JP2013541927A - 非接触給電ピックアップ回路 - Google Patents

Abstract

一次導体から電力を受け取るための非接触給電（ＩＰＴ）ピックアップ回路は、ピックアップコイル（Ｌ２）がシステム動作周波数で共鳴できるようにピックアップコイル（Ｌ２）および補償コンデンサ（Ｃ２）、スイッチ（Ｓ１，Ｓ２）、および複数のリアクタンス素子（Ｌ３、Ｃ３）を有し、それによってスイッチがオン状態またはオフ状態の一方にあるときに、追加のリアクタンス素子（Ｌ３、Ｃ３）が動作周波数で共鳴して、ピックアップ回路の出力に供給される電力を削減する。
【選択図】図３

Description

本発明は、非接触給電（ＩＰＴ）システムに関する。

ＩＰＴピックアップ回路は、交流（ＡＣ）を処理して、電力を負荷に提供してよい。照明等のＩＰＴ用途に適したＡＣ処理回路の電力および電圧の出力要件が高まるにつれ、電力を調節するために使用されるＡＣスイッチにかかる歪みも大きくなる。特許公報第ＷＯ２０１０／０３０１９５Ａ１号に説明される標準的なＡＣ処理ピックアップでは、スイッチが定格されなければならないＶＡ製品は、負荷依存品質係数（つまり、Q₂ ²）の二乗にほぼ比例して上昇する。ただし、ピックアップの電力容量は、Ｑ_２だけに比例して上昇する。したがって、大きな出力および相対的に高い回路Ｑを達成するために、改良されたコントローラが必要とされる。

ＷＯ第２０１０／０３０１９５号に説明される並列同調ＡＣコントローラ回路でのスイッチおよび電流定格は、負荷を駆動するために必要とされるトポロジおよび同調の量に左右される定格を有する。非常に高い電力用途では、スイッチ定格は法外かつ高価となることがある。たとえば、図１の並列ＡＣ処理ピックアップ回路は、ピーク負荷電圧

とともにピーク共振インダクタを処理するように定格されなければならない。一方、図２に示される回路のようなＡＣ処理ピックアップ回路の直列同調バージョンでのスイッチは、ピーク負荷電流

とともにピーク共振インダクタ電圧を処理するように定格されなければならない。

ＤＣ出力電圧が図１の並列同調回路から引き出されることが必要とされる場合、整流器（不図示）へのＡＣ電圧入力のピークは、出力ＤＣ電圧の１５７％でなければならない。同は、ＤＣ出力が必要とされるときに図２の直列同調回路での電流に当てはまる。回路Ｑ、出力電力および出力電圧が上昇するのに連れて、使用可能なスイッチ技術の制限は、標準的な並列同調ＡＣ処理トポロジと、標準的な直列同調ＡＣ処理トポロジの両方で設計するのがますます困難になる。

ＷＯ第２０１０／０３０１９５Ａ１号に説明される並列同調ＡＣ処理ピックアップでは、ＡＣスイッチは、共振インダクタと直接的に並列であり、したがってピーク共振インダクタ電流およびピーク負荷電圧を乗り切るように定格されなければならない。したがって、

となるように回路が動作するように設計されていると仮定すると、

つまりスイッチが定格されなければならないＶＡ積は

_・
,となり、

をわずかに超えている。しかしながら、ＡＣスイッチの目的は、回路Ｑを制御することである。

以上が、ＡＣ負荷と並列でスイッチを通って流れることができる場合、回路Ｑは低下する。

未満が、ＡＣ負荷と並列でスイッチを通って流れることができる場合、回路Ｑは上昇する。したがって、スイッチの最小ＶＡ定格は、ピックアップの最大出力電圧

で乗算される、少なくとも短絡電流でなければならない。したがって、両方のスイッチのＶＡ定格は、電力制御に必要とされる最小スイッチ定格の

倍である。

必要とされるピークスイッチ電圧および電流の定格を削減できる回路トポロジを提供することが有利となるだろう。

スイッチ応力を削減するＩＰＴシステム用のピックアップ回路と関連してピックアップ回路用の接続で装置または方法を提供することが、本発明の目的である。代わりに、既知の装置または方法に対する有用な代替策を少なくとも提供することが本発明の目的である。

一態様では、本発明は、選択された動作周波数で、一次導体から電力を受け取るための非接触給電（ＩＰＴ）ピックアップ回路を提供し、回路は
ピックアップコイルおよび補償コンデンサと、
動作可能な状態と動作不可能な状態との間で制御可能なスイッチ手段と、
複数の追加のリアクタンス素子であって、スイッチ手段が動作可能な状態または動作不可能な状態の内の一方であるときに、追加のリアクタンス素子が、選択された動作周波数で共鳴し、ピックアップ回路の出力に供給されている電力を実質的に削減するまたは妨げる、追加のリアクタンス素子と、
を有する。

好ましくは、スイッチ手段は、動作可能な状態または動作不可能な状態の他方となり、電力が負荷に供給される。好ましくは、スイッチ手段は、動作可能な状態または動作不可能な状態の他方であり、ピックアップコイルおよび補償コンデンサは共鳴する。

