JPH0630558A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路Info
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- JPH0630558A JPH0630558A JP15210291A JP15210291A JPH0630558A JP H0630558 A JPH0630558 A JP H0630558A JP 15210291 A JP15210291 A JP 15210291A JP 15210291 A JP15210291 A JP 15210291A JP H0630558 A JPH0630558 A JP H0630558A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 コイル，整流器等の電流規格が小さくて済
み、小型化可能であり、さらに、ノイズの発生が少な
く、また、ゼロクロススイッチングを達成すると共にメ
インスイッチに印加されるピーク電圧を低減する。 【構成】 ＤＣ電源Ｅｂと第１のダイオードＤ１の直列
回路に並列に第１のコンデンサＣ１を接続する。主スイ
ッチＱ１に共振コンデンサＣｒを並列接続する。第２の
コイルＮ２の両端からＤＣ出力を取り出すように前記第
２のコイルに整流器ＤD を接続する。第３のコイルＮ３
を設け、第１のコンデンサＣ１と第３のダイオードＤ３
を介して接続する。さらに、主スイッチＱ１の両端の電
圧ＶQ1が略０となることを検出するゼロ電圧検出器３
と、主スイッチＱ１を流れる電流ＩQ1がゼロとなること
を検出する主スイッチ電流ゼロ検出器４，５と、主スイ
ッチＱ１をオフからオンにするタイミングをゼロ電圧検
出器３と主スイッチ電流ゼロ検出器４，５との出力によ
り制御するゼロクロス制御回路６，７，８とを設ける。
み、小型化可能であり、さらに、ノイズの発生が少な
く、また、ゼロクロススイッチングを達成すると共にメ
インスイッチに印加されるピーク電圧を低減する。 【構成】 ＤＣ電源Ｅｂと第１のダイオードＤ１の直列
回路に並列に第１のコンデンサＣ１を接続する。主スイ
ッチＱ１に共振コンデンサＣｒを並列接続する。第２の
コイルＮ２の両端からＤＣ出力を取り出すように前記第
２のコイルに整流器ＤD を接続する。第３のコイルＮ３
を設け、第１のコンデンサＣ１と第３のダイオードＤ３
を介して接続する。さらに、主スイッチＱ１の両端の電
圧ＶQ1が略０となることを検出するゼロ電圧検出器３
と、主スイッチＱ１を流れる電流ＩQ1がゼロとなること
を検出する主スイッチ電流ゼロ検出器４，５と、主スイ
ッチＱ１をオフからオンにするタイミングをゼロ電圧検
出器３と主スイッチ電流ゼロ検出器４，５との出力によ
り制御するゼロクロス制御回路６，７，８とを設ける。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路に関し、更に詳しくは、小型かつ安価に構成する
ことが出来るＤＣ−ＤＣコンバータ回路に関する。
タ回路に関し、更に詳しくは、小型かつ安価に構成する
ことが出来るＤＣ−ＤＣコンバータ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図７は、特開平２―６５６５９号公報に
開示されたＤＣ−ＤＣコンバータ回路を示す。このＤＣ
−ＤＣコンバータ回路５１では、トランジスタＴｒをオ
ンしてコイルＬに電流を流し、エネルギーをＤＣ電源Ｅ
ｂからコイルＬに蓄積する。次いで、トランジスタＴｒ
をオフすると、コイルＬと共振コンデンサＣにより共振
を生じる。コイルＬの電圧がＤＣ電源Ｅｂと逆向きにな
ると、コイルＬに蓄積されたエネルギーが、整流器ＤD
を通じて、ＤＣ出力として、平滑コンデンサＣFに移
り、さらに負荷ＲL に供給される。
開示されたＤＣ−ＤＣコンバータ回路を示す。このＤＣ
−ＤＣコンバータ回路５１では、トランジスタＴｒをオ
ンしてコイルＬに電流を流し、エネルギーをＤＣ電源Ｅ
ｂからコイルＬに蓄積する。次いで、トランジスタＴｒ
をオフすると、コイルＬと共振コンデンサＣにより共振
を生じる。コイルＬの電圧がＤＣ電源Ｅｂと逆向きにな
ると、コイルＬに蓄積されたエネルギーが、整流器ＤD
を通じて、ＤＣ出力として、平滑コンデンサＣFに移
り、さらに負荷ＲL に供給される。
【０００３】トランジスタＴｒのオン期間を調整するこ
