KR100603457B1 - 역률 개선을 위한 전원장치 및 그의 구동방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 역률 개선회로의 전류 리플을 감소시켜 역률 및 효율을 향상시킬 수 있는 역률 개선을 위한 전원장치 및 그의 구동방법에 관한 것이다.
본 발명의 실시 예에 따른 역률 개선을 위한 전원장치는 교류전원과, 스위치 소자를 이용하여 상기 교류전원으로부터 공급되는 교류전원의 역률을 개선하여 직류전원으로 변환하는 역률 개선회로와, 상기 역률 개선회로로부터의 직류전원을 원하는 직류전원으로 변환하는 직류-직류 변환회로와, 상기 역률 개선회로에 입력되는 입력전압에 따라 상기 스위치 소자를 제어하여 상기 역률 개선회로의 출력전압을 가변시키는 제어부를 구비하는 것을 특징으로 한다.
이러한, 본 발명은 역률 개선회로의 전류 맥동, 전류 리플을 감소시켜 역률 및 효율을 향상시킬 수 있다.

Description

역률 개선을 위한 전원장치 및 그의 구동방법{POWER SUPPLY FOR POWER FACTOR CORRECTION AND DRIVING METHOD THEREOF}
도 1은 종래의 수동 역률 개선회로 방식이 적용된 전원장치를 나타내는 회로도.
도 2는 종래의 능동 역률 개선회로 방식이 적용된 전원장치를 나타내는 회로도.
도 3은 도 2에 도시된 입력전압에 따른 인덕터의 전류를 나타내는 파형도.
도 4는 종래의 전원장치에서 역률 개선회로에 입력되는 입력전류와 인덕터에 흐르는 전류를 나타내는 파형도.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 역률 개선을 위한 전원장치를 나타내는 도면.
도 6은 도 5에 도시된 본 발명의 실시 예에 따른 역률 개선을 위한 전원장치를 나타내는 회로도.
도 7은 도 6에 도시된 제어기와 검출부 및 소프트 스타트부를 나타내는 회로도.
도 8은 도 7에 도시된 소프트 스타트부에 의해 역률 개선회로에 공급되는 입 력전압에 따라 제어부에 공급되는 기준전압을 나타내는 파형도.
도 9는 도 7에 도시된 제어기를 나타내는 도면.
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 역률 개선을 위한 전원장치 및 그의 구동방법에 의해 역률 개선회로에 입력되는 입력전류와 인덕터에 흐르는 전류를 나타내는 파형도.
< 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 >
10, 30, 102 : 정류부 20, 40, 120 : DC-DC 컨버터부
32, 100 : 역률 개선회로 130 : PDP
140 : 제어기 142 : 오차전압 증폭기
144 : 전압 제어기 146 : 전류 생성부
148 : 전류 제어기 150 : 소프트 스타트부
151 : 검출부 152 : 승산기
154 : 가산기
본 발명은 전원장치 및 그의 구동방법에 관한 것으로, 특히 역률 개선회로의 전류 리플을 감소시켜 역률 및 효율을 향상시킬 수 있는 역률 개선을 위한 전원장 치 및 그의 구동방법에 관한 것이다.
최근, 공장 자동화 기기, 사무 자동화 기기, 정보기기, 통신기기 및 전력 시스템 등에 있어서 안정되고 소형 및 경량화 할 수 있는 전원장치의 응용이 더욱 활성화되고 있다. 이와 함께 고조파 오염에 대한 관심 증대와 고조파 제한 규격의 채택으로 전원장치의 입력 전류의 고조파 저감과 역률 개선이 중요한 문제로 대두되고 있다.
일반적으로, 스위칭 전원장치는 교류 입력을 직류로 변환(AC-DC)하는 정류부와 그 직류입력을 부하변동 및 입력 전압의 변화에 대해 안정화시키기 위한 직류-직류(DC-DC) 컨버터로 나눌 수 있다. 각종 전자 기기용 직류전원으로 많이 이용되고있는 커패시터 입력형 정류회로는 순시정전에 대한 대응이나, DC-DC 컨버터의 입력전압 변동을 억제시켜 소자의 부담을 줄이기 위해서 큰 용량의 커패시터가 필요하다.
그러나, 커패시터 용량이 커질수록 짧은 시간에 많은 양의 에너지를 저장하기 위한 펄스형의 큰 전류가 흐르게 되며 이때, 피크치는 실효치의 5∼10배 정도가 된다. 이 펄스형의 대 전류로 인해 정류부의 입력전류 형태는 불연속이므로, 입력전압의 왜곡과 입력전류의 고조파 성분으로 인해 주변기기에 영향을 미치게된다.
이러한 문제들을 해결하기 위해 스위칭 전원의 DC-DC 컨버터에 역률 개선회로(Power Factor Correction Circuit : PFC)를 추가하는 방법에 대해 많은 노력이 이루어지고 있다. 기존의 전원장치에서 역률을 개선시키는 회로를 살펴보면 크게 수동 역률 개선회로(Passive PFC)와 능동 역률 개선회로(Active PFC)로 구분할 수 있다.
도 1을 참조하면, 종래의 수동 역률 개선회로 방식의 전원장치는 교류전원(Vin)으로부터 공급되는 교류 입력을 직류로 변환(AC-DC)하는 4개의 브릿지 다이오드로 구성된 정류부(10)와, 정류부(10)의 일측 단에 접속된 인덕터(L)와, 인덕터(L)와 정류부(10)의 타단 사이에 접속되는 커패시터(C)와, 커패시터(C)의 양단에 접속되어 커패시터(C)에 저장된 에너지를 공급받아 직류전압으로 변환하는 DC-DC 컨버터(20)를 구비한다.
이와 같은, 종래의 수동 역률 개선회로 방식의 전원장치는 인덕터(L)의 임피던스양으로 커패시터(C)의 충전전류가 제한되어 도통각이 넓어지고 역률이 개선된다. 이러한, 종래의 수동 역률 개선회로 방식의 전원장치는 주로 간단한 설계, 낮은 주파수 대역, 낮은 전자기파간섭(EMI), 고전력을 필요로 하는데 사용된다.