スイッチ手段が動作可能な状態または動作不可能な状態の他方であるとき、補償コンデンサおよび複数のリアクタンス素子の内の少なくとも１つは、ともに共鳴する。

一実施形態では、ピックアップコイルおよび補償コンデンサは並列で接続される。好ましくは、出力は、補償コンデンサと並列で提供される。

好ましくは、複数の追加の無効成分は、直列で接続されるコンデンサおよびインダクタを含む。

好ましくは、直列で接続されたコンデンサおよびインダクタは、ピックアップコイルおよび補償コンデンサと並列で接続される。

スイッチ手段は、コンデンサと並列で接続される。好ましくは、出力は整流器を含み、ＤＣ電源を提供する。

一実施形態では、ピックアップコイルおよび補償コンデンサは、直列で配列される。好ましくは、出力は補償コンデンサと直列で提供される。

好ましくは、複数の追加の無効成分が、並列で接続されるコンデンサおよびインダクタを含む。好ましくは、並列で接続される導体およびインダクタは、ピックアップコイルおよび補償コンデンサと直列で接続される。

好ましくは、スイッチ手段は、インダクタと直列で接続される。好ましくは、追加の補償コンデンサはインダクタと並列で接続されて、ピークスイッチ電圧を削減する。

好ましくは、出力は整流器を含み、ＤＣ電源を提供する。

追加の態様では、本発明は、上記説明の内の任意の１つにかかるピックアップ回路を含むＩＰＴシステムを提供する。

追加の態様では、本発明は、ピックアップコイルおよび補償コンデンサを有する非接触給電（ＩＰＴ）ピックアップ回路を制御する上での方法を提供し、方法は、１つまたは複数の追加の無効成分が共鳴させるためにスイッチ手段を操作して、それによって負荷に対する電力供給を制御するステップを含む。

好ましくは、方法は、スイッチ手段を動作可能な状態または動作不可能な状態の一方にして、無効成分を共鳴させ、実質的に、ピックアップ回路の出力供給される電力を妨げるようにすることを含む。

好ましくは、方法は、スイッチ手段を動作可能な状態または動作不可能な状態の他方にして、負荷に対する電力を生じさせることを含む。

好ましくは、方法は、スイッチ手段を動作可能な状態または動作不可能な状態の他方にして、ピックアップコイルおよび補償コンデンサを共鳴させ、負荷に電力を供給することを含む。

別の態様では、本発明は、選択された動作周波数で一次導体から電力を受け取るための非接触給電（ＩＰＴ）ピックアップ回路を提供し、回路は、
ピックアップコイルと、
ピックアップコイルと直列で接続される同調コンデンサと、
動作可能な状態と動作不可能な状態との間で制御可能であり、ピックアップ回路への電力の移動を制御するスイッチ手段と、
ピークスイッチ電圧を削減するためにピックアップコイルと並列で接続される補償コンデンサと、
を有する。

好ましくは、補償コンデンサは、スイッチが動作不可能な状態にあるときに動作周波数でピックアップコイルと共鳴しない。好ましくは、スイッチ手段は、ピックアップコイルと直列で接続される。

好ましくは、ピックアップ回路によって供給される負荷は、ピックアップコイルと直列で接続される。

本発明の追加の態様は、以下の説明から明らかになる。

本発明の１つまたは複数の例は、以下に、添付図面を参照して後述される。

既知の並列同調ＩＰＴピックアップ回路の回路図である。 既知の直列同調ＩＰＴピックアップ回路の回路図である。 改善された並列同調ＩＰＴピックアップ回路の回路図である。 ＤＣ出力付きの第３のピックアップ回路の図である。 図４の回路の動作波形を示す図である。 図３の回路の動作波形を示す図である。 ３つの異なる制御出力電圧レベルで動作する、図１にかかる１．２キロワットシステムの測定された負荷電流（上部トレース）および電圧（下部トレース）を示す図である。（ａ） ５０ボルト （ｂ） １２０ボルト（ｃ） ２４０ボルト ３つの異なる制御出力電圧レベルで動作する、図３にかかる１．２キロワットシステムの測定された負荷電流（上部トレース）および電圧（下部トレース）を示す図である。（ａ）５０ボルト （ｂ）１２０ボルト（ｃ）２４０ボルト 回路率Ｋ_L =Ｌ₂/Ｌ₃を設定することによって、（ピックアップ短絡回路電流に比して）正規化されたスイッチ電流定格の設計を示す図である。 回路率Ｋ_L =Ｌ₂/Ｌ₃を設定することによって、（ピックアップ開回路電圧に比して）多様な動作Ｑの下の正規化されたスイッチ電圧定格の設計を示す図である。(ａ) Ｋ_L=1、(ｂ) Ｋ_L=5。 (ａ)Ｉ_L2 (上部トレース）およびＩ_L3 （下部トレース）、(ｂ) 出力電圧（上部トレース）およびスイッチ電圧（下部トレース）のある図３の回路の動作波形を示す図である。 新しい直列同調ＩＰＴピックアップ回路の回路図である。 ＤＣ出力を含む図２の回路を示す図である。 図１２の回路の動作波形の図である。 （ａ）正規化スイッチ電流、（ｂ）正規化スイッチ電圧でのコンデンサ比Ｋ_c=Ｃ₃/Ｃ₂ の選択のある図１２の回路の設計状態を示す図である。 図２および図１２の直列同調共振回路は、追加のＣ_2pを介して部分的な並列同調を使用して、スイッチ過渡電流を最小限に抑えることができることを示す。ここでは、それは図２の回路に印加されて示される。 図１２の回路トポロジであるが、ピークスイッチ電圧を削減するための非共振並列コンデンサを含む回路トポロジの図である。 図１３の回路トポロジであるが、ピークスイッチ電圧を削減するための非共振並列コンデンサを含む回路トポロジの図である。 異なる並列同調ＡＣ調節器と、照明負荷用の標準的な商用調光器との間の総高調波歪みを示す図である。