とで、ＤＣ出力を安定化することが出来る。
とで、ＤＣ出力を安定化することが出来る。
【０００４】トランジスタＴｒをオフとしたときに、ス
イッチＳをオンとすると、コイルＬに蓄積されたエネル
ギーによる電流がダイオードＤを通して流れるので、こ
の間は共振が停止する。
イッチＳをオンとすると、コイルＬに蓄積されたエネル
ギーによる電流がダイオードＤを通して流れるので、こ
の間は共振が停止する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記従来のＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路５１は、フライバック方式であるため、
整流器ＤDを介して平滑コンデンサＣFに流れる充電電流
のピーク値が大きくなり、コイルＬ，整流器ＤD，平滑
コンデンサＣFの全てについて電流規格の大きなものを
使用しなければならない問題点がある。
コンバータ回路５１は、フライバック方式であるため、
整流器ＤDを介して平滑コンデンサＣFに流れる充電電流
のピーク値が大きくなり、コイルＬ，整流器ＤD，平滑
コンデンサＣFの全てについて電流規格の大きなものを
使用しなければならない問題点がある。
【０００６】また、トランジスタＴｒがオンしている期
間中にコイルＬに出力エネルギーの約２倍のエネルギー
を蓄積する必要があるため、コイルＬを小さくしなけれ
ばならない問題点がある。また、電流のピーク値が大き
いことから、ノイズの発生が多くなる問題点がある。
間中にコイルＬに出力エネルギーの約２倍のエネルギー
を蓄積する必要があるため、コイルＬを小さくしなけれ
ばならない問題点がある。また、電流のピーク値が大き
いことから、ノイズの発生が多くなる問題点がある。
【０００７】そこで、この発明の第１の目的は、小型化
可能でコストを低減することのでき、コイル，整流器等
の電流規格が小さくて済み、さらに、ノイズの発生の少
ないＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供することにある。
また、この発明の第２の目的は、完全なゼロクロススイ
ッチングを達成すると共に主スイッチに印加されるピー
ク電圧を低減することの出来るＤＣ−ＤＣコンバータ回
路を提供することにある。
可能でコストを低減することのでき、コイル，整流器等
の電流規格が小さくて済み、さらに、ノイズの発生の少
ないＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供することにある。
また、この発明の第２の目的は、完全なゼロクロススイ
ッチングを達成すると共に主スイッチに印加されるピー
ク電圧を低減することの出来るＤＣ−ＤＣコンバータ回
路を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】第１の観点では、この発
明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、ＤＣ電源と第１のコ
イルと主スイッチとを直列接続し、前記主スイッチに共
振コンデンサを並列接続し、前記主スイッチがオンの時
に前記第１のコイルまたはそれと磁気的に結合した第２
のコイルの両端からＤＣ出力を取り出すように前記第１
のコイルまたは前記第２のコイルに整流器を接続し、さ
らに、前記主スイッチの両端の電圧が略０となることを
検出するゼロ電圧検出器と、前記主スイッチを流れる電
流がゼロとなることを検出する主スイッチ電流ゼロ検出
器と、前記主スイッチをオフからオンにするタイミング
を前記ゼロ電圧検出器と前記主スイッチ電流ゼロ検出器
との出力により制御するゼロクロス制御回路とを設けた
ことを構成上の特徴とするものである。
明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、ＤＣ電源と第１のコ
イルと主スイッチとを直列接続し、前記主スイッチに共
振コンデンサを並列接続し、前記主スイッチがオンの時
に前記第１のコイルまたはそれと磁気的に結合した第２
のコイルの両端からＤＣ出力を取り出すように前記第１
のコイルまたは前記第２のコイルに整流器を接続し、さ
らに、前記主スイッチの両端の電圧が略０となることを
検出するゼロ電圧検出器と、前記主スイッチを流れる電
流がゼロとなることを検出する主スイッチ電流ゼロ検出
器と、前記主スイッチをオフからオンにするタイミング