한편, 도 2를 참조하면, 종래의 능동 역률 개선회로 방식의 전원장치는 교류전원(Vin)으로부터 공급되는 교류 입력을 직류로 변환(AC-DC)하는 4개의 브릿지 다이오드로 구성된 정류부(30)와, 정류부(30)의 일측 단에 접속된 인덕터(L)와, 인덕터(L)와 정류부(30)의 타단 사이에 접속되는 반도체 스위치(Q1)와, 반도체 스위치(Q1)의 제 1 및 제 2 단자 사이에 접속된 커패시터(C)와, 반도체 스위치(Q1)의 제 1 단자와 커패시터(C)의 제 1 단자 사이에 접속된 다이오드(D1)와, 커패시터(C)의 양단에 접속되어 커패시터(C)에 저장된 에너지를 공급받아 직류전압으로 변환하는 DC-DC 컨버터(40)를 구비한다.
정류부(30)는 브릿지 다이오드를 이용하여 교류전원(Vin)으로부터 공급되는 교류 입력을 정류하여 인덕터(L)에 저장한다. 여기서, 교류전원(Vin)으로부터 공급되는 입력전류(ii)가 정류부(30)로 인가된다.
반도체 스위치(Q1)는 인덕터(L)에 흐르는 전류(iLb)가 입력전압을 추종하고 커패시터(C)에 저장되는 직류전압(Vc)이 최대 입력전압의 첨두치보다 큰 값으로 항상 일정하게 유지되도록 제어된다.
DC-DC 컨버터부(40)는 커패시터(C)에 저장된 에너지를 공급받아 접속된 도시하지 않은 부하에 따라 필요로 하는 직류 전압으로 변환하게 된다.
이러한, 능동 역률 개선회로 방식의 전원장치는 도 2에 도시된 바와 같이 교류전원(Vin)으로부터 공급되어 교류 입력의 반주기 동안에는 정류부(30) 중 2개의 다이오드가 도통된다. 이 때, 반도체 스위치(Q1)가 턴-온되면 인덕터(L)에 입력전압이 인가되어 인덕터(L)에 흐르는 전류(iLb)는 선형적으로 증가하게 되고 인덕터(L)에는 에너지가 저장된다. 이 때, 다이오드(D1)에는 커패시터(C)로부터의 역전압(Vc)이 걸리게 되어 오프 상태가 된다.
그런 다음, 반도체 스위치(Q1)가 턴-오프되면 다이오드(D1)가 도통되어 인덕터(L)에 역전압이 인가되어 인덕터(L)에 흐르는 전류(iLb)는 선형적으로 감소하게 되고, 인덕터(L)에 저장되었던 에너지는 커패시터(C)에 저장된다. 커패시터(C)에 저장된 에너지(Vc)는 DC-DC 컨버터(40)에 공급되어 필요로 하는 직류전압으로 변환된다.
이러한, 능동 역률 개선회로 방식의 전원장치는 반도체 스위치(Q1)에 의해 커패시터(C)에 저장되는 직류전압(Vc)이 최대 입력전압의 첨두치보다 큰 값으로 항상 일정하게 유지된다. 이 때, 플라즈마 디스플레이 패널에 전원을 공급하는 전원 장치의 경우 직류전압(Vc)은 대략 380V ~ 400V 정도로 유지되며, 입력전압의 최대치는 265V이므로 265πV보다 항상 크게 설정된다.
그러나, 이 경우에는 입력전압이 인덕터(L)에 인가될 때 전류(iLb)가 선형적으로 증가하게 되고, 커패시터(C)의 출력전압과 입력전압의 차가 인가될 때 전류(iLb)가 감소하게 된다. 이에 따라, 도 4에 도시된 바와 같이 입력라인을 통해 공급되는 입력전압이 낮은 경우 커패시터(C)에 저장된 직류전압(Vc)과 입력전압의 차가 커져서 인덕터(L)에 흐르는 전류(iLb)의 맥동이 커지게 된다. 전류(iLb)의 맥동이 커지면 반도체 스위치(Q1)의 도통손실이 커지고, 각 소자들의 저항성분들로 인한 전력 손실이 증가하게 되어 전체 전원장치의 효율이 저하된다. 그리고, 커진 전류(iLb)의 맥동으로 인해 상대적으로 큰 전자기적 간섭(EMI) 필터가 필요하게 된다. 또한, 전류(iLb)의 맥동이 커지면 전류 제어의 특성이 저하되어 역률이 감소하게 된다.
따라서, 본 발명의 목적은 역률 개선회로의 전류 리플을 감소시켜 역률 및 효율을 향상시킬 수 있는 역률 개선을 위한 전원장치 및 그의 구동방법을 제공하는데 있다.
상기 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 실시 예에 따른 역률 개선을 위한 전원장치는 교류전원과, 스위치 소자를 이용하여 상기 교류전원으로부터 공급되는 교류전원의 역률을 개선하여 직류전원으로 변환하는 역률 개선회로와, 상기 역률 개선회로로부터의 직류전원을 원하는 직류전원으로 변환하는 직류-직류 변환회로와, 상기 역률 개선회로에 입력되는 입력전압에 따라 상기 스위치 소자를 제어하여 상기 역률 개선회로의 출력전압을 가변시키는 제어부를 구비하는 것을 특징으로 한다.
상기 전원장치는 상기 직류-직류 변환회로로부터의 출력전원을 공급받아 구동되는 평판 표시장치를 더 구비하는 것을 특징으로 한다.
상기 전원장치에서 상기 역률 개선회로는 상기 교류전원을 정류하는 정류부와, 상기 제어부의 스위칭 제어신호에 응답하여 상기 정류부로부터의 정류된 전원의 역률을 개선하는 역률개선부와, 상기 역률개선부로부터의 출력전압을 저장하는 충전 커패시터를 구비하는 것을 특징으로 한다.
상기 전원장치에서 상기 역률개선부는 상기 정류부의 양 출력단자 사이에 접속된 상기 스위치 소자와, 상기 정류부의 제 1 출력단자와 상기 스위치 소자 사이에 접속되어 상기 스위치 소자의 스위칭에 따라 상기 정류부로부터 공급되는 에너지를 저장하는 인덕터와, 상기 스위치 소자와 상기 충전 커패시터의 제 1 단자 사이에 접속되어 상기 스위치 소자의 스위칭에 따라 상기 인덕터에 저장된 에너지를 상기 충전 커패시터로 절환하는 다이오드를 구비하는 것을 특징으로 한다.
상기 전원장치에서 상기 역률개선부는 상기 정류부의 제 1 출력단자와 상기 인덕터 사이의 노드와 상기 정류부의 제 2 출력단자 사이에 접속된 고주파 커패시 터를 더 구비하는 것을 특징으로 한다.
