたＡＣ本線電圧を約４７４Ｖに押し上げてよい。リン光体は、青色ＬＥＤ光を全般照明のために白色光に変換してよい。ブーストコンバータ４０６はまた、入力電圧及び出力負荷の変化に関わらず、安定した出力電圧を保ち得る。

ＡＣ本線電圧は、ヒューズ４０８を経由してＥＭＩフィルタ４１０へ印加されてよい。本線ブリッジ整流器４１２のフルダイオードブリッジは、ＡＣ電圧を整流してよく、入力キャパシタ４１４は、整流されたＡＣ電圧に少なくとも部分的にフィルタをかけてよい。コントローラ４１６は、スイッチングトランジスタ４１８をオンし、インダクタ４２０の右端部は、インダクタ４２０を充電するために接地へ引っ張られてよい。コントローラ４１６は、図１を参照して上述されたコントローラ１１６と同様であってよい。

１つ以上のＬＥＤ４０２Ａ〜４０２Ｎを流れる目標電流を発生させるためのスイッチング周期における特定の時点で、スイッチングトランジスタ４１８はオフされてよい。これは、インダクタ４２０の右端部での電圧が、ダイオード４２２に順方向バイアスをかけるよう上昇することをもたらし得る。これは、出力キャパシタ４２４を充電し得る。出力キャパシタ４２４は、波形を滑らかにし、且つ、本質的に、１つ以上のＬＥＤ４０２Ａ〜４０２Ｎへ調整された電流でＤＣ電圧を供給し得る。

スイッチングトランジスタ４１８は、約１０ｋＨｚから約１ＭＨｚといった、比較的高い周波数でオン及びオフを切り替えてよい。スイッチングトランジスタ４１８は、昇圧された又は低減された出力電圧を生成するよう、高い周波数でインダクタ４２０の右端部を接地又は正電圧のいずれか一方へ結合し得る。スイッチングトランジスタ４１８は、スイッチング周波数で急勾配の電圧波形（矩形波電圧であってよい。）を運ぶ金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）又はバイポーラトランジスタであってよい。

ダイオード４３０を含む、分離したダイオード結合経路が、本線ブリッジ整流器４１２と出力キャパシタ４２４との間に存在してよい。分離したダイオード結合経路は、起動時の高速な部分的充電を提供し得る。起動時に、出力キャパシタ４２４の電圧は、整流された本線電圧よりも小さい可能性がある。ダイオード４３０の順方向バイアスは、出力キャパシタ４２４を整流された本線電圧へ直ちに充電し得る。その後に、出力キャパシタ４２４の両端電圧は、調整されたレベルへと高められてよく、ダイオード４３０は、逆バイアスをかけられることになる。

単段ブーストコンバータ４０６における電圧フィードバックは、ＬＥＤアレイ４０４の出力電流に基づいてよい。演算増幅器Ｕ１が、１つ以上のＬＥＤ４０２Ａ〜４０２Ｎを流れる電流を表すＲ３電圧と、調光コマンド又はレベルを表すＶＲｅｆＤｉｍとの間の差を増幅するために使用されてよい。演算増幅器Ｕ１の出力は、抵抗分割器Ｒ５／Ｒ６を介して小さくされ、次いで、コントローラ４１６のフィードバック信号として接続されてよい。キャパシタＣ１は、演算増幅器Ｕ１のための周波数補償として使用されてよい。

これより図５を参照すると、コントローラ２００及び第１調光回路５２を有して構成される単段ＡＣ入力ブーストコンバータ５００の回路図が示されている。回路図は、広範囲の本線電圧の入力に基づき駆動電流を生成する典型的な応用回路の態様を表し得る。１つ以上の抵抗、ダイオード及びキャパシタを含むよく知られた構造、並びに処理ステップは、本明細書で記載される実施形態を不明りょうにしないために詳細には記載されていない点が留意されるべきである。

単段ＡＣ入力ブーストコンバータ５００は、ＬＥＤ３２Ａ〜３２Ｎの直列接続を直接に駆動及び調光する。ＬＥＤ３２Ａ〜３２Ｎの直列接続は、夫々が約３ボルトを下げる直列な１５８個のＬＥＤであってよい。単段ＡＣ入力ブーストコンバータ５００は、例えば、４７４Ｖを生成してよい。多接合ＬＥＤが代わりに使用されてもよい。図２に示されるように、コントローラ２００は、オンチップの誤差増幅器と、誤差増幅器の入力部へ結合された内部固定電圧基準とを備えたＩＣであってよい。コントローラ２００は、一般的には、ＬＥＤの調光制御を供給するために使用されない。

単段ＡＣ入力ブーストコンバータ５００における電圧フィードバックは、差動増幅器６０及び調光コントローラ６４によって提供されてよい。ＬＥＤ３２Ａ〜３２Ｎの直列接続は、単段ＡＣ入力ブーストコンバータ５００の調整された電流出力によって駆動されてよい。