を前記ゼロ電圧検出器と前記主スイッチ電流ゼロ検出器
との出力により制御するゼロクロス制御回路とを設けた
ことを構成上の特徴とするものである。
【０００９】第２の観点では、この発明のＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路は、上記構成に加えて、ＤＣ電源と前記第
１のコイルの間に第１のダイオードまたはインダクタを
介設すると共に、前記ＤＣ電源と前記第１のダイオード
またはインダクタの直列回路に並列に第１のコンデンサ
を接続したことを構成上の特徴とするものである。
ンバータ回路は、上記構成に加えて、ＤＣ電源と前記第
１のコイルの間に第１のダイオードまたはインダクタを
介設すると共に、前記ＤＣ電源と前記第１のダイオード
またはインダクタの直列回路に並列に第１のコンデンサ
を接続したことを構成上の特徴とするものである。
【００１０】第３の観点では、この発明のＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路は、上記第１の観点の構成または第２の観
点の構成に加えて、第１のコイルと磁気的に結合した第
３のコイルを設け、前記主スイッチがオフの時に前記共
振コンデンサの電圧の上昇を抑制する電流を前記第３の
コイルから前記ＤＣ電源または第１のコンデンサに流す
ように前記第３のコイルと前記ＤＣ電源または第１のコ
ンデンサとを第３のダイオードを介して接続したことを
構成上の特徴とするものである。
ンバータ回路は、上記第１の観点の構成または第２の観
点の構成に加えて、第１のコイルと磁気的に結合した第
３のコイルを設け、前記主スイッチがオフの時に前記共
振コンデンサの電圧の上昇を抑制する電流を前記第３の
コイルから前記ＤＣ電源または第１のコンデンサに流す
ように前記第３のコイルと前記ＤＣ電源または第１のコ
ンデンサとを第３のダイオードを介して接続したことを
構成上の特徴とするものである。
【００１１】
【作用】この発明の第１の観点によるＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路では、主スイッチがオンの時に整流器を介して
ＤＣ出力を取り出す方式（フォワード方式）である。こ
の方式では、スイッチング素子が１個で済むと共に、コ
イルや整流器に流れる電流のピーク値は小さくなり、電
流規格の小さなものを用いることが出来、小型化が可能
でコストを低減することが出来る。また、ゼロ検出器と
主スイッチ電流ゼロ検出器とによりゼロクロススイッチ
ングを完全に達成しており、電力のロスを少なく出来、
ノイズの発生も少なくなる。
ータ回路では、主スイッチがオンの時に整流器を介して
ＤＣ出力を取り出す方式（フォワード方式）である。こ
の方式では、スイッチング素子が１個で済むと共に、コ
イルや整流器に流れる電流のピーク値は小さくなり、電
流規格の小さなものを用いることが出来、小型化が可能
でコストを低減することが出来る。また、ゼロ検出器と
主スイッチ電流ゼロ検出器とによりゼロクロススイッチ
ングを完全に達成しており、電力のロスを少なく出来、
ノイズの発生も少なくなる。
【００１２】この発明の第２の観点によるＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路では、第１のダイオードまたはインダクタ
と第１のコンデンサとにより、主スイッチにかかるピー
ク電圧を抑制しており、耐圧の低い主スイッチを用いる
ことが出来る。
ンバータ回路では、第１のダイオードまたはインダクタ
と第１のコンデンサとにより、主スイッチにかかるピー
ク電圧を抑制しており、耐圧の低い主スイッチを用いる
ことが出来る。
【００１３】この発明の第３の観点によるＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路では、第３のコイルからＤＣ電源または第
１のコンデンサに第３のダイオードを介して電流を流す
ことで、主スイッチにかかるピーク電圧を一層抑制して
おり、さらに耐圧の低い主スイッチを用いることが出来
る。
ンバータ回路では、第３のコイルからＤＣ電源または第
１のコンデンサに第３のダイオードを介して電流を流す
ことで、主スイッチにかかるピーク電圧を一層抑制して
おり、さらに耐圧の低い主スイッチを用いることが出来
る。
【００１４】
【実施例】以下、図に示す実施例によりこの発明を説明