상기 전원장치는 상기 역률 개선회로의 출력전압을 검출하여 상기 제어부에 공급하는 검출부와, 상기 역률 개선회로의 입력전압을 검출하여 상기 제어부에 공급하는 소프트 스타트부를 더 구비하는 것을 특징으로 한다.
상기 전원장치에서 상기 제어부는 기준전압을 발생하는 기준전압원과, 상기 소프트 스타트부로부터 공급되는 검출된 입력전압과 상기 기준전압 및 상기 검출부로부터 공급되는 검출된 출력전압을 이용하여 상기 스위치 소자의 스위칭을 제어하는 상기 스위칭 제어신호를 생성하는 것을 특징으로 한다.
상기 전원장치에서 상기 제어부는 자신의 제 1 단자에 공급되는 상기 소프트 스타트부로부터의 검출된 입력전압에 의해 선형적으로 증가하는 상기 기준전압과 자신의 제 2 단자에 공급되는 상기 검출부로부터의 검출된 출력전압의 오차를 증폭하여 출력하는 오차전압 증폭기와, 상기 오차전압 증폭기로부터의 출력전압에 따라 상기 선형적으로 증가하는 상기 기준전압과 상기 검출부로부터 공급되는 검출된 출력전압의 오차 전압이 최소화되도록 제어하는 전압 제어기와, 상기 전압 제어기로부터의 출력전압과 사인파 및 상기 인덕터 전류를 이용하여 기준전류를 발생하는 전류 생성부와, 상기 전류 생성부로부터의 기준전류를 이용하여 상기 스위칭 제어신호를 생성하는 전류 제어기를 구비하는 것을 특징으로 한다.
상기 전원장치에서 상기 검출부는 상기 충전 커패시터의 출력전압이 공급되는 제 1 저항과, 상기 제 1 저항과 기저전압원 사이에 접속된 제 2 저항을 가지며, 상기 제 1 저항과 상기 제 2 저항 사이의 제 1 노드는 상기 오차전압 증폭기의 제 2 단자에 접속되는 것을 특징으로 한다.
상기 전원장치에서 상기 소프트 스타트부는 상기 고주파 커패시터의 전압이 공급되는 제 3 저항과, 상기 제 2 저항과 기저전압원 사이에 접속된 제 4 저항과, 상기 제 3 및 제 4 저항의 제 2 노드와 상기 기저전압원 사이에 접속된 홀딩 커패시터를 가지며, 상기 제 2 노드는 상기 오차전압 증폭기의 제 1 단자에 접속되는 것을 특징으로 한다.
상기 전원장치에서 상기 제 3 및 제 4 저항의 저항값은 상기 입력전압의 첨두치가 상기 검출부로부터 공급되는 검출된 출력전압의 첨두치보다 대략 1 ~ 10% 정도 크도록 설정되는 것을 특징으로 한다.
상기 전원장치에서 상기 전류 생성부는 상기 전압 제어기로부터의 출력전압과 사인파를 이용하여 상기 전압 제어기로부터의 출력전압에 대응되는 전류를 출력하는 승산기와, 상기 승산기로부터 출력되는 전류와 상기 인덕터 전류를 이용하여 상기 기준전류를 발생하는 가산기를 구비하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 실시 예에 따른 역률 개선을 위한 전원장치의 구동방법은 스위치 소자를 포함하는 역률 개선회로를 이용하여 교류전원으로부터 공급되는 교류전원의 역률을 개선하여 직류전원으로 변환하는 제 1 단계와, 직류-직류 변환기를 이용하여 상기 변환된 직류전원을 원하는 직류전원으로 변환하는 제 2 단계와, 상기 역률 개선회로에 입력되는 입력전압에 따라 상기 스위치 소자를 제어하여 상기 역률 개선회로의 출력전압을 가변시키는 제 3 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 전원장치의 구동방법은 상기 직류-직류 변환회로로부터의 출력전원을 이용하여 평판 표시장치를 구동시키는 제 4 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 전원장치의 구동방법에서 상기 제 1 단계는 풀 브리지 정류부를 이용하여 상기 교류전원을 정류하는 단계와, 인덕터를 이용하여 상기 스위치 소자의 스위칭에 따라 상기 정류부로부터 공급되는 에너지를 저장하는 단계와, 다이오드를 이용하여 상기 스위치 소자의 스위칭에 따라 상기 인덕터에 저장된 에너지를 충전 커패시터에 충전시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 전원장치의 구동방법에서 상기 제 1 단계는 고주파 커패시터를 이용하여 상기 정류부로부터 상기 인덕터에 공급되는 에너지를 평활하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 전원장치의 구동방법은 제 1 및 제 2 저항의 분압저항을 이용하여 상기 역률 개선회로의 출력전압을 검출하는 단계와, 제 3 및 제 4 저항의 분압저항 및 홀딩 커패시터를 이용하여 상기 역률 개선회로의 입력전압을 검출하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 전원장치의 구동방법에서 상기 제 3 및 제 4 저항의 저항값은 상기 입력전압의 첨두치가 상기 검출된 출력전압의 첨두치보다 대략 1 ~ 10% 정도 크도록 설정되는 것을 특징으로 한다.
상기 전원장치의 구동방법에서 상기 제 3 단계는 기준전압을 발생하는 단계와, 상기 검출된 입력전압과 상기 기준전압 및 상기 검출된 출력전압을 이용하여 상기 스위치 소자의 스위칭을 제어하는 스위칭 제어신호를 생성하는 단계를 포함하 는 것을 특징으로 한다.
상기 전원장치의 구동방법에서 상기 스위칭 제어신호를 생성하는 단계는 오차전압 증폭기를 이용하여 상기 검출된 입력전압에 의해 선형적으로 증가하는 상기 기준전압과 상기 검출된 출력전압의 오차를 증폭하는 단계와, 상기 오차전압 증폭기의 출력전압에 따라 상기 선형적으로 증가하는 상기 기준전압과 상기 검출된 출력전압의 오차 전압을 최소화되도록 제어하는 단계와, 상기 최소화된 출력전압과 사인파 및 상기 인덕터 전류를 이용하여 기준전류를 발생하는 단계와, 상기 기준전류를 이용하여 상기 스위칭 제어신호를 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 전원장치의 구동방법에서 상기 기준전류를 발생하는 단계는 상기 최소화된 출력전압과 사인파를 이용하여 상기 최소화된 출력전압에 대응되는 전류를 발생하는 단계와, 상기 전류와 상기 인덕터 전류를 이용하여 상기 기준전류를 발생하는 단계를 포함하는 특징으로 한다.
