CN102047523B - 阻抗校正 - Google Patents

Abstract

用于与由电压源供电的开关电压调节器一起使用的阻抗稳定器的一个实施例具有阻抗和开关，该开关能够被控制以允许来自源的电流流过该阻抗。控制电路循环地操作该开关。

Description

阻抗校正

技术领域

本申请涉及阻抗校正，更具体而言，本申请涉及用于与由电压源供电的开关电压调节器一起使用的阻抗稳定器、一种电源、以及稳定用于具有负表观边际阻抗的设备的电源的方法。

背景技术

电子设备的电源通常使用两级系统，其中典型地为100-250V AC、50-60Hz的输入市电(utility power)首先被转换并整流以产生大约12VDC功率(其可以被平滑至更大或更小程度)并且然后被调节以为负载设备产生足够平滑且稳定的DC电源。调节器可以是开关变换器，诸如DC-DC“降压变换器”，其中通过快速接通和切断摄入(intake)晶体管或其他开关来调节功率摄入。

典型地调节这些变换器以至少在短期内产生到电阻负载中的恒定输出电压以及因此实际上产生恒定输出功率。如果电源电压增大，则开关的占空比被减小，以减小到变换器中的平均电流。如在与变换器的开关速度相比为低的频率下测量的那样，这产生负的实(real)边际输入阻抗的效应。一般而言，阻抗可以是纯电阻、纯电抗、或具有电阻部分和电抗部分两者的复数阻抗。如果在给定电源电路中所有开关变换器的组合的负输入阻抗超过在该电路中从一级变压器/整流器到开关变换器的部分中的正实阻抗，则该电路可能变得不稳定。由于仅有的正实阻抗可能是一级变压器/整流器的输出阻抗，所以这是非常可能的。先前已提出通过在开关变换器旁边(alongside)包括电阻和/或电容负载阻抗以提供附加的正实阻抗来使此类电路稳定。然而，主要为电阻性的稳定负载浪费功率。如果稳定阻抗要有效的话，则主要为电容性的稳定负载需要相当大的电容。在低频下，典型地在几kHz之下，电容器的物理大小对于电路设计者而言变成重大问题。

要理解，前面的一般描述和以下的详细描述两者是示例性和解释性的并且旨在提供对要求保护的发明的进一步解释。

发明内容

根据本发明的一个方面，提供了一种用于与由电压源供电的开关电压调节器一起使用的阻抗稳定器，包括：

阻抗；

开关，其能够被控制以允许来自源的电流流过该阻抗；以及

控制电路，用于以受控的占空比循环地操作该开关，该控制电路响应于具有比该开关的循环速率低的频率的该源的电压的变化来随着该源的电压的增大而增大该开关的占空比。

根据本发明的另一个方面，提供了一种电源，包括DC功率源、由该DC功率源供电的且在操作中具有负表观边际阻抗的设备、以及根据权利要求1到5中任一项的阻抗稳定器，该阻抗稳定器在操作时用于在包括DC功率源的输出和被供电的设备的输入的电路部分中维持正表观边际阻抗。

根据本发明的再一个方面，提供了一种稳定用于具有负表观边际阻抗的设备的电源的方法，包括：

横跨用于该设备的电源提供阻抗；

通过以受控的占空比循环地操作开关，允许来自该电源的电流间歇地流过该阻抗；以及

响应于具有与该开关的循环速率相比为低的频率的该电源的电压的变化，随着该源的电压的增大而增大该开关的占空比并且随着该源的电压的降低而降低该开关的占空比。

根据本发明的又一个方面，提供了一种用于与由电压源供电的开关电压调节器一起使用的阻抗稳定器，包括：

电流阻碍装置；

能够被控制以允许来自源的电流流过该阻碍装置的装置；以及

控制装置，用于以受控的占空比循环地操作该开关，该控制装置仅响应于具有比该开关的循环速率低的频率的该源的电压的变化而随着该源的电压的增大来增大该开关的占空比并且随着该源的电压的降低而降低该开关的占空比。

附图说明

被包含以提供进一步理解且被并入本说明书并构成本说明书的一部分的附图示出本发明的实施例并且连同本描述一起用来解释本发明的原理而非限制。

在附图中：

图1是阻抗校正电路的第一实施例的电路图。

图2是包括阻抗校正电路的第二实施例的电源电路的实施例的一部分的电路图。

图3是阻抗校正电路的第三实施例的电路图。

图4是阻抗校正电路的第四实施例的电路图。

具体实施方式

现在详细地参考在附图中示出的各个实施例。

参考附图中的图1，大体由附图标记10指示的阻抗校正电路的第一实施例包括开关12和阻抗14，它们在操作时连接在电源轨16和18之间。阻抗14可以是电阻的、电抗的或者具有电阻和电抗分量两者的复数阻抗。开关12由控制电路20控制。在使用中，控制电路20响应于电源轨16和18之间电压V_R的变化来控制开关12，以便随着电压V_R增大，占空比(开关导通的时间比例)以及因此流过阻抗14的平均电流增大。这产生在电源轨16和18之间汲取电流的正阻抗的效应。