図５から図１１、図１４、および図１５に示される図は、それらが関係する回路の根本的なモデル図から引き出された。したがって、波長は切り替え過渡電流からの高調波を経験する可能性がある実際的な回路ではわずかに異なることがある。

本書に、スイッチ応力を引き下げる２つの新しいコントローラトポロジが提案されている。一方は、ＷＯ第２０１０／０３０１９５Ａ１号に説明されるＡＣ処理コントローラの並列同調ケースに適用可能である。他方は、ＷＯ第２０１１／０４６４５３号に説明される図２のものとのような直列同調回路に適用可能である。Ｑ₂=５の共鳴同調係数で、現実的なＩＰＴシステム要件を満たすために印加されるとき、新しいトポロジは、スイッチＶＡ定格を、従来のＡＣ処理調節器と比較して３．８倍以下低下させる。提案されているトポロジの下では、スイッチブロック電圧は、必要とされる出力電圧に関係なく設計者によって制御可能である。５を超えるＱ₂の値の場合、相対的なスイッチ応力はさらに下がる。

ＷＯ第２０１０／０３０１９５Ａ１号およびＷＯ第２０１１／０４６４５３号のＡＣピックアップにおいてとは異なり、提案されている並列共鳴コントローラおよび直列共鳴コントローラからのＡＣ出力電圧も正弦関数である。したがって、負荷全体でのＲＦ１および高調波歪みも削減する。

提案されている並列同調共鳴コントローラは、ＡＣスイッチがオフであるときにはゼロ出力で動作するのに対し、提案されている直列同調共鳴コントローラは、ＡＣスイッチがオフであるとき最大電力で動作し、これがこのトポロジで図２の効率を超えるその効率を改善する。

ＤＣインダクタが必要とされていないため、新しい直列同調共振コントローラは、当然、より低いＤＣ出力のための標準的な並列同調ピックアップで可能であるよりもより小さくより費用効果が高いＤＣ出力ピックアップ設計を生じさせるが、両方のトポロジとも、制御ＤＣ出力を可能にするように構成できる。
改良されたＡＣ制御並列同調共振コントローラ

損失が最低の実際的なスイッチを使用して提案されているピックアップ回路の出力を調節するために、かかる高圧および高電流にスイッチをさらさない、上述されたＡＣ処理回路に対する変形が本明細書に提案されている。並列同調ピックアップコイルに適用可能なかかる回路の一例が、図３に示されている。当業者は、スイッチ応力を削減する潜在的に多くの異なる構成があることを理解する。ただし、概念が明確に理解され得るようにただ１つの例だけがここで説明され、本書の残りでは「並列同調共振コントローラ」と呼ばれる。このコントローラは、図３のＳ₁、Ｓ₂、Ｄ₁およびＤから構成されるＡＣスイッチに基づいており、共振コンデンサ（この場合はＣ₃）を固定させる方法を使用して、ＷＯ第２０１０／０３０１９５Ａ１号に説明されるような隣接するインダクタ‐コンデンサ対（Ｌ_３およびＣ_３）のインピーダンスを変更する。

以下の説明は、図３の回路がどのようにして機能するのかを説明する。ここで、Ｌ₂は、ＶＬＦからＬＦの範囲の周波数（通常は、中出力用途から高出力用途の１０から１４０ ＫＨｚ）で動作する、トラック（不図示）のようなＩＰＴ一次導体に緩やかに結合されているピックアップインダクタである。ピックアップインダクタＬ₂は、後述される補償コンデンサＣ₂ およびＬ₃を使用するトラック周波数で共鳴するように同調され、したがってＬ₂が共鳴するとき、電力は一次導体からピックアップ回路に給電される。

図３のＬ₃およびＣ₃が、トラック周波数で共振に同調される追加のリアクタンス素子である場合、ＡＣスイッチが開回路として残されるときに、Ｌ₃およびＣ₃は共鳴し、ピックアップインダクタＬ₂全体で短絡を形成することがわかる。この効果的な短絡回路が発生する場合、負荷（Ｒ₂）に届けられる電力はゼロになる。図３の補償コンデンサＣ₂が、それが、トラック周波数でＬ₂およびＬ₃の結合された並列インピーダンスと共鳴するように選ばれる場合、ＡＣスイッチが短絡される場合、並列共振タンクによってみられるＬ₃、Ｃ₃およびＡＣスイッチの結合されたリアクタンスが、単にＸ_L3（つまり、Ｌ₃のリアクタンス）となることを観察できる。したがって、Ｃ₂、Ｌ₂およびＬ₃の結合された並列インピーダンスがトラック周波数で共鳴するため、負荷に届けられる電力は最大となる。したがって、ＡＣスイッチが動作可能な（つまり、閉）状態にあるときに、電力は負荷に供給される。ＡＣスイッチが動作不可能な（つまり、開）状態にあるとき、電力は一次導体から給電されず、したがって電力は負荷には供給されない。つまり、少なくとも負荷（つまり、出力）に対する電力の供給は実質的に削減または妨げられる。