する。なお、これによりこの発明が限定されるものでは
ない。図１は、この発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の
一実施例の構成を示す電気回路図である。
する。なお、これによりこの発明が限定されるものでは
ない。図１は、この発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の
一実施例の構成を示す電気回路図である。
【００１５】このＤＣ−ＤＣコンバータ回路１では、Ｄ
Ｃ電源Ｅｂと，第１のダイオードＤ１と，第１のコイル
Ｎ１と，主スイッチＱ１とを直列に接続している。ま
た、前記ＤＣ電源Ｅｂと第１のダイオードＤ１の直列回
路に並列に第１のコンデンサＣ１を接続している。
Ｃ電源Ｅｂと，第１のダイオードＤ１と，第１のコイル
Ｎ１と，主スイッチＱ１とを直列に接続している。ま
た、前記ＤＣ電源Ｅｂと第１のダイオードＤ１の直列回
路に並列に第１のコンデンサＣ１を接続している。
【００１６】また、前記主スイッチＱ１に共振コンデン
サＣｒ（《Ｃ１）を並列接続すると共に、前記主スイッ
チＱ１と逆向きの電流を流す向きで第２のダイオードＤ
２を並列に接続している。
サＣｒ（《Ｃ１）を並列接続すると共に、前記主スイッ
チＱ１と逆向きの電流を流す向きで第２のダイオードＤ
２を並列に接続している。
【００１７】さらに、前記主スイッチＱ１がオンの時に
前記第１のコイルＮ１と磁気的に結合した第２のコイル
Ｎ２の両端からＤＣ出力を取り出すように、前記第２の
コイルＮ２に、整流器ＤD とフィルタＦと負荷ＲL とを
接続している。
前記第１のコイルＮ１と磁気的に結合した第２のコイル
Ｎ２の両端からＤＣ出力を取り出すように、前記第２の
コイルＮ２に、整流器ＤD とフィルタＦと負荷ＲL とを
接続している。
【００１８】また、前記第１のコイルＮ１と磁気的に結
合した第３のコイルＮ３を設け、前記主スイッチＱ１が
オフのときに、前記主スイッチＱ１の両端の電圧の上昇
を抑制する電流を、前記第３のコイルＮ３から前記第１
のコンデンサＣ１に流すように、前記第３のコイルＮ３
と前記第１のコンデンサＣ１とを、第３のダイオードＤ
３を介して接続している。
合した第３のコイルＮ３を設け、前記主スイッチＱ１が
オフのときに、前記主スイッチＱ１の両端の電圧の上昇
を抑制する電流を、前記第３のコイルＮ３から前記第１
のコンデンサＣ１に流すように、前記第３のコイルＮ３
と前記第１のコンデンサＣ１とを、第３のダイオードＤ
３を介して接続している。
【００１９】制御回路２は、ＤＣ出力を検出して、主ス
イッチＱ１のオン／オフを制御し、ＤＣ出力を安定化す
るものであり、ゼロ電圧検出器３と，電流センサ４と，
主スイッチ電流ゼロ検出器５と，遅延回路６と，ＡＮＤ
回路７と，パルス幅制御回路８とから構成されている。
イッチＱ１のオン／オフを制御し、ＤＣ出力を安定化す
るものであり、ゼロ電圧検出器３と，電流センサ４と，
主スイッチ電流ゼロ検出器５と，遅延回路６と，ＡＮＤ
回路７と，パルス幅制御回路８とから構成されている。
【００２０】ゼロ電圧検出器３は、主スイッチＱ１のコ
レクタ電圧ＶQ1が略ゼロの期間は“Ｈ”となるゼロ電圧
検出信号Ｖ２を出力する。
レクタ電圧ＶQ1が略ゼロの期間は“Ｈ”となるゼロ電圧
検出信号Ｖ２を出力する。
【００２１】電流センサ４は、変流器により構成されて
おり、主スイッチＱ１を流れる電流ＩQ1を感知する。主
スイッチ電流ゼロ検出回路５は、主スイッチＱ１を流れ
る電流ＩQ1が略ゼロの期間は“Ｈ”となるゼロ電流検出
信号を出力する。遅延回路６は、ゼロ電流検出信号を所
定時間τだけ遅延させた遅延ゼロ電流検出信号Ｖ１を出
力する。
おり、主スイッチＱ１を流れる電流ＩQ1を感知する。主
スイッチ電流ゼロ検出回路５は、主スイッチＱ１を流れ
る電流ＩQ1が略ゼロの期間は“Ｈ”となるゼロ電流検出
信号を出力する。遅延回路６は、ゼロ電流検出信号を所
定時間τだけ遅延させた遅延ゼロ電流検出信号Ｖ１を出
力する。
【００２２】ＡＮＤ回路７は、ゼロ電圧検出信号Ｖ２と
遅延ゼロ電流検出信号Ｖ１の論理積をとったオン起動信
号Ｖ３を出力する。
遅延ゼロ電流検出信号Ｖ１の論理積をとったオン起動信
号Ｖ３を出力する。
【００２３】パルス幅制御回路８は、主スイッチ駆動信
号Ｖb1を出力する。主スイッチ駆動信号Ｖb1は、オン起
動信号Ｖ３の“Ｈ”により“Ｈ”となり、フィードバッ