现在参考图2，大体由附图标记50指示的电源电路的一个实施例包括一对功率轨52和54，DC功率源56、负载设备58和第二形式的阻抗稳定器60连接到该对电源轨。

DC功率源56可以例如是诸如整流器或变压器整流器之类的AC-DC变换器，其在电源轨52、54之间产生未理想平滑的DC电压V_R。此类DC功率源是公知的并且为了简明起见在这里不更详细地描述功率源56。

在图2所示的实施例中，负载设备58是“降压变换器”，其从电源轨52、54汲取电流并且向由电阻器62表示的负载提供更低但更恒定的输出电压。图2所示的降压变换器58包括由以比较器66和放大器68为形式的控制电路控制的开关64，其交替地对电感器70充电并且允许该电感器放电。

在使用中，在电阻负载62的稳态操作中，比较器66将来自电感器70的输出电压与参考电压进行比较以便在期望的容差内维持供应给电阻负载62的电压、电流和功率恒定。结果，比较器66控制开关64的占空比以便通过电源轨52、54从DC电源56汲取类似恒定的功率。因此，如果DC电压V_R增大，则开关64的占空比以及降压变换器58汲取的平均电流降低，反之亦然，从而产生负表观边际电阻。如果降压变换器58的负边际电阻大于DC电源56的正输出电阻，则电源电路50可能变得不稳定并且可能不期望地振荡或谐振。如果具有负边际阻抗的若干负载设备58连接到单一电源56，则这个不期望的不稳定条件可能甚至更可能发生。

在图2所示的电路50中，阻抗稳定器60提供对负载设备58的负边际阻抗进行补偿的正边际阻抗。

阻抗稳定器60包括在电源轨52、54之间与电阻器82串联的开关80，其在图2所示的实施例中是场效应晶体管。比较器84将横跨电阻器82的电压(其表示由阻抗稳定器60汲取的电流I_R)与电源电压V_R进行比较。比较器84的输出可以通过合适的放大器90来驱动开关80。

比较器84的两个输入通过带通滤波器86、88被馈送以便阻抗稳定器60仅响应于期望的频率范围内的电压波动，所述期望的频率范围典型地是在几千赫兹以下，在该频率处通过电容负载的常规稳定将要求不适当的大的电容器。电路部件被选择成使得在比较器84的控制下开关80的开关速率以及负载设备58中的开关64的开关速率与带通滤波器86、88的上限截止频率(upper cutoff)相比是快速的。因而，比较器84对于由开关造成的急速波动没有响应，并且感知在开关80的占空比上平均的电流I_R。

所述带通滤波器可以具有比开关80在正常操作中的开关速率低至少一个数量级优选地低至少三个数量级的上限截止频率。在示例中，阻抗稳定器可以主要针对稳定全波整流的AC市电的100-120Hz波动，并且开关80的开关速率可以在1.2kHz之上，优选地在120kHz之上。在简单的反馈电路中，开关80的开关循环时间以及开关循环内的占空比可以变化，但是最大循环速率典型地由反馈回路中部件的响应时间来确定。

比较器84被配置为控制开关80的占空比以便电流I_R通过如下关系与电压V_R相关：

k₁V_R-k₂I_R＝k₃

其中k₁、k₂和k₃是合适的常数。

阻抗稳定器60的表观边际阻抗是dV_R/dI_R＝k₂/k₁，其为常数。该边际阻抗被选择为足以使电源电路50在操作区域中的整体边际阻抗为正。

因为关注的仅仅是边际阻抗而非平均阻抗，所以可以选择k₃以减小实际的电流汲取。例如，在电路50的正常使用范围内预期发生的V_R的最高值处，I_R可以被设定为零。

阻抗稳定器60可能没有下面描述的那些高效，因为初级阻抗是消耗性的但是很简单的电阻器82。

现在参考图3，大体由附图标记100指示的第三形式的阻抗稳定器包括串联连接在电源轨106、108之间的两个开关102、104。开关102、104由交替接通这些开关的脉宽调制(PWM)电路110控制。PWM电路110由比较器112控制，比较器112将电源电压V_R与在两个开关102、104之间的输出节点处的电压进行比较。该输出节点被提供有与图2所示的降压变换器58中的LCR电路类似的LCR电路。通过比较降压变换器58与阻抗稳定器100可以看出，第二开关104可以用反向偏置的二极管替代。

阻抗稳定器100可以被非常经济地制造，因为大多数其电路是标准的降压变换器。

现在参考图4，大体由附图标记120指示的第四形式的阻抗稳定器包括由PWM电路124控制的开关122，PWM电路124由比较器126控制，比较器126将电源电压V_R与在开关122的输出处的电压进行比较。开关122与电阻器128和电感器130串联连接在电源轨132、134之间。反向偏置的二极管136与电感器130并联连接。