ダイオード６５を含む、分離したダイオード結合経路が、フルダイオードブリッジ３８によって供給される整流されたＡＣ本線電圧と出力キャパシタ５０との間に存在してよい。分離したダイオード結合経路は、起動時の高速な部分的充電を提供し得る。起動時に、出力キャパシタ５０の電圧は、整流された本線電圧よりも小さい可能性がある。ダイオード６５の順方向バイアスは、出力キャパシタ５０を整流された本線電圧へ直ちに充電し得る。その後に、出力キャパシタ５０の両端電圧は、調整されたレベルへと高められてよく、ダイオード６５は、逆バイアスをかけられることになる。

入力電源は、ＡＣ本線電圧３４であってよい。ヒューズ３６は、ＡＣ本線電圧３４を、電圧を整流するフルダイオードブリッジ３８へ結合してよい。整流されたＡＣ電圧は、入力キャパシタ４０によって平滑化されてよい。

ＤＣ電圧Ｖｃｃは、チップに給電するためのコントローラ２００の端子８にあるＤＩＰ−８又はＳＯ−８端子のようなパッケージピンへ供給されてよい。コントローラ２００は、内部回路に給電するための電圧レギュレータを含んでよい。

フルダイオードブリッジ３８から出た後、整流された電圧は、変圧器の１次巻線４２（すなわち、インダクタ）へ印加されてよい。変圧器の２次巻線４４を通過する電圧は、１次巻線４２でのゼロ電流交差のために検出されてよい。これは、１次巻線４２がその保持エネルギを使い果たしたことを示し得る。検出された電圧信号は、コントローラ２００のゼロ交差検出（ＺＣＤ）ピン５に印加されてよい。

コントローラ２００は、ゼロ交差電流が検出されるときにパワースイッチングトランジスタ４６をオンしてよい。スイッチングトランジスタ４６をオンすることは、１次巻線４２を再充電するために、１次巻線４２の右端部を接地へ結合し得る。コントローラ２００の電流検知（ＣＳ）ピン４に印加される瞬時スイッチングトランジスタ４６電流に比例する電圧信号が、コントローラ２００の内部の乗算器１４の出力によって設定された閾値と交差するときに、スイッチングトランジスタ４６はオフされてよい。このターンオン及びターンオフのサイクルは繰り返してよい。デューティサイクル（すなわち、オンタイム／サイクル時間）は、誤差増幅器１２（コントローラ２００の内部にあってよい。）の入力を２．５Ｖに保つために必要とされるものであってよい。

スイッチングトランジスタ４６がオフするとき、１次巻線４２の右端部は、ＤＣ出力電圧を負荷へ供給するよう出力キャパシタ５０を充電するために、ダイオード４８に順方向バイアスをかけるよう上昇し得る。スイッチングトランジスタ４６のスイッチング周波数は、自励発振によって決定されてよい。スイッチング周波数は、１０ｋＨｚを超えてよい。

抵抗の選択が目標出力電圧で正確に２．５ボルトを生成するところの、出力キャパシタ５０のＤＣ電圧出力の両端に接続される抵抗分割器（図１に図示される。）の代わりに、フィードバック電圧が差動増幅器６０の出力から取得されてよい。フィードバック電圧は、コントローラ２００のＩＮＶピン１に印加されてよい。ＩＮＶピン１から、フィードバック電圧は、誤差増幅器１２の反転入力ポートへ送られてよい。

ＬＥＤ３２Ａ〜３２Ｎの直列接続の陽極端は、出力キャパシタ５０の上側端子へ接続されてよい。低値検知抵抗５４は、ＬＥＤ３２Ａ〜３２Ｎの直列接続の陰極端と接地との間に接続されてよい。低値検知抵抗５４の両端電圧は、ＬＥＤ３２Ａ〜３２Ｎの直列接続を流れる電流に比例し得る。電流は、輝度レベルに関係があり得る。低値検知抵抗５４の上側ノードは、差動増幅器６０の非反転入力部へ結合されてよい。差動増幅器６０は、その入力部での低値検知抵抗５４からの電圧及び基準調光電圧の間の電圧差を増幅し得る。差動増幅器６０はまた、演算増幅器としても接続されてよい（図示せず。）。

差動増幅器６０の反転入力部は、可変電圧源調光コントローラ６２へ接続されてよい。可変電圧源調光コントローラ６２は調光電圧Ｖｄｉｍを出力し得る。Ｖｄｉｍのレベルは、調光コントローラ６４のユーザ制御入力によって制御されてよい。