クされるＤＣ出力電圧Ｅｏにより“Ｈ”の期間が決るパ
ルス信号である。
号Ｖb1を出力する。主スイッチ駆動信号Ｖb1は、オン起
動信号Ｖ３の“Ｈ”により“Ｈ”となり、フィードバッ
クされるＤＣ出力電圧Ｅｏにより“Ｈ”の期間が決るパ
ルス信号である。
【００２４】次に、図２から図６までを参照してＤＣ−
ＤＣコンバータ回路１の動作について説明する。図２
は、このＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の動作を説明する
模式的タイムチャートである。
ＤＣコンバータ回路１の動作について説明する。図２
は、このＤＣ−ＤＣコンバータ回路１の動作を説明する
模式的タイムチャートである。
【００２５】―時刻ｔ１― 時刻ｔ１でオン起動信号Ｖ３が“Ｈ”になり、主スイッ
チ駆動信号Ｖb1が“Ｈ”になるため、主スイッチＱ１が
オンになる。
チ駆動信号Ｖb1が“Ｈ”になるため、主スイッチＱ１が
オンになる。
【００２６】―時刻ｔ１〜ｔ２― 図３は、時刻ｔ１〜ｔ２の間の等価回路である。主スイ
ッチＱ１がオンしており、主スイッチＱ１の電流ＩQ１
は次第に増加する。コイルＮ１の両端電圧ＶN1＝Ｅｂと
なる。主スイッチＱ１の両端電圧ＶQ1＝０になる。この
期間に負荷ＲLに電力が供給される。ゼロ電圧検出信号
Ｖ２は、“Ｈ”である。遅延ゼロ電流検出信号Ｖ１は、
時刻ｔ１からの遅延時間τは“Ｈ”であり、その後
“Ｌ”になる。パルス幅制御回路８の内部では、ランプ
電圧ＶPWM を発生すると共に、そのランプ電圧ＶPWM と
ＤＣ出力電圧Ｅｏとを比較している。
ッチＱ１がオンしており、主スイッチＱ１の電流ＩQ１
は次第に増加する。コイルＮ１の両端電圧ＶN1＝Ｅｂと
なる。主スイッチＱ１の両端電圧ＶQ1＝０になる。この
期間に負荷ＲLに電力が供給される。ゼロ電圧検出信号
Ｖ２は、“Ｈ”である。遅延ゼロ電流検出信号Ｖ１は、
時刻ｔ１からの遅延時間τは“Ｈ”であり、その後
“Ｌ”になる。パルス幅制御回路８の内部では、ランプ
電圧ＶPWM を発生すると共に、そのランプ電圧ＶPWM と
ＤＣ出力電圧Ｅｏとを比較している。
【００２７】―時刻ｔ２― パルス幅制御回路８の内部のランプ電圧ＶPWM とＤＣ出
力電圧Ｅｏとが一致し、パルス幅制御回路８は、主スイ
ッチ駆動信号Ｖb1を“Ｌ”とする。このため、主スイッ
チＱ１がオフになる。
力電圧Ｅｏとが一致し、パルス幅制御回路８は、主スイ
ッチ駆動信号Ｖb1を“Ｌ”とする。このため、主スイッ
チＱ１がオフになる。
【００２８】―時刻ｔ２〜ｔ３― 図４は、時刻ｔ２〜ｔ３の間の等価回路である。主スイ
ッチＱ１がオフになり、共振コンデンサＣｒが充電され
る。第１のコイルＮ１に加わる電圧ＶN1は、第１のコイ
ルＮ１のインダクタンスと共振コンデンサＣｒの容量に
より規定される共振にしたがって下降する。電圧ＶQ1
は、前記共振曲線にしたがって上昇する。電流ＩQ１
は、０になる。ゼロ電圧検出信号Ｖ２は、“Ｌ”にな
る。遅延ゼロ電流検出信号Ｖ１は、時刻ｔ２からの遅延
時間τは“Ｌ”であり、その後“Ｈ”になる。
ッチＱ１がオフになり、共振コンデンサＣｒが充電され
る。第１のコイルＮ１に加わる電圧ＶN1は、第１のコイ
ルＮ１のインダクタンスと共振コンデンサＣｒの容量に
より規定される共振にしたがって下降する。電圧ＶQ1
は、前記共振曲線にしたがって上昇する。電流ＩQ１
は、０になる。ゼロ電圧検出信号Ｖ２は、“Ｌ”にな
る。遅延ゼロ電流検出信号Ｖ１は、時刻ｔ２からの遅延
時間τは“Ｌ”であり、その後“Ｈ”になる。
【００２９】―時刻ｔ３〜ｔ４― 図５は、時刻ｔ３〜ｔ４の間の等価回路である。時刻ｔ
３で、第３のコイルＮ３で発生する電圧ＶN3がＥｂより
大きくなると、第３のダイオードＤ３がオンとなり、電
流ＩN3が流れる。時刻ｔ３は、コイルＮ１とコイルＮ３
の巻数比により決定される。この電流ＩN3が流れること
により、主スイッチＱ１の両端電圧ＶQ1は、第３のコイ
ルＮ３のインダクタンスと第１のコンデンサＣ１の容量
により規定される共振にしたがって変化するようにな
る。しかし、第１のコンデンサＣ１の容量が大きいた
め、実際には電圧ＶQ1はほとんど変化しない。このた
め、主スイッチＱ１に加わるピーク電圧が抑えられる。
時刻ｔ４で、第１のコイルＮ１に蓄積されたエネルギー
は、ほぼゼロとなる。
３で、第３のコイルＮ３で発生する電圧ＶN3がＥｂより