在这种配置中，电阻器128主要用作针对通过开关122的电流的、到比较器126的电流感测输入，并且可以具有低电阻以减小电阻发热和功率耗散。初级阻抗(primary impedance)是电感器130。当开关122被接通时，电感器130存储能量，而当开关122被关断时，电感器把存储的能量放电回到电源轨132中。因而，如果适当配置，阻抗稳定器120可以是几乎无损的，因为其汲取的功率大多数被再生。

可以在不偏离本发明的精神或范围的情况下对示出的实施例进行各种修改和变化。

例如，尽管描述了阻抗稳定器的若干实施例，但是技术人员将理解来自不同实施例的特征如何可以被组合来产生可替换的实施例。阻抗稳定器10、100或120可以代替图2所示的电源电路50中的阻抗稳定器60进行使用，并且任一阻抗稳定器可以与其他形式的电源电路一起使用。

阻抗稳定器可以与具有负边际输入阻抗的负载电路被组合在单一模块中，并且阻抗稳定器然后可以被配置成使得该模块整体上具有非负的边际阻抗或者具有足够低的负边际阻抗以使得其将被任何可能的电源56的正输出阻抗所稳定。

在电源电路包括一个以上负载电路的情况下，单独负载电路可以被提供有相关联的阻抗稳定器，或者一个阻抗稳定器可以被提供用于多个负载电路，或者可以使用另一布置。

因而，本描述旨在覆盖本发明的修改和变型，只要它们落入所附权利要求书及其等价物的范围内。

Claims (10)

1.一种用于与由电压源供电并且在操作时用于向负载递送恒定的电压的开关电压调节器一起使用的阻抗稳定器，所述阻抗稳定器提供对所述负载的负表观边际阻抗进行补偿的正表观边际阻抗，包括：

阻抗；

开关，其能够被控制以允许来自源的电流流过该阻抗；以及

控制电路，用于以受控的占空比循环地操作该开关，该控制电路响应于具有比该开关的循环速率低的频率的该源的电压的变化来随着该源的电压的增大而增大该开关的占空比，

其中表观边际阻抗被定义为dV/dI＝k₂/k₁，其中V是电源电压，I是由阻抗汲取的电流，k₁、k₂是常数。

2.根据权利要求1的阻抗稳定器，其中所述阻抗是电抗。

3.根据权利要求1或权利要求2的阻抗稳定器，其中该控制电路对于比该开关的循环速率慢小于一个数量级的该源的电压的变化没有响应。

4.根据权利要求1到2中任一项的阻抗稳定器，其中该控制电路对于比该开关的循环速率慢小于三个数量级的该源的电压的变化没有响应。

5.根据权利要求1到2中任一项的阻抗稳定器，其中该控制电路包括与该开关串联的电阻器、以及比较器，该比较器控制该开关以使得被检测为横跨该电阻器的电压的电流跟踪施加到该开关的电压。

6.一种电源，包括DC功率源、由该DC功率源供电的且在操作中具有负表观边际阻抗的设备、以及根据权利要求1到5中任一项的阻抗稳定器，该阻抗稳定器在操作时用于在包括DC功率源的输出和被供电的设备的输入的电路部分中维持正表观边际阻抗，其中表观边际阻抗被定义为dV/dI＝k₂/k₁，其中V是电源电压，I是由阻抗汲取的电流，k₁、k₂是常数。

7.根据权利要求6的电源，其中被供电的设备是开关调节器，该开关调节器在操作时用于向负载递送恒定的电压。

8.一种稳定用于具有负表观边际阻抗的设备的电源的方法，所述设备在操作时用于向负载递送恒定的电压，包括：

横跨用于该设备的电源提供阻抗；

通过以受控的占空比循环地操作开关，允许来自该电源的电流间歇地流过该阻抗；以及

响应于具有与该开关的循环速率相比为低的频率的该电源的电压的变化，随着该源的电压的增大而增大该开关的占空比并且随着该源的电压的降低而降低该开关的占空比，其中表观边际阻抗被定义为dV/dI＝k₂/k₁，其中V是电源电压，I是由阻抗汲取的电流，k₁、k₂是常数。

9.根据权利要求8的方法，包括仅响应于比该开关的循环速率至少慢一个数量级的该源的电压的变化。

10.一种用于与由电压源供电并且在操作时用于向负载递送恒定的电压的开关电压调节器一起使用的阻抗稳定器，所述阻抗稳定器提供对所述负载的负表观边际阻抗进行补偿的正表观边际阻抗，包括：

电流阻碍装置；

能够被控制以允许来自源的电流流过该阻碍装置的装置；以及

控制装置，用于以受控的占空比循环地操作该开关，该控制装置仅响应于具有比该开关的循环速率低的频率的该源的电压的变化而随着该源的电压的增大来增大该开关的占空比并且随着该源的电压的降低而降低该开关的占空比，

其中表观边际阻抗被定义为dV/dI＝k₂/k₁，其中V是电源电压，I是由阻抗汲取的电流，k₁、k₂是常数。

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