ＤＣ出力が所望される場合には、回路は、インダクタＬ_DCおよびＣ_DCの形で出力フィルタとともに同調コンデンサＣ₂全体で整流器を追加することによって図４に示される回路に改良できる。

図４の回路の模擬操作は、図５に示され、出力はトラック周波数（Ｔ／２）の各半サイクルでスイッチのそれぞれがオンになる時間を変えることによって変えられる。スイッチがオンのままであるこの時間が、理論上は０からＴ／２に変化することがあるクランプ時間（Ｔ_c）と呼ばれる。このシミュレーションでは、トラック周波数は、２５μｓが理論上の最大クランプ時間を表すように２０ ｋＨｚに設定される。クランプ時間がゼロである場合、負荷には電力は送達されない。一方、完全クランプ時間では、負荷に最大電力が利用できるようになる。図５に示されるように、Ｔ_cは当初最大であり、ゆっくりとゼロ近くまで削減され、次いで最大近くまで勾配を付け直し、電力を変えることを可能にする。当初、完全電力が出力され、その後コントローラは半電力まで下方に勾配を付け、次いでゼロ電力まで下方に勾配を付け、次いで完全電力まで勾配を付け直す。出力が損害なく急速に増加できる一方、出力が無制御に急速に減少する場合、高い過渡電流スイッチ電圧が生じる。適切なスルーレートで電圧に勾配を付けると、図５に示されるようにこの問題は排除され、照明制御の目的で、かかるスルーレートは、５０Ｈｚ本線周波数で動作する照明コントローラで可能となるよりもはるかに高速で光出力の制御された削減を可能にすることに留意されたい。

提案されている並列同調共振コントローラの特別の優位点は、それが、スイッチがオフである時にゼロ出力で動作する、つまりＩＰＴシステムが最初にオンにされる起動期間中、コントローラは、共振電圧が抑えきれずに増大することなく、起動するためにそれが要するほど多くの時間を有するという点である。また、並列同調共振コントローラは当然、スイッチがオフ状態にあるときにピックアップを減結合するので、当然のことながらコントローラが故障してもそれは安全である。さらに、提案されている並列同調共振コントローラの出力電圧は、図１の標準並列同調ＡＣ処理コントローラとは異なり、完全に正弦関数である。つまり、ピーク負荷電圧は所与のＲＳＭ値よりも低く、ＲＦＩは削減されることを意味する。図６は、負荷全体での圧力が、クランピング制御のために歪められるとしても、正弦関数であることを示している。図７および図８は、それぞれ１．２ ｋＷのＰｈｉｌｌｉｐｓ ２４０舞台照明を駆動している、Ｖ_oc＝８５ＶおよびＩ_sc=６Ａを有する共通のピックアップからきわめて抵抗動作する図１の既知のコントローラと図３の提案されている制御の動作の違いを示している。図７に示されるように、図１の回路から操作されるとき、スイッチ電圧および出力ＡＣ電圧は必ず同じであり、スイッチのクランプ動作のために電圧および電流には顕著な歪みがある。図８は、図３の回路の動作の下でのこのライト全体の同一出力ＲＭＳ電圧のある動作を示す。示されているように、電圧または電流のどちらにも顕著な歪みはない。

図３の提案されている並列同調共振コントローラ回路の実際的な欠点は、ここでは

に比例しているとして示されているインダクタの体積と、スイッチに必要とされるブロック電圧定格とのトレードオフである。回路が完全出力を届けているケースを考える。ＡＣスイッチのため、Ｃ₃は完全に短絡し、したがって同等な回路は並列でＬ₂、Ｌ₃、Ｃ₂およびＲ₂ から成り立つ。したがって、

である。このようにして、

であり、所与のV_o は負荷依存である。一方、ωは通常、ＩＰＴ設計の要求事項に応じて固定され（両方に設計者の制御を大きく超えさせ）、

は、

を増加させることによって削減できる。ただし、Ｌ₃が増加するにつれて、シミュレーションは、

（したがってスイッチ電圧

）も増加する。最大

の最大

に対する比率は、以下の比率を使用して設計によって選ぶことができる。

Ｋ_L がスイッチ回路および電圧に与える影響は、それぞれ図９および図１０に示される。図９は、Ｑで固定されたＫ_Lの多様な値についてピックアップ短絡電流に比して正規化されるスイッチ電流定格を示す。図１０は、Ｑの多様な値についてピックアップ開回路電圧に比して正規化されたスイッチ電圧定格を示す。ここで、図１０（ａ）は、Ｋ_L=１を有するのに対し、図１０（ｂ）は、値Ｋ_L=５を有する。示されているように、最大定常状態値が（動作Ｑとは関係なく）

として与えられるのに対し、Ｑ＝３である図９から、定常状態スイッチ電流

が示される。したがって、Ｋ_Lは、スイッチ電圧および電流が、所与の用途について適切に使用可能なスイッチに適合できることを保証するために有用である。図１１は、Ｋ_L=3 ~ Ｑ_2maxであり、それが１．２ kＷライトに制御されている出力を提供しているときに、図３のこの新しい回路の制御された動作を示す。予想されるように、スイッチ電流はＩ_scに類似したままである。

