JPH0622549A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路Info
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- JPH0622549A JPH0622549A JP12415991A JP12415991A JPH0622549A JP H0622549 A JPH0622549 A JP H0622549A JP 12415991 A JP12415991 A JP 12415991A JP 12415991 A JP12415991 A JP 12415991A JP H0622549 A JPH0622549 A JP H0622549A
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- capacitor
- diode
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 コイル，整流器等の電流規格が小さくて済
み、小型化可能であり、さらに、ノイズの発生が少なく
また、ゼロクロススイッチングを達成すると共にメイン
スイッチに印加されるピーク電圧を低減したＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路を提供する。 【構成】 ＤＣ電源Ｅｂと第１のダイオードＤ１の直列
回路に並列に第１のコンデンサＣ１を接続する。主スイ
ッチＱ１に共振コンデンサＣｒを並列接続する。主スイ
ッチＱ１に第２のダイオードＤ２を並列に接続する。第
２のコイルＮ２の両端からＤＣ出力を取り出すように第
２のコイルに整流器ＤD を接続する。第３のコイルＮ３
を設け、第１のコンデンサＣ１と第３のダイオードＤ３
を介して接続する。さらに、主スイッチＱ１の両端電圧
ＶQ1が略０となることを検出するゼロ検出器５と，主ス
イッチＱ１をオフからオンにするタイミングをゼロ検出
器５の出力によって制御するゼロクロス制御回路６とを
設る。
み、小型化可能であり、さらに、ノイズの発生が少なく
また、ゼロクロススイッチングを達成すると共にメイン
スイッチに印加されるピーク電圧を低減したＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路を提供する。 【構成】 ＤＣ電源Ｅｂと第１のダイオードＤ１の直列
回路に並列に第１のコンデンサＣ１を接続する。主スイ
ッチＱ１に共振コンデンサＣｒを並列接続する。主スイ
ッチＱ１に第２のダイオードＤ２を並列に接続する。第
２のコイルＮ２の両端からＤＣ出力を取り出すように第
２のコイルに整流器ＤD を接続する。第３のコイルＮ３
を設け、第１のコンデンサＣ１と第３のダイオードＤ３
を介して接続する。さらに、主スイッチＱ１の両端電圧
ＶQ1が略０となることを検出するゼロ検出器５と，主ス
イッチＱ１をオフからオンにするタイミングをゼロ検出
器５の出力によって制御するゼロクロス制御回路６とを
設る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路に関し、更に詳しくは、小型かつ安価に構成する
ことが出来るＤＣ−ＤＣコンバータ回路に関する。
タ回路に関し、更に詳しくは、小型かつ安価に構成する
ことが出来るＤＣ−ＤＣコンバータ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図８は、特開平２―６５６５９号公報に
開示されたＤＣ−ＤＣコンバータ回路を示す。このＤＣ
−ＤＣコンバータ回路５１では、トランジスタＴｒをオ
ンしてコイルＬに電流を流し、エネルギーをＤＣ電源Ｅ
ｂからコイルＬに蓄積する。次いで、トランジスタＴｒ
をオフすると、コイルＬと共振コンデンサＣにより共振
を生じる。コイルＬの電圧がＤＣ電源Ｅｂと逆向きにな
ると、コイルＬに蓄積されたエネルギーが、整流器ＤD
を通じて、ＤＣ出力として、平滑コンデンサＣFに移
り、さらに負荷ＲLに供給される。
開示されたＤＣ−ＤＣコンバータ回路を示す。このＤＣ