상기 목적 외에 본 발명의 다른 목적 및 특징들은 첨부도면을 참조한 실시 예에 대한 설명을 통하여 명백하게 드러나게 될 것이다.
이하, 도 5 내지 도 10을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시 예에 대하여 설명하기로 한다.
본 발명의 실시 예에 따른 역률 개선을 위한 전원장치는 공장 자동화 기기, 사무 자동화 기기, 정보기기, 통신기기, 전력 시스템 및 평판 표시장치 등의 구동장치를 구동시키기 위한 직류전압을 발생한다. 여기서, 평판 표시장치로는 액정 표시장치(Liquid Crystal Display), 전계방출 표시장치(Field Emission Display), 플라즈마 디스플레이 패널(Plasma Display Panel; 이하, "PDP"라 함) 및 일렉트로-루미네센스(Electro-Luminescence) 표시장치 등이 있다.
이러한, 본 발명의 실시 예에 따른 역률 개선을 위한 전원장치는 상기 구동장치들 중 PDP를 중심으로 설명하기로 한다. 이 때, PDP(130)는 He+Xe, Ne+Xe, He+Xe+Ne 등의 불활성 혼합가스의 방전시 발생하는 147㎚의 자외선에 의해 형광체를 발광시킴으로써 문자 또는 그래픽을 포함한 화상을 표시하게 된다. 이러한 PDP는 박막화와 대형화가 용이할 뿐만 아니라 최근의 기술에 힘입어 크게 향상된 화질을 제공한다. 이와 같은 PDP는 화상의 계조(Gray Level)를 구현하기 위하여 한 프레임을 발광횟수가 다른 여러 서브필드로 나누어 구동하고 있다. 각 서브필드는 다시 방전을 균일하게 일으키기 위한 리셋기간, 어드레스기간 및 서스테인기간으로 나뉘어져있다. 예를 들어, 256계조로 화상을 표시하고자 하는 경우에 1/60 초에 해당하는 프레임기간(16.67㎳)은 8개의 서브필드들로 나누어지게 된다.
각 서브필드의 리셋기간 및 어드레스기간은 각 서브필드마다 동일하다. 셀을 선택하기 위한 어드레스방전은 데이터 전극과 스캔전극 사이의 전압차에 의해 일어난다. 서스테인 기간은 각 서브필드에서 2n(단, n=1,2,3,4,5,6,7)의 비율로 증가된다. 이와 같이 각 서브필드에서 서스테인기간의 서스테인 방전 횟수를 조절하여 영상표시에 필요한 그레이 스케일을 공급한다. 서스테인 방전은 스캔전극과 서스테인 전극에 교번적으로 공급되는 높은 전압의 서스테인 펄스에 의해 일어난다.
도 5 및 도 6을 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 역률 개선을 위한 전원장치는 교류전원( Vin)과, 교류전원(Vin)으로부터 공급되는 교류 입력을 정류함과 아울러 정류된 전압 및 전류의 역률을 개선함과 아울러 고조파를 제거하기 위한 역률 개선회로(Power Factor Correction Circuit : 이하, "PFC"라 함)(100)와, PFC(100)의 출력전압을 저장하는 충전 커패시터(Cd)와, 충전 커패시터(Cd)로부터의 전압을 부하변동 및 입력전압의 변환에 대하여 안정화시켜 PDP(130)에 공급하는 DC-DC 컨버터부(120)와, PFC(100)의 출력전압의 크기를 PFC(100)의 입력되는 입력전압에 대응되도록 제어하는 제어기(140)를 구비한다. 이 때, 본 발명의 실시 예에 따른 역률 개선을 위한 전원장치는 컨버터의 승압 리액터의 전류를 연속으로 동작시켜 효율을 높이기 위하여 PFC(100)의 제어방식은 CCM(Continuous Current Mode)로 구동된다.
PFC(100)는 교류전원(Vin)으로부터 공급되는 교류 입력을 정류하는 풀 브리지 정류부(102)와, 풀 브리지 정류부(102)의 양 출력단 사이에 접속된 고주파 커패시터(Cf)와, 고주파 커패시터(Cf)의 제 1 및 제 2 단자 사이에 접속되고 제어기(140)로부터의 스위칭 제어신호(SCS)에 응답하여 풀 브리지 정류부(102)로부터의 에너지를 인덕터(L)로 절환하는 제 1 반도체 스위치(Q1)와, 고주파 커패시터(Cf)의 제 1 단자와 제 1 반도체 스위치(Q1)의 제 1 단자와 제 2 단자 사이에 접속되고 제 1 반도체 스위치(Q1)의 스위칭에 따라 풀 브리지 정류부(102)로부터의 입력되는 에너지를 저장하는 인덕터(L)와, 인덕터(L)의 제 2 단자와 제 1 반도체 스위치(Q1)의 제 1 단자가 접속된 노드와 충전 커패시터(Cd)의 제 1 단자 사이에 접속된 제 1 다이오드(D1)를 구비한다.
풀 브리지 정류부(102)는 제 1 반도체 스위치(Q1)의 스위칭에 따라 교류전원(Vin)으로부터 공급되는 교류 입력을 정류하여 인덕터(L)에 공급한다. 이를 위해, 풀 브리지 정류부(102)는 제 1 내지 제 4 정류 다이오드(RD1 내지 RD4)로 구성되고, 교류전원(Vin)으로부터 공급되는 입력의 극성에 따라 2 개의 정류 다이오드들(RD1 및 RD4, RD2 및 RD3)이 도통되어 교류전원(Vin)으로부터 공급되는 교류 입력을 정류하여 인덕터(L)에 공급한다. 즉, 풀 브리지 정류부(102)는 교류전원(Vin)의 반 사이클 동안 제 1 및 제 4 정류 다이오드(RD1, RD4)들이 도통되고, 나머지 반 사이클 동안 제 2 및 제 3 정류 다이오드(RD2, RD3)들이 도통된다. 여기서, 교류전원(Vin)으로부터 공급되는 입력전류(ii)가 풀 브리지 정류부(102)로 인가된다.
고주파 커패시터(Cf)는 풀 브리지 정류부(102)를 통해 정류되어진 교류전원을 평활하여 인덕터(L)에 전류를 공급한다.