例として、図４のＤＣ出力トポロジに基づいた回路が必要とされ、４００Ｖ ＤＣ出力で以下のパラメータ、つまりf = ２０ kHz、

、Ｐ_o =２ kWを満たすために設計され、次いで既知の実際的なピックアップがＬ₂=１５７μH、Ｖ_oc=８８．９ＶおよびＩ_sc=４．５Ａを有すると仮定する場合、これらの仕様から、必要とされるＱ₂=５であることが計算できる。Ｌ₃がＬ₂に等しいと設定される場合、Ｌ₃の

定格はＬ₂の定格に等しくなる。シミュレーションに従って、ピークスイッチ電圧は次いで~１６６Ｖとなり、ピークスイッチ電流は３２．５Ａとなり、スイッチの総ＶＡ定格は少なくとも５．４ ｋＶＡである。実際的な高出力スイッチは、通常、電流定格よりも優れた電圧ブロック機能を有し、したがって低電圧であるが、高電流のスイッチを必要とする設計は望ましくない。スイッチブロック電圧（Ｖ_DS）およびピックアップコイル（Ｖ_C2）全体での共振電圧は、さまざまな出力レベルで図４に示されるとおりである。ピークスイッチ電流は、Ｉ_L3を通って流れるピーク電流と同じである。 Ｌ₃=Ｌ₂ Ｑ₂となるように設計を変更することによって、ピークスイッチ電圧は、それが図１の従来のＡＣ処理ピックアップ回路においてなるものであるほぼピークＡＣ負荷電圧に変化する。しかしながら、ピークスイッチ電圧が６４８Ｖに上昇する一方で、ピークスイッチ電流は８．６Ａに降下し、Ｌ₃の体積はＬ₂の体積の２．５倍少なく降下する。スイッチのＶＡ定格は、最後の例に類似して現在５．６ＶＡである。 従来の並列同調を使用する同じパラメータを満たすために、図１のＡＣ処理回路は、少なくとも

、つまり６２８Ｖのスイッチ電圧定格を必要とする。ピークスイッチ電流定格は、

、つまり３２．４Ａとなる必要があるだろう。したがって、スイッチの総ＶＡ定格は、少なくとも２０．３ ｋＶＡ、つまり図の共振コントローラ使用時よりも約３．８倍高くならなければならない。その結果、新規に提案されている回路のスイッチのＶＡ定格は、大幅に下がり、所望されるスイッチ電圧はここで、インダクタ率

の適切な選択によって出力電圧と無関係に設定できる。
改良されたＡＣ制御直列同調共振コントローラ

また、ＷＯ第２０１１／０４６４５３号に説明されるような図２に示される直列同調ＡＣ処理コントローラは、ピークスイッチ電圧および電流の要件を削減するためにも改良できる。かかる改良されたコントローラの例は図１２に示され、ここでは「直列同調共振コントローラ」と呼ばれる。

以下の説明は、図１２の回路がどのようにして機能するのかを説明する。ここで、Ｌ₂は、ＶＬＦからＬＦの範囲の周波数（通常は、中出力用途から高出力用途の１０から１４０ ＫＨｚ）で動作する、トラック（不図示）のようなＩＰＴ一次導体に緩やかに結合されているピックアップインダクタである。ピックアップインダクタＬ₂は同調され、以下にさらに説明されるように補償コンデンサＣ₂およびＣ₃を使用してトラック周波数で共振し、したがってＬ₂が共鳴するとき、電力が一次導体からピックアップコイルに給電される。

インダクタＬ₃およびコンデンサＣ₃は、追加の無効成分である。インダクタＬ₃がトラック周波数でＣ₃と共鳴するように選ばれると仮定する。Ｓ₁、Ｓ₂、Ｄ₁およびＤ₂から構成されるＡＣスイッチがオンであるケースを考える。Ｃ₃およびＬ₃は、トラック周波数で並列共振回路を形成するため、回路の残りに対してはともに開回路として表され、それによって負荷に送達される電力をゼロに削減する。ここで、コンデンサＣ₂が、それが、コンデンサＣ₃およびピックアップインダクタＬ₂と直列であるときにトラック周波数で共鳴するように選ばれると仮定する。ＡＣスイッチがオフであるとき、インダクタＬ₃は回路の残りから切断され、Ｃ₂、Ｃ₃およびピックアップインダクタＬ₂がトラック周波数で共振するため、負荷に送達される電力は最大となる。したがって、この実施形態では、ＡＣスイッチが動作不可能（つまり開）状態にあるとき、電力が負荷に印加される。ＡＣスイッチが動作可能な（つまり閉）状態にあるとき、電力は一次導体から給電されず、したがって電力は負荷に供給されない、または負荷（つまり出力）に対する電力の供給は実質的に削減される、または妨げられる。

上記に提案された並列同調共振コントローラにおいてのように、ＤＣ出力は、この場合、ＡＣ負荷の代わりにＤＣコンデンサが後に続く整流器を追加することによって、この回路から生じさせることができる。これは直列同調システムであるため、ＤＣインダクタは必要とされない。このＤＣ出力構成は、図１３に示される。