−ＤＣコンバータ回路５１では、トランジスタＴｒをオ
ンしてコイルＬに電流を流し、エネルギーをＤＣ電源Ｅ
ｂからコイルＬに蓄積する。次いで、トランジスタＴｒ
をオフすると、コイルＬと共振コンデンサＣにより共振
を生じる。コイルＬの電圧がＤＣ電源Ｅｂと逆向きにな
ると、コイルＬに蓄積されたエネルギーが、整流器ＤD
を通じて、ＤＣ出力として、平滑コンデンサＣFに移
り、さらに負荷ＲLに供給される。
【０００３】トランジスタＴｒのオン・オフ周期を一定
とし、オン期間を調整することで、ＤＣ出力を安定化す
ることが出来る。トランジスタＴｒをオフとしたとき
に、スイッチＳをオンとすると、コイルＬに蓄積された
エネルギーによる電流がダイオードＤを通して流れるの
で、その間は共振が停止する。
とし、オン期間を調整することで、ＤＣ出力を安定化す
ることが出来る。トランジスタＴｒをオフとしたとき
に、スイッチＳをオンとすると、コイルＬに蓄積された
エネルギーによる電流がダイオードＤを通して流れるの
で、その間は共振が停止する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記従来のＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路５１は、フライバック方式であるため、
整流器ＤDを介して平滑コンデンサＣFに流れる充電電流
のピーク値が大きくなり、コイルＬ，整流器ＤD，平滑
コンデンサＣFの全てについて電流規格の大きなものを
使用しなければならない問題点がある。また、トランジ
スタＴｒがオンしている期間中にコイルＬに出力エネル
ギーの約２倍のエネルギーを蓄積する必要があるため、
コイルＬを小さくしなければならない問題点がある。ま
た、電流のピーク値が大きいことから、ノイズの発生が
多くなる問題点がある。そこで、この発明の第１の目的
は、小型化可能でコストを低減することができ、コイ
ル，整流器等の電流規格が小さくて済み、さらに、ノイ
ズの発生の少ないＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供する
ことにある。また、この発明の第２の目的は、ゼロクロ
ススイッチングを達成すると共にメインスイッチに印加
されるピーク電圧を低減することの出来るＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路を提供することにある。
コンバータ回路５１は、フライバック方式であるため、
整流器ＤDを介して平滑コンデンサＣFに流れる充電電流
のピーク値が大きくなり、コイルＬ，整流器ＤD，平滑
コンデンサＣFの全てについて電流規格の大きなものを
使用しなければならない問題点がある。また、トランジ
スタＴｒがオンしている期間中にコイルＬに出力エネル
ギーの約２倍のエネルギーを蓄積する必要があるため、
コイルＬを小さくしなければならない問題点がある。ま
た、電流のピーク値が大きいことから、ノイズの発生が
多くなる問題点がある。そこで、この発明の第１の目的
は、小型化可能でコストを低減することができ、コイ
ル，整流器等の電流規格が小さくて済み、さらに、ノイ
ズの発生の少ないＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供する
ことにある。また、この発明の第２の目的は、ゼロクロ
ススイッチングを達成すると共にメインスイッチに印加
されるピーク電圧を低減することの出来るＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】第１の観点では、この発
明は、ＤＣ電源と第１のコイルと主スイッチとを直列接
続し、前記主スイッチに共振コンデンサを並列接続し、
前記主スイッチと逆向きの電流を流す向きで第２のダイ
オードを前記主スイッチに並列に接続し、前記主スイッ
チがオンの時に前記第１のコイルまたはそれと磁気的に
結合した第２のコイルの両端からＤＣ出力を取り出すよ
うに前記第１のコイルまたは前記第２のコイルに整流器