大きくなると、第３のダイオードＤ３がオンとなり、電
流ＩN3が流れる。時刻ｔ３は、コイルＮ１とコイルＮ３
の巻数比により決定される。この電流ＩN3が流れること
により、主スイッチＱ１の両端電圧ＶQ1は、第３のコイ
ルＮ３のインダクタンスと第１のコンデンサＣ１の容量
により規定される共振にしたがって変化するようにな
る。しかし、第１のコンデンサＣ１の容量が大きいた
め、実際には電圧ＶQ1はほとんど変化しない。このた
め、主スイッチＱ１に加わるピーク電圧が抑えられる。
時刻ｔ４で、第１のコイルＮ１に蓄積されたエネルギー
は、ほぼゼロとなる。
【００３０】―時刻ｔ４〜ｔ５― 図６は、時刻ｔ４〜ｔ５の間の等価回路である。共振コ
ンデンサＣｒに蓄積されたエネルギーが、第１のコイル
Ｎ１を通り、第１のコンデンサＣ１に戻される。主スイ
ッチＱ１の両端電圧ＶQ1は、第１のコイルＮ１のインダ
クタンスと共振コンデンサＣｒの容量により規定される
共振にしたがって下降する。
ンデンサＣｒに蓄積されたエネルギーが、第１のコイル
Ｎ１を通り、第１のコンデンサＣ１に戻される。主スイ
ッチＱ１の両端電圧ＶQ1は、第１のコイルＮ１のインダ
クタンスと共振コンデンサＣｒの容量により規定される
共振にしたがって下降する。
【００３１】―時刻ｔ５― 時刻ｔ５で、電圧ＶN1＝Ｅｂ，電圧ＶQ1＝０となる。ゼ
ロ電圧検出信号Ｖ２は、“Ｈ”になる。遅延ゼロ電流検
出信号Ｖ１は、“Ｈ”である。そこで、オン起動信号Ｖ
３が“Ｈ”になり、主スイッチ駆動信号Ｖb1が“Ｈ”に
なるため、主スイッチＱ１がオンになる。これは、時刻
ｔ１に相当する。すなわち、以後は上記動作の繰り返し
になる。
ロ電圧検出信号Ｖ２は、“Ｈ”になる。遅延ゼロ電流検
出信号Ｖ１は、“Ｈ”である。そこで、オン起動信号Ｖ
３が“Ｈ”になり、主スイッチ駆動信号Ｖb1が“Ｈ”に
なるため、主スイッチＱ１がオンになる。これは、時刻
ｔ１に相当する。すなわち、以後は上記動作の繰り返し
になる。
【００３２】なお、第２のダイオードＤ２は、主スイッ
チＱ１の両端に発生する負電圧を電源側に戻す役割のも
ので、無くてもよい。
チＱ１の両端に発生する負電圧を電源側に戻す役割のも
ので、無くてもよい。
【００３３】以上の説明から理解されるように、上記Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路１によれば、フォワード方式で
あるため、コイルＮ１や整流器ＤD を流れる電流のピー
ク値が小さくなり、電流規格の小さな部品を使えるよう
になる。また、負荷へ供給するエネルギーをコイルＮ１
に蓄積しないから、コイルＮ１として小型のものを用い
ることが出来るようになる。さらに、電流のピーク値が
小さいため、ノイズの発生が少なくなる。
Ｃ−ＤＣコンバータ回路１によれば、フォワード方式で
あるため、コイルＮ１や整流器ＤD を流れる電流のピー
ク値が小さくなり、電流規格の小さな部品を使えるよう
になる。また、負荷へ供給するエネルギーをコイルＮ１
に蓄積しないから、コイルＮ１として小型のものを用い
ることが出来るようになる。さらに、電流のピーク値が
小さいため、ノイズの発生が少なくなる。
【００３４】また、主スイッチＱ１に加わるピーク電圧
を抑制できるようになる。さらに、主スイッチＱ１の完
全なゼロクロススイッチングを実現しており、エネルギ
ーロスを生じないようになる。
を抑制できるようになる。さらに、主スイッチＱ１の完
全なゼロクロススイッチングを実現しており、エネルギ
ーロスを生じないようになる。
【００３５】他の実施例としては、第１のダイオードＤ
１をインダクタで置換したものが挙げられる。
１をインダクタで置換したものが挙げられる。
【００３６】
【発明の効果】この発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路に
よれば、フォワード方式であるため、電流規格の小さい
安価な部品を用いることが出来る。また、負荷へ供給す
るエネルギーをコイルに蓄積しないため、小型のコイル
を用いることが出来る。さらに、電流のピーク値が小さ
いため、ノイズの発生を少なく出来る。また、主スイッ
チに加わるピーク電圧を抑えることが出来ると共に完全
なゼロクロススイッチングを実現できる。
よれば、フォワード方式であるため、電流規格の小さい
安価な部品を用いることが出来る。また、負荷へ供給す
るエネルギーをコイルに蓄積しないため、小型のコイル