인덕터(L)는 제 1 반도체 스위치(Q1)의 턴-온되면 풀 브리지 정류부(102)로부터의 전류를 저장함과 아울러 제 1 반도체 스위치(Q1)의 턴-오프되면 제 1 다이오드(D1)의 도통에 의해 역전압을 발생시켜 충전 커패시터(Cd)에 공급한다.
제 1 반도체 스위치(Q1)는 제어기(140)로부터의 스위칭 제어신호(SCS)에 응답하여 인덕터(L)에 흐르는 전류(iLb)를 제어하게 된다.
이와 같은, PFC(100)는 제어기(140)로부터의 스위칭 제어신호(SCS)에 응답하여 제 1 반도체 스위치(Q1)가 턴-온되면 교류전원(Vin)의 반 사이클 동안에는 풀 브리지 정류부(102)의 제 1 및 제 4 정류 다이오드(RD1, RD4)가 도통되어 교류전원(Vin)으로부터의 전류는 제 1 정류 다이오드(RD1), 인덕터(L), 제 1 반도체 스위치(Q1) 및 제 4 정류 다이오드(RD4)를 경유하여 흐르게 된다. 따라서, 인덕터(L)에 입력 전압이 인가되어 인덕터(L)에 흐르는 전류(iLb)는 선형적으로 증가하게 되고, 인덕터(L)는 에너지를 저장한다. 이 때, 제 1 다이오드(D1)에는 충전 커패시터(Cd)로부터의 역전압이 공급되어 오프상태가 된다. 이러한, 제 1 반도체 스위치(Q1)의 턴-온 구간에 인덕터(L)에 흐르는 전류는 일반적으로 도통시간이 느린 다이오드로 정류 다이오드들(RD1 내지 RD4)을 사용하기 때문에 고주파 커패시터(Cf)로부터 공급된다. 물론 정류 다이오드들(RD1 내지 RD4)에서도 전류가 흐르는데 일반적으로 60Hz의 전류가 흐르고 고주파 커패시터(Cf)에서는 스위칭 주파수의 전류가 흐르게 된다.
그런 다음, 스위칭 제어신호(SCS)에 응답하여 제 1 반도체 스위치(Q1)가 턴-오프되면, 제 1 다이오드(D1)가 도통되어 인덕터(L)에는 역전압, 즉 (Vd - 충전 커패시터(Cd)의 전압(Vd) - 고주파 커패시터(Cf)의 절대값 전압(Vi)이 걸리게 되어 인덕터(L)에 흐르는 전류(iLb)는 선형적으로 감소하게 된다. 이로 인하여, 인덕터(L)에 저장된 에너지는 충전 커패시터(Cd)에 인가되어 충전된다. 이 충전 커패시터(Cd)에 충전되는 전압은 제어기(140)에 의해 제어되는 제 1 반도체 스위치(Q1)의 스위칭에 따라 가변되고, 제 1 반도체 스위치(Q1)의 스위칭은 PFC(100)의 입력전압에 따라 가변된다.
한편, PFC(100)는 제어기(140)로부터의 스위칭 제어신호(SCS)에 응답하여 제 1 반도체 스위치(Q1)가 턴-온되면 교류전원(Vin)의 나머지 반 사이클 동안에는 풀 브리지 정류부(102)의 제 2 및 제 3 정류 다이오드(RD2, RD3)가 도통되어 교류전원(Vin)으로부터의 전류는 제 2 정류 다이오드(RD2), 인덕터(L), 제 1 반도체 스위치(Q1) 및 제 3 정류 다이오드(RD3)를 경유하여 흐르게 된다. 따라서, 인덕터(L)에 입력 전압이 인가되어 인덕터(L)에 흐르는 전류(iLb)는 선형적으로 증가하게 되고, 인덕터(L)는 에너지를 저장한다. 이 때, 제 1 다이오드(D1)에는 충전 커패시터(Cd)로부터의 역전압이 공급되어 오프상태가 된다.
그런 다음, 스위칭 제어신호(SCS)에 응답하여 제 1 반도체 스위치(Q1)가 턴-오프되면, 제 1 다이오드(D1)가 도통되어 인덕터(L)에는 역전압, 즉 (Vd - 충전 커패시터(Cd)의 전압(Vd) - 고주파 커패시터(Cf)의 절대값 전압(Vi)이 걸리게 되어 인덕터(L)에 흐르는 전류(iLb)는 선형적으로 감소하게 된다. 이로 인하여, 인덕터(L)에 저장된 에너지는 충전 커패시터(Cd)에 인가되어 충전된다. 이 충전 커패시터(Cd)에 충전되는 전압은 제어기(140)에 의해 제어되는 제 1 반도체 스위치(Q1)의 스위칭에 따라 가변되고, 제 1 반도체 스위치(Q1)의 스위칭은 PFC(100)의 입력전압에 따라 가변된다.
구체적으로, 제어기(140)는 도 7 및 도 9에 도시된 바와 같이 기준전압(Vref)과 충전 커패시터(Cd)에 저장된 전압(Vd)의 오차 전압을 증폭하는 오차전압 증폭기(142)와, 오차전압 증폭기(142)로부터의 인가되는 전압을 보정하는 전압 제어기(144)와, 전압 제어기(144)로부터의 출력을 기준전류로 변환하는 전류 생성부(146)와, 전류 생성부(146)로부터의 기준전류를 보정하여 스위칭 제어신호(SCS)를 생성하는 전류 제어기(148)를 구비한다. 이러한, 제어기(140)는 도시하지 않은 기준전압(Vref) 생성기, 전압 제어기, 오차전압 증폭기, 승산기/제산기, 제곱기, 전류 제어기 그리고 PWM 변조기 등을 내장한 집적회로이다.
오차전압 증폭기(142)의 제 1 입력단자에는 제어기(140) 내부의 기준전압(Vref) 생성기로부터의 기준전압(Vref)을 PFC(100)에 입력되는 입력전압에 대응되는 전압으로 공급하기 위한 소프트 스타트부(150)가 접속되고, 제 2 입력단자에는 분압저항(R1, R2)에 의해 충전 커패시터(Cd)의 전압(Vd)을 검출하기 위한 검출부(151)가 접속된다.