２２０ Ｖ、１２００ Ｗ ＡＣ負荷に電力を供給する、提案されている直列同調共振コントローラに基づく回路が、設計され、シミュレーションできる。タングステン‐ハロゲン白熱球によってそれらがオンになるときに必要とされる過渡的に高い電流のため、直列同調ＩＰＴピックアップは、並列同調回路よりもこれらの負荷を駆動するためにより適用可能であってよい。ただし、標準直列同調ＡＣ処理ピックアップの標準的な電圧が

であるため、図２の標準直列同調ＡＣ処理トポロジは高出力電圧が必要とされる用途には特に適していない。ただし、図１２の改良された回路は、この問題を克服する。

例として、直列同調回路が以下の仕様、つまりＶoc=２２０ Ｖ、Ｉsc=１．０９Ａを有するピックアップインダクタＬ2=１．６１ ｍＨを使用して２２０Ｖ ＡＣ出力で、f=２０kHz ピックアップコイルP_Su=２４０VA、Ｐ_o=１．２ ｋＷを満たすために舞台照明に電力を供給するように設計され、次いでこれらの仕様を使用する場合、Ｑ₂=５であると決定できる。シミュレーションに従って、Ｃ₃=ＱＣ₂,の場合、インダクタＬ₃の

定格は、ピックアップインダクタコイルＬ₂の３．６倍小さくなる。その結果、Ｌ₃はＬ₂よりも~３．６倍少ない体積を有する。結果が図１４に示されるシミュレーションに従って、ピーク電圧は３８６Ｖとなり、ピークスイッチ電流は９．５Ａとなる。したがって、スイッチの総ＶＡ定格は、少なくとも３．７ ｋＶＡでなければならない。実際、率Ｋ_c=Ｃ₂/Ｃ₃は、スイッチ電圧（図１５（ｂ））に影響を及ぼさずに図１５（ａ）に示されるように定常状態動作の下で必要とされる最大スイッチ電流を調整するために選ぶことができる。ただし、ＲＭＳ項Ｉ_sw=(Ｋ_c＋１)Ｉ_scでは、ピークスイッチ電流は

である。

図２の従来の直列同調ＡＣ処理ピックアップ回路を使用して同じパラメータを満たすために、ピークスイッチ電圧は少なくとも

となるだろう。スイッチ電流定格は、>Ｑ₂Ｉ_sc=５．４５Ａとなる必要があるだろう。したがって、スイッチの総ＶＡ定格は、少なくとも８．７ ｋＶＡ、つまり図１２の直列同調共振コントローラが使用される場合よりも２．４倍高くならなければならない。ＩＰＴ用途に必要とされるＶＬＦ周波数で動作する一方、１．５９ｋＶをブロックできるスイッチは、図２のかかる標準直列同調ＡＣ処理回路が提案されている仕様を満たすために適していないように、通常は実際的ではない。しかしながら、並列同調のケースでのように、図１２の直列同調コントローラは適切である場合がある。図１２は、スイッチがオフであるときに完全電力で動作するのに対し、スイッチがオンであるとき、スイッチ電流は相対的に小さい。その結果、提案されているピックアップの効率は、図２の標準直列同調ＡＣ処理ピックアップよりも高くならなくてはならない。

提案されている並列同調共振コントローラの場合と同様に、ピークスイッチ電圧とインダクタＬ₃の体積およびコストとの間にトレードオフがある。ただし、図１３の回路に示されるようなＤＣ出力用の直列同調共振コントローラトポロジを使用しているとき、数百ボルトの出力が、過剰なスイッチブロック電圧を必要とせずに生じてよい。ＤＣインダクタは直列同調ピックアップからＤＣを生じさせることを要求されていないため、Ｌ₃の任意の追加のサイズおよびコストは、ＤＣインダクタの欠如によって部分的にまたは完全に相殺され得る。
直列共振回路で過渡電流を最小限に抑える

上述されたように、図１２の出力電圧は、図２の標準並列同調ＡＣ処理コントローラの出力電圧とは異なり、完全に正弦関数である。つまり、ピーク負荷電圧は、所与のＲＭＳ値よりも低く、ＲＦＩは削減される。切り替え電圧発振およびＲＦＩは標準直列同調ＡＣ処理回路にとって特定の問題であり、ここでも同様に対処される必要がある。オフ状態スイッチのボディーダイオードが逆バイアスするときに、標準直列同調ＡＣコントローラ（図２）のターンオフが発生する。この点で、ダイオードの逆回復電流は、ピックアップインダクタコイルＬ₂を通って流れ始めるが、逆回復充電が枯渇するにつれ、急速にゼロに降下する。ピックアップインダクタを通るこの大きなδi/δt によって、ＡＣスイッチのブロック半分全体で正の電圧スパイクが引き起こされる。電圧スパイクは、次いで、スイッチのキャパシタンスがピックアップインダクタＣ_DSと共鳴するにつれて、スイッチブロック電圧Ｖ_DSで高周波発振を誘発する。これはＥＭＩを生じさせるだけではなく、スイッチ全体に存在するピーク電圧を大幅に上昇させる。スイッチの両方全体での単純なＲＣスナバは、この問題を矯正できるが、スナバの抵抗損失がピックアップの効率を削減する。