を用いることが出来る。さらに、電流のピーク値が小さ
いため、ノイズの発生を少なく出来る。また、主スイッ
チに加わるピーク電圧を抑えることが出来ると共に完全
なゼロクロススイッチングを実現できる。
【図１】この発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の一実施
例の構成を示す回路図である。
例の構成を示す回路図である。
【図２】図１の回路の各部の波形図である。
【図３】時刻ｔ１〜ｔ２の間の等価回路図である。
【図４】時刻ｔ２〜ｔ３の間の等価回路図である。
【図５】時刻ｔ３〜ｔ４の間の等価回路図である。
【図６】時刻ｔ４〜ｔ５の間の等価回路図である。
【図７】従来のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の構成を示す
回路図である。
回路図である。
１ ＤＣ−ＤＣコンバータ回路 ２ 制御回路 ３ ゼロ電圧検出器 ４ 電流センサ ５ 主スイッチ電流ゼロ検出回路 ６ 遅延回路 ７ ＡＮＤ回路 ８ パルス幅制御回路 Ｅｂ 直流電源 Ｄ１ 第１のダイオード Ｄ２ 第２のダイオード Ｄ３ 第３のダイオード Ｃｒ 共振コンデンサ Ｑ１ 主スイッチ Ｃ１ 第１のコンデンサ Ｎ１ 第１のコイル Ｎ２ 第２のコイル Ｎ３ 第３のコイル
Claims (4)
- 【請求項１】 ＤＣ電源と第１のコイルと主スイッチと
を直列接続し、前記主スイッチに共振コンデンサを並列
接続し、前記主スイッチがオンの時に前記第１のコイル
またはそれと磁気的に結合した第２のコイルの両端から
ＤＣ出力を取り出すように前記第１のコイルまたは前記
第２のコイルに整流器を接続し、さらに、前記主スイッ
チの両端の電圧が略０となることを検出するゼロ電圧検
出器と、前記主スイッチを流れる電流がゼロとなること
を検出する主スイッチ電流ゼロ検出器と、前記主スイッ
チをオフからオンにするタイミングを前記ゼロ電圧検出
器と前記主スイッチ電流ゼロ検出器との出力により制御
するゼロクロス制御回路とを設けたことを特徴とするＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路。 - 【請求項２】 請求項１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路に
おいて、前記ＤＣ電源と前記第１のコイルの間に第１の
ダイオードまたはインダクタを介設すると共に、前記Ｄ
Ｃ電源と前記第１のダイオードまたはインダクタの直列
回路に並列に第１のコンデンサを接続したことを特徴と
するＤＣ−ＤＣコンバータ回路。 - 【請求項３】 請求項１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路に
おいて、前記第１のコイルと磁気的に結合した第３のコ
イルを設け、前記主スイッチがオフの時に前記共振コン
デンサの電圧の上昇を抑制する電流を前記第３のコイル
から前記ＤＣ電源に流すように前記第３のコイルと前記
ＤＣ電源とを第３のダイオードを介して接続したことを
特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。 - 【請求項４】 請求項２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路に
おいて、前記第１のコイルと磁気的に結合した第３のコ
イルを設け、前記主スイッチがオフの時に前記共振コン
デンサの電圧の上昇を抑制する電流を前記第３のコイル
から前記第１のコンデンサに流すように前記第３のコイ
ルと前記第１のコンデンサとを第３のダイオードを介し
て接続したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15210291A JPH0630558A (ja) | 1991-06-25 | 1991-06-25 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15210291A JPH0630558A (ja) | 1991-06-25 | 1991-06-25 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0630558A true JPH0630558A (ja) | 1994-02-04 |
Family
ID=15533100