소프트 스타트부(150)는 PFC(100)에 입력되는 입력전압에 대응되도록 기준전압(Vref)을 제한하여 제한된 기준전압(Vdref)을 오차전압 증폭기(142)의 제 1 입력단자에 공급한다. 이를 위해, 소프트 스타트부(150)는 고주파 커패시터(Cf)의 전압(Vi)이 공급되는 제 3 저항(R3)과, 제 3 저항(R3)과 기저전압원(GND) 사이에 접속된 제 4 저항(R4)과, 제 3 및 제 4 저항(R3, R4) 사이의 노드에 접속된 오차전압 증폭기(142)의 제 1 입력단자와 기저전압원(GND) 사이에 접속된 홀딩 커패시터(Cg)를 구비한다.
제 3 및 제 4 저항(R3, R4) 각각의 저항값은 PFC(100)에 공급되는 입력전압(Vi)의 첨두치 보다 대략 1 ~ 10% 정도 큰 값을 가지도록 설정된다.
이러한, 소프트 스타트부(150)는 제 3 및 제 4 저항(R3, R4)에 의해 고주파 커패시터(Cf)의 전압(Vi)을 홀딩 커패시터(Cg)에 충전한다. 이 홀딩 커패시터(Cg)에 충전된 전압은 기준전압(Vref)이 선형적으로 증가하도록 한다. 따라서, 소프트 스타트부(150)는 PFC(100)에 공급되는 입력전압의 크기에 따라 오차전압 증폭기(142)의 제 1 입력단자에 공급되는 제한된 기준전압(Vdref)의 크기가 도 8에 도시된 바와 같이 달라지게 된다. 즉, 소프트 스타트부(150)는 제어기(140)의 온(On)시 홀딩 커패시터(Cg)를 이용하여 오차전압 증폭기(142)의 제 1 입력단자에 공급되는 제한된 기준전압(Vdref)이 순간적으로 기준레벨로 상승하기 못하도록 기준레벨까지 선형적으로 증가하도록 한다. 다시말하여, 소프트 스타트부(150)는 큰 전압이 한꺼번에 오차전압 증폭기(142)에 공급되지 않고 천천히 상승하도록 한다. 이 때, 출력전압이 서서히 증가하는 것을 소프트 스타트라 한다.
PFC(100)에 공급되는 입력전압에 대응되는 제한된 기준전압(Vdref)을 오차전압 증폭기(142)의 제 1 입력단자에 공급한다.
검출부(151)는 PFC(100)의 출력전압인 충전 커패시터(Cd)의 전압(Vd)이 공급되는 제 1 저항(R1)과, 제 1 저항(R1)과 기저전압원(GND) 사이에 접속된 제 2 저항(R2)을 구비하고, 제 1 및 제 2 저항(R1, R2) 사이의 노드는 오차전압 증폭기(142)의 제 2 입력단자에 접속된다. 이러한, 검출부(151)는 분압저항(R1, R2)에 의해 검출된 충전 커패시터(Cd)의 검출전압(Vsense)을 검출하여 오차전압 증폭기(142)의 제 2 입력단자에 공급한다.
이러한, 오차전압 증폭기(142)는 도 9에 도시된 바와 같이 소프트 스타트부(150)로부터에 의해 기준전압(Vref)이 제한되어 공급되는 제한된 기준전압(Vdref)과 검출부(151)로부터의 공급되는 검출전압(Vsense)의 오차를 증폭하여 전압 제어기(144)에 공급한다.
전압 제어기(144)는 오차전압 증폭기(142)로부터 공급되는 증폭된 오차전압을 제한된 기준전압(Vdref)과 검출전압(Vsense)이 동일한 전압레벨을 가지도록 보정하여 출력한다.
전류 생성부(146)는 도 9에 도시된 바와 같이 사인파(sin wt1)의 절대치를 공급받아 사인파(sin wt1)의 절대치를 전압 제어기(144)로부터의 출력에 곱하여 기준전류(Iref)를 생성하는 승산기(152)와, 승산기(152)로부터의 기준전류(Iref)의 절대치와 인덕터(L)의 전류(iLb)를 가산하는 가산기(154)를 가진다. 이러한, 전류 생성부(146)는 사인파(sin wt1)를 이용하여 전압 제어기(144)로부터의 출력에 대응되는 기준전류(Iref)를 발생하고, 기준전류(Iref)와 인덕터(L)의 전류(iLb)를 가산하여 가산된 전류(Ie)를 전류 제어기(148)에 공급한다.
전류 제어기(148)는 전류 생성부(146)로부터 공급되는 전류(Ie)를 이용하여 제 1 반도체 스위치(Q1)를 스위칭시키기 위한 시비율을 결정하여 제 1 반도체 스위치(Q1)를 제어하게 된다.
이와 같은, 제어기(140)는 PFC(100)의 입력전압 및 출력전압을 검출하여 제 1 반도체 스위치(Q1)를 스위칭시키기 위한 스위칭 제어신호(SCS)를 생성한다. 이에 따라, 제 1 반도체 스위치(Q1)의 스위칭은 PFC(100)에 입력되는 입력전압의 크기에 따라 달라지게 된다. 다시 말하여, 제어기(140)는 PFC(100)에 입력되는 입력전압의 크기가 클 경우에는 오차전압 증폭기(142)에 공급되는 제한된 기준전압(Vdref)이 크게 되어 결과적으로 PFC(100)의 출력전압이 크도록 제 1 반도체 스위치(Q1)를 제어하게 되고, 반대로 PFC(100)에 입력되는 입력전압의 크기가 작을 경우에는 오차전압 증폭기(142)에 공급되는 제한된 기준전압(Vdref)이 작게 되어 결과적으로 PFC(100)의 출력전압이 낮게 제 1 반도체 스위치(Q1)를 제어하게 된다.
DC-DC컨버터부(120)는 플라이백(Fly Back) 컨버터로써 충전 커패시터(Cd)의 제 1 및 제 2 단자 사이에 접속된 트랜지스포머(T)와, 트랜스포머(T)의 일차권의 일측단자와 충전 커패시터(Cd)의 제 2 단자 사이에 접속된 제 2 반도체 스위치(Q2)와, 트랜스포머(T)의 이차권선 양단에 접속된 출력 커패시터(Co)와, 트랜스포머(T)의 이차권선 일측단자와 출력 커패시터(Co)의 제 1 단자 사이에 접속된 제 2 다이오드(D2)를 구비한다.
트랜스포머(T)는 제 2 반도체 스위치(Q2)의 스위칭에 따라 플라이백(Fly Back) 컨버터의 구동방식으로 구동되어 원하는 직류전압을 발생시켜 PDP(130)에 공급한다. 한편, DC-DC컨버터부(120)는 플라이백(Fly Back) 컨버터 이외에도 포워드(Forward) 컨버터, 하프 브리지(Half Bridge) 컨버터 등이 사용될 수 있다.