を接続し、さらに、前記主スイッチの両端電圧が略０と
なることを検出するゼロ検出器と，前記主スイッチをオ
フからオンにするタイミングを前記ゼロ検出器の出力に
よって制御するゼロクロス制御回路とを設けたことを特
徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供する。
明は、ＤＣ電源と第１のコイルと主スイッチとを直列接
続し、前記主スイッチに共振コンデンサを並列接続し、
前記主スイッチと逆向きの電流を流す向きで第２のダイ
オードを前記主スイッチに並列に接続し、前記主スイッ
チがオンの時に前記第１のコイルまたはそれと磁気的に
結合した第２のコイルの両端からＤＣ出力を取り出すよ
うに前記第１のコイルまたは前記第２のコイルに整流器
を接続し、さらに、前記主スイッチの両端電圧が略０と
なることを検出するゼロ検出器と，前記主スイッチをオ
フからオンにするタイミングを前記ゼロ検出器の出力に
よって制御するゼロクロス制御回路とを設けたことを特
徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供する。
【０００６】第２の観点では、この発明は、上記構成に
加えて、前記ＤＣ電源と前記第１のコイルの間に第１の
ダイオードまたはインダクタを介設すると共に、前記Ｄ
Ｃ電源と前記第１のダイオードまたはインダクタの直列
回路に並列に第１のコンデンサを接続したことを特徴と
するＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供する。
加えて、前記ＤＣ電源と前記第１のコイルの間に第１の
ダイオードまたはインダクタを介設すると共に、前記Ｄ
Ｃ電源と前記第１のダイオードまたはインダクタの直列
回路に並列に第１のコンデンサを接続したことを特徴と
するＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供する。
【０００７】第３の観点では、この発明は、上記第１の
観点の構成または第２の観点の構成に加えて、前記第１
のコイルと磁気的に結合した第３のコイルを設け、前記
主スイッチがオフの時に前記共振コンデンサの電圧の上
昇を抑制する電流を前記第３のコイルから前記ＤＣ電源
または前記第１のコンデンサに流すよう前記第３のコイ
ルと前記ＤＣ電源または第１のコンデンサとを第３のダ
イオードを介して接続したことを特徴とするＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路を提供する。
観点の構成または第２の観点の構成に加えて、前記第１
のコイルと磁気的に結合した第３のコイルを設け、前記
主スイッチがオフの時に前記共振コンデンサの電圧の上
昇を抑制する電流を前記第３のコイルから前記ＤＣ電源
または前記第１のコンデンサに流すよう前記第３のコイ
ルと前記ＤＣ電源または第１のコンデンサとを第３のダ
イオードを介して接続したことを特徴とするＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路を提供する。
【０００８】
【作用】この発明の第１の観点によるＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路では、主スイッチがオンの時に整流器を介して
ＤＣ出力をとりだす方式（フォワード方式）である。こ
の方式では、スイッチング素子が１個で済むと共に、コ
イルや整流器に流れる電流のピーク値は小さくなり、電
流規格の小さなものを用いることができ、小型化可能で
コストを低減することができ、ノイズの発生も少なくな
る。また、ゼロ検出器とゼロクロス制御回路とによっ
て、ゼロクロススイッチングを完全に達成しており、電
力のロスを少なくできる。
ータ回路では、主スイッチがオンの時に整流器を介して
ＤＣ出力をとりだす方式（フォワード方式）である。こ
の方式では、スイッチング素子が１個で済むと共に、コ
イルや整流器に流れる電流のピーク値は小さくなり、電
流規格の小さなものを用いることができ、小型化可能で
コストを低減することができ、ノイズの発生も少なくな