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15210291A Pending JPH0630558A (ja) | 1991-06-25 | 1991-06-25 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0630558A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0784374A2 (en) * | 1996-01-11 | 1997-07-16 | The Miller Group, Ltd. | Power supply |
| US6115273A (en) * | 1998-07-09 | 2000-09-05 | Illinois Tool Works Inc. | Power converter with low loss switching |
| US6865096B1 (en) | 1998-07-09 | 2005-03-08 | Illinois Tool Works Inc. | Power convertor with low loss switching |
| US8077488B2 (en) | 2007-10-17 | 2011-12-13 | Kawasaki Microelectronics, Inc. | Switching-type power-supply unit and a method of switching in power-supply unit |
| JP2013541927A (ja) * | 2010-09-03 | 2013-11-14 | オークランド ユニサービシズ リミテッド | 非接触給電ピックアップ回路 |
-
1991
- 1991-06-25 JP JP15210291A patent/JPH0630558A/ja active Pending
Cited By (10)
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| US6115273A (en) * | 1998-07-09 | 2000-09-05 | Illinois Tool Works Inc. | Power converter with low loss switching |
| US6426888B2 (en) | 1998-07-09 | 2002-07-30 | Illinois Tool Works Inc. | Power convertor with low loss switching |
| US6625046B2 (en) | 1998-07-09 | 2003-09-23 | Illinois Tool Works Inc. | Power convertor with low loss switching |
| US6865096B1 (en) | 1998-07-09 | 2005-03-08 | Illinois Tool Works Inc. | Power convertor with low loss switching |
| US7336512B2 (en) | 1998-07-09 | 2008-02-26 | Illinois Tool Works Inc. | Power convertor with low loss switching |
| US7778056B2 (en) | 1998-07-09 | 2010-08-17 | Geissler Steven J | Power converter with low loss switching |
| US8077488B2 (en) | 2007-10-17 | 2011-12-13 | Kawasaki Microelectronics, Inc. | Switching-type power-supply unit and a method of switching in power-supply unit |
| JP2013541927A (ja) * | 2010-09-03 | 2013-11-14 | オークランド ユニサービシズ リミテッド | 非接触給電ピックアップ回路 |
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