新規の無損失手法は、図１６に示される直列同調コンデンサの前の最低限の量の電圧ブーストでピックアップインダクタを並列同調することである。これは、逆回復電流に、ピックアップインダクタコイル全体で低いインピーダンスの経路を与え、ＡＣスイッチがオフになると電圧スパイクおよび発振を最小限に抑える。シミュレーションは、これが、ピークスイッチ電圧を最小限に抑えることによって効果的なスナバとして機能することを示す。シミュレーションで使用されるように、提案されている追加の並列補償コンデンサ（Ｃ_2P）（ＡＣスイッチがオフであるとき、つまり開いている、つまり動作不能である時に動作周波数でピックアップコイルＬ₂ と共鳴しない）のインピーダンスは、−１０Ｘ_L2に設定され、１０％の電圧ブーストを生じさせた。実際には、このコンデンサの追加がＬ₂の効果的なインダクタンスを変更させ、これは回路内の他の同調成分の設計で考慮に入れらなければならない。Ｃ_2P=−10Ｘ_L2,の場合、Ｃ_2Pの存在を考慮に入れる効果的な新しい二次インダクタンス（Ｌ₂’）は、L₂’= １．１Ｌ₂である。

ここで概略されるスイッチブロック電圧発振問題は、図１２の提案されている直列同調コントローラのＬ₃にも当てはまるが、問題は、追加のコンデンサの使用によって緩和することができ、スイッチの選択で追加の自由を可能にし、結果的にスイッチ電圧およびＶＡ要件を引き下げることができる。

図１７および図１８は、それぞれ図１２および図１３のトポロジであるが、インダクタＬ₃と並列の補償コンデンサＣ_L3Pを備えたトポロジを示す。先行する段落で説明されたように、Ｃ_L3Pは、ＡＣスイッチが開かれているときにインダクタＬ₃を通る電流の経路を提供し、したがってスナバに対する必要性を回避する。たとえば、非共振並列コンデンサＣ_L3Pは、インダクタＬ₃のリアクタンスのほぼ１０倍であるリアクタンスを有することがあり、したがってこれらの並列成分の結合されたリアクタンスは、誘導的であり、Ｌ₃のリアクタンスのほぼ１１０％である。

上記から、本発明が、回路制御および効率において、ならびにスイッチ応力を最小限に抑える上でかなりの優位点を提供することがわかる。さらに、上記説明は、より多くのリアクタンス素子の内の１つと組み合わせてＡＣスイッチを使用してピックアップ回路を制御して、制御された可変リアクタンス素子を達成することに焦点を当てているが、他の構成も可能である。たとえば、「飽和可能なインダクタ／リアクタ」を使用する、またはたとえばリレーを使用して二進重み付きコンデンサを切り替える等、可変リアクタンスを生成する構成も誘導移動の分野の中で既知である。本書に説明されるインダクタ／コンデンサ同調分岐もこれらの他の構成に適用可能であり、ＡＣスイッチで回路を同調するときと類似したまたは同じ優位点を生じさせることがある。

新しい回路は、かなり負荷全体で高調波歪みを。例は、照明負荷の場合の所与の出力の総高調波歪みのレベルを示す図１９に示される。線１は、標準的な商用調光器回路を表す。線２は、図１のトロポジを使用する並列同調ピックアップ回路の使用を表す。非常に低いレベルの歪みを表す線３は、図３のトポロジのような、本書に開示される新しい並列同調ピックアップトポロジの使用を表す。

さらに、当業者は、ＷＯ第２０１０／０３０１９５号に説明された既知の回路がトラックにかかる容量負荷を反映するのに対し、本書に説明される回路がトラックの上への誘導負荷を反映していることを理解する。これらの無効負荷は、全体的なＩＰＴシステムの同調態様を制御するために使用され得る。一例では、異なるピックアップ回路トポロジが別々のピックアップで使用され、所望される結果を達成し、それによって反映されたリアクタンスが効果的に互いを調子はずれにする。

当業者は、ＷＯ第２０１０／０３０１９５号に説明される回路と同様に、本書に説明される新しい回路が、回路のＱも制御する、および／または微調整できるようにすることも理解する。

上記から、本書に説明される現在好ましい実施形態の変更形態に対する多様な変更は当業者に明らかになることがわかる。変更形態でのかかる変更は、本発明の精神および範囲を逸脱することなく、およびその意図される優位点に大きさを示すことなく加えられてよい。したがって、かかる変更および修正が本発明の中に含まれることが意図される。

Claims (30)