이와 같은, 본 발명의 실시 예에 따른 역률 개선을 위한 전원 공급장치 및 그의 구동방법은 검출부(151)를 이용하여 교류전원(Vin)으로부터 PFC(100)에 공급되는 입력전압(Vi)을 검출함과 아울러 PFC(100)의 출력전압(Vd)을 검출하게 된다. 그런 다음, 검출된 PFC(100)의 입력전압(Vi) 및 출력전압(Vd)을 이용하여 PFC(100)의 입력전압(Vi)에 따라 출력전압(Vd)을 가변하기 위한 스위칭 제어신호(SCS)를 생성하게 된다. 이에 따라, 본 발명의 실시 예에 따른 역률 개선을 위한 전원장치의 PFC(100)의 전류 맥동을 감소시켜 역률 및 효율을 향상시킬 수 있다. 즉, PFC(100)의 출력전압(Vd)을 PFC(100)의 입력전압(Vi)에 따라 입력전압(Vi)의 첨두치보다 대략 1 ~ 10% 정도 크도록 제어함으로써 PFC(100)의 출력전압(Vd)과 입력전압(Vi)의 차를 줄여 인덕터(L)에 흐르는 전류의 맥동 및 다이오드의 스위칭 손실을 감소시키게 된다. 전류 맥동의 감소로 인하여 반도체 스위치의 도통손실이 감소하고, 또한 인덕터(L)의 철손(Core Loss ; 시간적으로 변화하는 자화력에 의하여 생기는 자심의 전력손실로 발생되는 히스테리시스 손실(Hysteresis Loss) 및 와전류 손실(Eddy Current Loss)로 구성됨)이 감소하게 됨과 아울러 각 회로소자들의 저항성분들로 인한 전력 손실이 감소하게 되어 전체 전원장치의 효율이 증가하게 된다. 그리고, 상대적으로 작은 전자기적 간섭(EMI) 필터를 사용할 수 있어서 역률이 향상된다.
이러한, 본 발명의 실시 예에 따른 역률 개선을 위한 전원장치 및 그의 구동방법은 도 10에 도시된 바와 같이 PFC(100)의 입력전압(Vi)에 따른 출력전압(Vd)의 가변제어 방식에 의하여 상기 전류 맥동의 감소됨으로써 효율을 대략 5%정도 증가한다. 그리고, PFC(100)의 입력전압(Vi)이 90V ~ 265V 범위일 경우 종래의 전원장치의 경우 역률은 91% ~ 98%인데 반하여 본 발명의 실시 예에 따른 역률 개선을 위한 전원장치 및 그의 구동방법에서는 99% 이상이 된다.
상술한 바와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 역률 개선을 위한 전원장치 및 그의 구동방법은 교류전원으로부터 PFC에 공급되는 입력전압을 검출함과 아울러 PFC의 출력전압을 검출하고, 검출된 PFC의 입력전압 및 출력전압을 이용하여 PFC의 입력전압에 따라 출력전압을 가변하게 된다. 이에 따라, 본 발명의 실시 예에 따른 역률 개선을 위한 전원장치는 PFC의 전류 맥동, 전류 리플을 감소시켜 역률 및 효율을 향상시킬 수 있다. 즉, PFC의 출력전압을 PFC의 입력전압에 따라 입력전압의 첨두치보다 약간 큰 정도로 제어함으로써 PFC의 출력전압과 입력전압의 차를 줄여 인덕터에 흐르는 전류의 맥동 및 다이오드의 스위칭 손실을 감소시키게 된다. 전류 맥동의 감소로 인하여 반도체 스위치의 도통손실이 감소하고, 또한 인덕터의 철손이 감소하게 됨과 아울러 각 회로소자들의 저항성분들로 인한 전력 손실이 감소하게 되어 전체 전원장치의 효율이 증가하게 된다. 그리고, 상대적으로 작은 전자기적 간섭(EMI) 필터를 사용할 수 있어서 역률이 향상된다.
이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술사상을 일탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명의 기술적 범위는 명세서의 상세한 설명에 기재된 내용으로 한정되는 것이 아니라 특허 청구의 범위에 의해 정하여 져야만 할 것이다.

Claims (21)

  1. 교류전원과,
    기준전압을 발생하기 위한 기준전압원과,
    스위치 소자를 이용하여 상기 교류전원으로부터 공급되는 교류전원의 역률을 개선하여 직류전원으로 변환하는 역률 개선회로와,
    상기 역률 개선회로로부터의 직류전원을 원하는 직류전원으로 변환하는 직류-직류 변환회로와,
    상기 역률 개선회로의 출력전압을 검출하는 검출부와,
    상기 역률 개선회로의 입력전압을 검출하는 소프트 스타트부와,
    상기 소프트 스타트부로부터 공급되는 검출된 입력전압, 상기 기준전압 및 상기 검출부로부터 공급되는 검출된 출력전압에 따라 상기 스위치 소자의 스위칭을 제어하기 위한 스위칭 제어신호를 출력하여 상기 역률 개선회로의 출력전압을 가변시키는 제어부를 구비하는 것을 특징으로 하는 역률 개선을 위한 전원장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 직류-직류 변환회로로부터의 출력전원을 공급받아 구동되는 평판 표시장치를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 역률 개선을 위한 전원장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 역률 개선회로는,
    상기 교류전원을 정류하는 정류부와,
    상기 제어부의 스위칭 제어신호에 응답하여 상기 정류부로부터의 정류된 전원의 역률을 개선하는 역률개선부와,
    상기 역률개선부로부터의 출력전압을 저장하는 충전 커패시터를 구비하는 것을 특징으로 하는 역률 개선을 위한 전원장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 역률개선부는,
    상기 정류부의 양 출력단자 사이에 접속된 상기 스위치 소자와,
    상기 정류부의 제 1 출력단자와 상기 스위치 소자 사이에 접속되어 상기 스위치 소자의 스위칭에 따라 상기 정류부로부터 공급되는 에너지를 저장하는 인덕터와,
    상기 스위치 소자와 상기 충전 커패시터의 제 1 단자 사이에 접속되어 상기 스위치 소자의 스위칭에 따라 상기 인덕터에 저장된 에너지를 상기 충전 커패시터로 절환하는 다이오드를 구비하는 것을 특징으로 하는 역률 개선을 위한 전원장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 역률개선부는 상기 정류부의 제 1 출력단자와 상기 인덕터 사이의 노드와 상기 정류부의 제 2 출력단자 사이에 접속된 고주파 커패시터를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 역률 개선을 위한 전원장치.