ＬＥＤ３２Ａ〜３２Ｎの直列接続へ供給される電流の定常状態調整を実現するために、差動増幅器６０の出力は２．５ボルトであってよい。これは、誤差増幅器１２への入力が一致することを確かにし得る。差動増幅器６０の高い利得により、Ｖｄｉｍ信号及び低値検知抵抗５４の両端電圧は、目標電流が生成され、ＬＥＤ３２Ａ〜３２Ｎの直列接続へ供給される場合に、おおよそ一致し得る。このようにして、調光コントローラ６４によって供給されるＶｄｉｍのレベルは、単段ＡＣ入力ブーストコンバータ５００において従来のコントローラ２００を使用しながら、ＬＥＤ３２Ａ〜３２Ｎの直列接続の明るさを制御し得る。

これより図６を参照すると、コントローラ２００及び第２調光回路６６を有して構成される単段ＡＣ入力ブーストコンバータ６００の回路図が示されている。回路図は、広範囲の本線電圧の入力に基づき駆動電流を生成する典型的な応用回路の態様を表し得る。１つ以上の抵抗、ダイオード及びキャパシタを含むよく知られた構造、並びに処理ステップは、本明細書で記載される実施形態を不明りょうにしないために詳細には記載されていない点が留意されるべきである。

単段ＡＣ入力ブーストコンバータ６００は、ＬＥＤ３２Ａ〜３２Ｎの直列接続を直接に駆動及び調光してよい。単段ＡＣ入力ブーストコンバータ６００は、図５を参照して上述された単段ＡＣ入力ブーストコンバータ５００と同様であってよい。なお、第２調光回路６６は、差動増幅器６０の出力及びコントローラ２００のＩＮＶピン１の電圧範囲を一致させるよう、抵抗６８及び抵抗７０を含む抵抗分割器を含んでよい。抵抗７２及びキャパシタ７４は、発振を回避するよう負帰還システムのより安定した動作のために周波数補償を提供し得る。

これより図７を参照すると、調光機能を備えた汎用コンバータ回路７００を表す回路図が示されている。汎用コンバータ回路７００は、誤差増幅器８２及びＶｒｅｆを生成する固定電圧基準源を備えたＩＣ８４を含んでよい。ＩＣ８４は、調光機能により増強されてよい。汎用コンバータ回路７００は、第２調光回路６６を含んでよい。オンチップコントローラ８６は、ＬＥＤ３２Ａ〜３２Ｎの直列接続を流れる調整された電流を実現するよう、スイッチングトランジスタ８８のデューティサイクルを制御する。コントローラ８６は、図２を参照して上述されたコントローラ２００と同様であってよい。コントローラ８６は、誤差増幅器８２への入力を等しく（例えば、２．５ボルトに）保つために、差動増幅器６０及び誤差増幅器８２からのフィードバックを少なくとも使用してよい。コントローラ８６は、スイッチングトランジスタ８８のスイッチング周波数を制御するよう自励発振又はオンチップ発振器を使用してよい。出力回路８９は、ブースト構成において一般的に使用されている従来のインダクタ／キャパシタ／ダイオード回路を含んでよい。他の構成が使用されてもよい点が留意されるべきである。

差動増幅器６０の入力ポートは電流検知抵抗５４へ直接に結合されるように示されているが、増幅器６０に印加される比例信号を生成する他のコンポーネントが存在してもよい。スイッチングトランジスタは、ＩＣ８４の内部又は外部にあってよい。

上記の実施形態は、例えば、バック構成又はバックブースト構成のような、非ブーストコンバータ構成とともに使用されてもよい。然るに、誤差増幅器及び固定電圧基準がオンチップであることにより調光機能を有し得ない従来のコンバータコントローラＩＣは、調光機能を提供するよう増強されてよい。従来のコンバータコントローラＩＣは、調整された制御可能な電流を出力するＬＥＤドライバとして構成されてもよい。

特徴及び要素は特定の組み合わせにおいて上述されているが、当業者に明らかなように、夫々の特徴又は要素は、単独で又は他の特徴及び要素との如何なる組み合わせでも使用可能である。その上、本明細書で記載される方法は、コンピュータ又はプロセッサによる実行のためにコンピュータ可読媒体に組み込まれているコンピュータプログラム、ソフトウェア、又はファームウェアで実装されてもよい。コンピュータ可読媒体の例には、電子信号（有線又は無線接続を介して伝送される。）及びコンピュータ可読記憶媒体が含まれる。コンピュータ可読記憶媒体の例には、制限なしに、リードオンリーメモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、レジスタ、キャッシュメモリ、半導体メモリデバイス、磁気媒体（例えば、内蔵ハードディスク及びリムーバブルディスク）、光学磁気媒体、及び光学媒体（例えば、ＣＤ−ＲＯＭディスク及びデジタルバーサタイルディスク（ＤＶＤ））がある。