る。また、ゼロ検出器とゼロクロス制御回路とによっ
て、ゼロクロススイッチングを完全に達成しており、電
力のロスを少なくできる。
【０００９】この発明の第２の観点によるＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路では、第１のダイオードまたはインダクタ
と第１のコンデンサとにより、主スイッチにかかるピー
ク電圧を抑制しており、規格の小さな主スイッチを用い
ることが出来る。
ンバータ回路では、第１のダイオードまたはインダクタ
と第１のコンデンサとにより、主スイッチにかかるピー
ク電圧を抑制しており、規格の小さな主スイッチを用い
ることが出来る。
【００１０】この発明の第３の観点によるＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路では、第３のコイルからＤＣ電源または第
１のコンデンサに第３のダイオードを介して電流を流す
ことで、主スイッチにかかるピーク電圧を一層抑制して
おり、規格の小さな主スイッチを用いることが出来る。
ンバータ回路では、第３のコイルからＤＣ電源または第
１のコンデンサに第３のダイオードを介して電流を流す
ことで、主スイッチにかかるピーク電圧を一層抑制して
おり、規格の小さな主スイッチを用いることが出来る。
【００１１】
【実施例】以下、図に示す実施例によりこの発明を説明
する。なお、これによりこの発明が限定されるものでは
ない。図１は、この発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の
一実施例の構成を示す電気回路図である。
する。なお、これによりこの発明が限定されるものでは
ない。図１は、この発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の
一実施例の構成を示す電気回路図である。
【００１２】このＤＣ−ＤＣコンバータ回路１では、Ｄ
Ｃ電源Ｅｂと，第１のダイオードＤ１と，第１のコイル
Ｎ１と，主スイッチＱ１とを直列に接続している。ま
た、前記ＤＣ電源Ｅｂと第１のダイオードＤ１の直列回
路に並列に第１のコンデンサＣ１を接続している。ま
た、前記主スイッチＱ１に、共振コンデンサＣｒ（《Ｃ
１）を並列接続するとともに、前記主スイッチＱ１と逆
向きの電流を流す向きで第２のダイオードＤ２を並列に
接続している。
Ｃ電源Ｅｂと，第１のダイオードＤ１と，第１のコイル
Ｎ１と，主スイッチＱ１とを直列に接続している。ま
た、前記ＤＣ電源Ｅｂと第１のダイオードＤ１の直列回
路に並列に第１のコンデンサＣ１を接続している。ま
た、前記主スイッチＱ１に、共振コンデンサＣｒ（《Ｃ
１）を並列接続するとともに、前記主スイッチＱ１と逆
向きの電流を流す向きで第２のダイオードＤ２を並列に
接続している。
【００１３】さらに、前記主スイッチＱ１がオンの時に
前記第１のコイルＮ１と磁気的に結合した第２のコイル
Ｎ２の両端からＤＣ出力を取り出すように、前記第２の
コイルＮ２に整流器ＤDとフィルタＦと負荷ＲLとを接続
している。
前記第１のコイルＮ１と磁気的に結合した第２のコイル
Ｎ２の両端からＤＣ出力を取り出すように、前記第２の
コイルＮ２に整流器ＤDとフィルタＦと負荷ＲLとを接続
している。
【００１４】また、前記第１のコイルＮ１と磁気的に結
合した第３のコイルＮ３を設け、前記主スイッチＱ１が
オフの時に前記主スイッチＱ１の両端電圧の上昇を抑制
する電流を前記第３のコイルＮ３から前記第１のコンデ
ンサＣ１に流すように、前記第３のコイルＮ３と前記第
１のコンデンサＣ１とを、第３のダイオードＤ３を介し
て接続している。
合した第３のコイルＮ３を設け、前記主スイッチＱ１が
オフの時に前記主スイッチＱ１の両端電圧の上昇を抑制
する電流を前記第３のコイルＮ３から前記第１のコンデ
ンサＣ１に流すように、前記第３のコイルＮ３と前記第
１のコンデンサＣ１とを、第３のダイオードＤ３を介し
て接続している。
【００１５】制御回路２は、ＤＣ出力を検出して、主ス
イッチＱ１のオン／オフを制御し、ＤＣ出力を安定化す