  6. 삭제
  7. 삭제
  8. 제 5 항에 있어서,
    상기 제어부는,
    자신의 제 1 단자에 공급되는 상기 소프트 스타트부로부터의 검출된 입력전압에 의해 선형적으로 증가하는 상기 기준전압과 자신의 제 2 단자에 공급되는 상기 검출부로부터의 검출된 출력전압의 오차를 증폭하여 출력하는 오차전압 증폭기와,
    상기 오차전압 증폭기로부터의 출력전압에 따라 상기 선형적으로 증가하는 상기 기준전압과 상기 검출부로부터 공급되는 검출된 출력전압의 오차 전압이 최소화되도록 제어하는 전압 제어기와,
    상기 전압 제어기로부터의 출력전압과 사인파 및 상기 인덕터 전류를 이용하여 기준전류를 발생하는 전류 생성부와,
    상기 전류 생성부로부터의 기준전류를 이용하여 상기 스위칭 제어신호를 생성하는 전류 제어기를 구비하는 것을 특징으로 하는 역률 개선을 위한 전원장치.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 검출부는,
    상기 충전 커패시터의 출력전압이 공급되는 제 1 저항과,
    상기 제 1 저항과 기저전압원 사이에 접속된 제 2 저항을 가지며,
    상기 제 1 저항과 상기 제 2 저항 사이의 제 1 노드는 상기 오차전압 증폭기의 제 2 단자에 접속되는 것을 특징으로 하는 역률 개선을 위한 전원장치.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 소프트 스타트부는,
    상기 고주파 커패시터의 전압이 공급되는 제 3 저항과,
    상기 제 2 저항과 기저전압원 사이에 접속된 제 4 저항과,
    상기 제 3 및 제 4 저항의 제 2 노드와 상기 기저전압원 사이에 접속된 홀딩 커패시터를 가지며,
    상기 제 2 노드는 상기 오차전압 증폭기의 제 1 단자에 접속되는 것을 특징 으로 하는 역률 개선을 위한 전원장치.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 제 3 및 제 4 저항의 저항값은 상기 입력전압의 첨두치가 상기 검출부로부터 공급되는 검출된 출력전압의 첨두치보다 1 ~ 10% 크도록 설정되는 것을 특징으로 하는 역률 개선을 위한 전원장치.
  12. 제 8 항에 있어서,
    상기 전류 생성부는,
    상기 전압 제어기로부터의 출력전압과 사인파를 이용하여 상기 전압 제어기로부터의 출력전압에 대응되는 전류를 출력하는 승산기와,
    상기 승산기로부터 출력되는 전류와 상기 인덕터 전류를 이용하여 상기 기준전류를 발생하는 가산기를 구비하는 것을 특징으로 하는 역률 개선을 위한 전원장치.
  13. 스위치 소자를 포함하는 역률 개선회로를 이용하여 교류전원으로부터 공급되는 교류전원의 역률을 개선하여 직류전원으로 변환하는 제 1 단계와,
    직류-직류 변환기를 이용하여 상기 변환된 직류전원을 원하는 직류전원으로 변환하는 제 2 단계와,
    기준전압을 발생하는 제 3 단계와,
    제 1 및 제 2 저항의 분압저항을 이용하여 상기 역률 개선회로의 출력전압을 검출하는 제 4 단계와,
    제 3 및 제 4 저항의 분압저항 및 홀딩 커패시터를 이용하여 상기 역률 개선회로의 입력전압을 검출하는 제 5 단계와,
    상기 검출된 입력전압, 상기 기준전압 및 상기 검출된 출력전압에 따라 상기 스위치 소자의 스위칭을 제어하기 위한 스위칭 제어신호를 생성하여 상기 역률 개선회로의 출력전압을 가변시키는 제 6 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 역률 개선을 위한 전원장치의 구동방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 직류-직류 변환회로로부터의 출력전원을 이용하여 평판 표시장치를 구동시키는 제 7 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 역률 개선을 위한 전원장치의 구동방법.
  15. 제 13 항에 있어서,
    상기 제 1 단계는,
    풀 브리지 정류부를 이용하여 상기 교류전원을 정류하는 단계와,
    인덕터를 이용하여 상기 스위치 소자의 스위칭에 따라 상기 정류부로부터 공급되는 에너지를 저장하는 단계와,
    다이오드를 이용하여 상기 스위치 소자의 스위칭에 따라 상기 인덕터에 저장된 에너지를 충전 커패시터에 충전시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 역률 개선을 위한 전원장치의 구동방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 제 1 단계는 고주파 커패시터를 이용하여 상기 정류부로부터 상기 인덕터에 공급되는 에너지를 평활하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 역률 개 선을 위한 전원장치의 구동방법.
  17. 삭제
  18. 제 16 항에 있어서,
    상기 제 3 및 제 4 저항의 저항값은 상기 입력전압의 첨두치가 상기 검출된 출력전압의 첨두치보다 1 ~ 10% 크도록 설정되는 것을 특징으로 하는 역률 개선을 위한 전원장치의 구동방법.
  19. 삭제
  20. 제 16 항에 있어서,
    상기 제 6 단계는,
    오차전압 증폭기를 이용하여 상기 검출된 입력전압에 의해 선형적으로 증가하는 상기 기준전압과 상기 검출된 출력전압의 오차를 증폭하는 단계와,
    상기 오차전압 증폭기의 출력전압에 따라 상기 선형적으로 증가하는 상기 기준전압과 상기 검출된 출력전압의 오차 전압을 감소시키는 단계와,
    상기 감소 단계에서의 감소 과정을 거친 상기 검출된 출력전압과 사인파 및 상기 인덕터 전류를 이용하여 기준전류를 발생하는 단계와,
    상기 기준전류를 이용하여 상기 스위칭 제어신호를 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 역률 개선을 위한 전원장치의 구동방법.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 기준전류를 발생하는 단계는,
    상기 감소 단계에서의 감소 과정을 거친 상기 검출된 출력전압과 사인파를 이용하여 상기 검출된 출력전압에 대응되는 전류를 발생하는 단계와,
    상기 전류와 상기 인덕터 전류를 이용하여 상기 기준전류를 발생하는 단계를 포함하는 특징으로 하는 역률 개선을 위한 전원장치의 구동방법.
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