［関連出願の相互参照］
本願は、２０１６年７月２８日付けで出願された米国特許仮出願第６２／３６７９８４号及び２０１６年９月２９日付けで出願された米国特許出願第１６１９１４２８．８号に基づく優先権を主張する。これらの特許出願の内容は、これをもって参照により本願に援用される。

Claims (20)

1. １つ以上の発光ダイオード（ＬＥＤ）からの電圧及び可変調光電圧を受け、前記電圧と前記可変調光電圧との組み合わせに応じて第１出力電圧を供給するよう構成される第１コントローラと、
   前記第１コントローラへ電気的に結合され、固定基準電圧及び前記第１出力電圧を受け、第２出力電圧を供給するよう構成される第２コントローラと、
   前記第２コントローラへ電気的に結合され、前記第２出力電圧を受け、前記１つ以上のＬＥＤからの前記電圧が前記可変調光電圧に対応するように駆動電流を前記１つ以上のＬＥＤへ供給するよう構成されるドライバ回路と
   を有するモジュール。
2. 前記１つ以上のＬＥＤを更に有する、
   請求項１に記載のモジュール。
3. 前記１つ以上ＬＥＤは、直列に接続された多接合ＬＥＤを有する、
   請求項１に記載のモジュール。
4. 前記第１出力電圧は、前記１つ以上のＬＥＤからの前記電圧と前記可変調光電圧との間の差に基づく、
   請求項１に記載のモジュール。
5. 前記可変調光電圧を供給するデバイスへの電気接続のために構成される入力部を更に有する、
   請求項１に記載のモジュール。
6. 前記第２出力電圧は、前記第１出力電圧と前記固定基準電圧との間の差に基づく、
   請求項１に記載のモジュール。
7. 前記駆動電流は、前記第２出力電圧に基づく、
   請求項１に記載のモジュール。
8. 前記第１コントローラは、前記１つ以上のＬＥＤからの前記電圧を検知するよう検知抵抗へ電気的に結合される、
   請求項１に記載のモジュール。
9. 前記駆動電流は、前記１つ以上のＬＥＤの明るさを制御する、
   請求項１に記載のモジュール。
10. 第１コントローラによって、１つ以上の発光ダイオード（ＬＥＤ）からの電圧と可変調光電圧との間の差に基づき第１出力電圧を供給することと、
    第２コントローラによって、前記第１出力電圧と固定基準電圧との間の差に基づき第２出力電圧を供給することと、
    ドライバ回路によって、前記１つ以上のＬＥＤからの前記電圧が前記可変調光電圧に対応するように、前記第２出力電圧に基づき前記１つ以上のＬＥＤへ駆動電流を供給することと
    を有する方法。
11. 前記可変調光電圧は、入力デバイスから受け取られる、
    請求項１０に記載の方法。
12. 前記駆動電流は、前記１つ以上のＬＥＤの明るさを制御する、
    請求項１０に記載の方法。
13. １つ以上の発光ダイオード（ＬＥＤ）へ電気的に結合され、該１つ以上のＬＥＤからの電圧及び入力デバイスからの可変調光電圧を受け、前記電圧と前記可変調光電圧との組み合わせに応じて第１出力電圧を供給するよう構成される第１コントローラと、
    前記第１コントローラへ電気的に結合され、ＤＣ電圧及び前記第１出力電圧を受け、前記１つ以上のＬＥＤからの前記電圧が前記可変調光電圧に対応するように駆動電流を前記１つ以上のＬＥＤへ供給するよう構成されるブーストコンバータと
    を有するモジュール。
14. 前記第１出力電圧は、前記１つ以上のＬＥＤからの前記電圧と前記可変調光電圧との間の差に基づく、
    請求項１３に記載のモジュール。
15. 前記ブーストコンバータは、
    前記第１コントローラへ電気的に結合され、前記第１出力電圧及び基準電圧を受け、第２出力電圧を供給するよう構成される第２コントローラと、
    前記第２コントローラへ電気的に結合され、前記第２出力電圧を受け、前記駆動電流を供給するよう構成されるドライバ回路と
    を有する、
    請求項１３に記載のモジュール。
16. 前記第２出力電圧は、前記第１出力電圧と前記基準電圧との間の差に基づく、
    請求項１５に記載のモジュール。
17. 前記駆動電流は、前記１つ以上のＬＥＤの明るさを制御する、
    請求項１３に記載のモジュール。
18. 前記１つ以上のＬＥＤは、直列に接続された多接合ＬＥＤを有する、
    請求項１３に記載のモジュール。
19. 前記１つ以上のＬＥＤを更に有する、
    請求項１３に記載のモジュール。
20. 前記可変調光電圧を供給するデバイスへの電気接続のために構成される入力端末を更に有する、
    請求項１３に記載のモジュール。

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