1. 選択された動作周波数で一次導体から電力を受け取るための非接触給電（ＩＰＴ）ピックアップ回路であって、
   ピックアップコイルおよび補償コンデンサと、
   動作可能な状態と動作不能な状態との間で制御可能なスイッチ手段と、
   複数の追加のリアクタンス素子であって、それによってスイッチ手段が前記動作可能な状態または前記動作不可能な状態の内の一方であるときに、前記追加のリアクタンス素子が、前記選択された動作周波数で共鳴し、前記ピックアップ回路の出力に供給されている電力を実質的に削減するまたは妨げる、追加のリアクタンス素子と、
   を有するＩＰＴピックアップ回路。
2. 前記スイッチ手段が前記動作可能な状態または動作不可能な状態の他方であるときに、電力が前記負荷に供給される、請求項１に記載のＩＰＴピックアップ回路。
3. 前記スイッチ手段が、前記動作可能な状態または前記動作不可能な状態の内の他方であるときに、前記ピックアップコイルおよび補償コンデンサが共鳴するようになる、請求項１または２に記載のＩＰＴピックアップ。
4. 前記スイッチ手段が、前記動作可能な状態または動作不可能状態の他方であるときに、前記ピックアップコイル、前記補償コンデンサおよび前記複数のリアクタンス素子の少なくとも１つがともに共鳴する、請求項１から３のどれか１つに記載のＩＰＴピックアップ。
5. 前記スイッチ手段がＡＣスイッチを備える、前記請求項のどれか１つに記載のＩＰＴピックアップ。
6. 前記ピックアップコイルおよび補償コンデンサが並列で接続される、前記請求項のどれか１つに記載のＩＰＴピックアップ回路。
7. 前記出力が、前記補償コンデンサと並列で提供される、請求項６に記載のＩＰＴピックアップ回路。
8. 前記複数の追加無効成分が、直列で接続されるコンデンサおよびインダクタを備える、請求項６または７に記載のＩＰＴピックアップ回路。
9. 前記直列で接続されたコンデンサおよびインダクタが、前記ピックアップコイルおよび前記補償コンデンサと並列で接続される、請求項８に記載のＩＰＴピックアップ回路。
10. 前記スイッチ手段が前記コンデンサと並列で接続される、請求項８または請求項９に記載のＩＰＴピックアップ回路。
11. 前記出力が整流器を含み、ＤＣ電源を提供する、請求項７から１０のどれか１つに記載のＩＰＴピックアップ回路。
12. 前記ピックアップコイルおよび前記補償コンデンサが直列で配置される、請求項１から５のどれか１つに記載のＩＰＴピックアップ回路。
13. 前記出力が、前記補償コンデンサと直列で設けられる、請求項１２に記載のＩＰＴピックアップ回路。
14. 前記複数の追加無効成分が、並列で接続されるコンデンサおよびインダクタを備える、請求項１２または請求項１３に記載のＩＰＴピックアップ回路。
15. 前記並列接続コンデンサおよびインダクタが、前記ピックアップコイルおよび前記補償コンデンサと直列で接続される、請求項１４に記載のＩＰＴピックアップ回路。
16. 前記スイッチ手段が、前記インダクタと直列で接続される、請求項１４または請求項１５に記載のＩＰＴピックアップ回路。
17. 追加の補償コンデンサが、前記インダクタと並列で接続されて、ピークスイッチ電圧を削減する、請求項１４から１６のどれか１つに記載のＩＰＴピックアップ回路。
18. 前記出力が整流器を含み、ＤＣ電源を提供する、請求項１３から１７のどれか１つに記載のＩＰＴピックアップ回路。
19. 前記スイッチ手段が、２つのスイッチング素子を備え、それぞれのスイッチング素子が非並列ダイオードを有する、前記請求項のどれか１つに記載のＩＰＴピックアップ回路。
20. 前記請求項のどれか１つにかかるピックアップ回路を含むＩＰＴシステム。
21. ピックアップコイルおよび補償コンデンサを有する非接触給電（ＩＰＴ）ピックアップ回路を制御する際の方法であって、スイッチ手段を動作させ、１つまたは複数の追加の無効成分を共鳴するようにさせて、それによって電源を負荷に制御する、方法。
22. スイッチ手段を、動作可能な状態または動作不可能な状態の意峰にして、前記無効成分を共鳴させ、前記ピックアップ回路の出力に供給される電力を大幅に妨げる、請求項２１に記載の方法。
23. 前記スイッチ手段が、前記動作可能な状態または前記動作不可能な状態の前記他方であって、前記負荷に対する電力を生じさせることを含む、請求項２２に記載の方法。
24. 前記スイッチ手段を、前記動作可能な状態または前記動作不可能な状態の他方にして、前記ピックアップコイルおよび前記補償コンデンサを、共鳴するようにさせ、前記負荷に電力を供給することを含む、請求項２２また請求項２３に記載の方法。
25. 選択された動作周波数で一次導体から電力を受け取るための非接触給電（ＩＰＴ）ピックアップ回路であって、
    ピックアップコイルと、
    ピックアップコイルと直列で接続される同調コンデンサと、
    動作可能な状態と動作不可能な状態との間で制御可能であり、前記ピックアップ回路への電力の前記移動を制御するスイッチ手段と、
    ピークスイッチ電圧を削減するために前記ピックアップコイルと並列で接続される補償コンデンサと、
    を有するＩＰＴピックアップ回路。
26. 前記補償コンデンサが、前記スイッチが動作不可能な状態にあるときに、前記動作周波数で前記ピックアップコイルと共鳴しない、請求項２５に記載のＩＰＴピックアップ回路。
27. 前記スイッチ手段が、前記ピックアップコイルと直列で接続される、請求項２６に記載のＩＰＴピックアップ。
28. 前記ピックアップ回路によって供給される負荷が、前記ピックアップコイルと直列で接続される、請求項２６または請求項２７に記載のＩＰＴピックアップ。
29. 本書に説明される前記実施形態のどれか１つに関して本書に実質的に説明されるＩＰＴピックアップ。
30. 本書に説明される前記実施形態のどれか１つに関して本書に実質的に説明されるＩＰＴピックアップを実質的に制御する方法。

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