るものであり、誤差増幅器３と，パルス発生器４と，ゼ
ロ検出器５と，ゲート回路６とから構成されている。誤
差増幅器３は、ＤＣ出力と基準電圧の誤差を検出し、そ
の誤差信号をパルス発生器４へ出力する。パルス発生器
４は、図２に示すごとき矩形パルス波Ｖｐを発生してお
り、入力される誤差信号に応じてＴON時間を変化させ
る。ゼロ検出器５は、図２に示すごときゼロ検出信号Ｖ
ｚを出力する。ゼロ検出信号Ｖｚは、主スイッチＱ１の
コレクタ−エミッタ間電圧が略０の期間は“Ｈ”とな
り，略０でない期間は“Ｌ”となる。ゲート回路６は、
図２に示すように、前記ゼロ検出信号Ｖｚが“Ｈ”の間
は前記矩形パルス波Ｖｐを通し、前記ゼロ検出信号Ｖｚ
が“Ｌ”の間は“Ｌ”を出力する。
イッチＱ１のオン／オフを制御し、ＤＣ出力を安定化す
るものであり、誤差増幅器３と，パルス発生器４と，ゼ
ロ検出器５と，ゲート回路６とから構成されている。誤
差増幅器３は、ＤＣ出力と基準電圧の誤差を検出し、そ
の誤差信号をパルス発生器４へ出力する。パルス発生器
４は、図２に示すごとき矩形パルス波Ｖｐを発生してお
り、入力される誤差信号に応じてＴON時間を変化させ
る。ゼロ検出器５は、図２に示すごときゼロ検出信号Ｖ
ｚを出力する。ゼロ検出信号Ｖｚは、主スイッチＱ１の
コレクタ−エミッタ間電圧が略０の期間は“Ｈ”とな
り，略０でない期間は“Ｌ”となる。ゲート回路６は、
図２に示すように、前記ゼロ検出信号Ｖｚが“Ｈ”の間
は前記矩形パルス波Ｖｐを通し、前記ゼロ検出信号Ｖｚ
が“Ｌ”の間は“Ｌ”を出力する。
【００１６】次に、図２から図７までを参照してＤＣ―
ＤＣコンバータ回路１の動作について説明する。図２
は、このＤＣ―ＤＣコンバータ回路１の動作を説明する
模式的タイムチャートである。
ＤＣコンバータ回路１の動作について説明する。図２
は、このＤＣ―ＤＣコンバータ回路１の動作を説明する
模式的タイムチャートである。
【００１７】―時刻ｔ０〜ｔ１― 矩形パルス波Ｖｐが“Ｈ”になるが、ゼロ検出信号Ｖｚ
が“Ｌ”なので、主スイッチＱ１のベース電圧Ｖb1は
“Ｌ”となり、主スイッチＱ１はオフに維持されてい
る。
が“Ｌ”なので、主スイッチＱ１のベース電圧Ｖb1は
“Ｌ”となり、主スイッチＱ１はオフに維持されてい
る。
【００１８】―時刻ｔ１〜ｔ２― 主スイッチＱ１の両端電圧ＶQ1が略０に下がり、ゼロ検
出信号Ｖｚが“Ｈ”になるので、矩形パルス波Ｖｐの
“Ｈ”が主スイッチＱ１のベース電圧Ｖb1として加わ
り、主スイッチＱ１がオンになる。図３は、時刻ｔ１〜
ｔ２の間の等価回路である。主スイッチＱ１がオンして
おり、主スイッチＱ１の電流ＩQ１は次第に増加する。
コイルＮ１の両端電圧ＶN1＝Ｅｂとなる。主スイッチＱ
１の両端電圧ＶQ1＝０になる。この期間に負荷ＲLに電
力が供給される。
出信号Ｖｚが“Ｈ”になるので、矩形パルス波Ｖｐの
“Ｈ”が主スイッチＱ１のベース電圧Ｖb1として加わ
り、主スイッチＱ１がオンになる。図３は、時刻ｔ１〜
ｔ２の間の等価回路である。主スイッチＱ１がオンして
おり、主スイッチＱ１の電流ＩQ１は次第に増加する。
コイルＮ１の両端電圧ＶN1＝Ｅｂとなる。主スイッチＱ
１の両端電圧ＶQ1＝０になる。この期間に負荷ＲLに電
力が供給される。
【００１９】―時刻ｔ２〜ｔ４― 矩形パルス波Ｖｐが“Ｌ”になり、それが主スイッチＱ
１のベース電圧Ｖb1として加わり、主スイッチＱ１がオ
フになる。図４は、時刻ｔ２〜ｔ４の間の等価回路であ
る。主スイッチＱ１がオフになり、共振コンデンサＣｒ
が充電される。第１のコイルＮ１に加わる電圧ＶN1は、
第１のコイルＮ１のインダクタンスと共振コンデンサＣ
ｒの容量により規定される共振にしたがって下降する。
電圧ＶQ1は、前記共振曲線にしたがって上昇する。そこ
で、時刻ｔ３にゼロ検出信号Ｖｚが“Ｌ”になり、主ス
イッチＱ１のベース電圧Ｖb1は“Ｌ”に維持される。 ―時刻ｔ４〜ｔ５― 図５は、時刻ｔ４〜ｔ５の間の等価回路である。
１のベース電圧Ｖb1として加わり、主スイッチＱ１がオ
フになる。図４は、時刻ｔ２〜ｔ４の間の等価回路であ
る。主スイッチＱ１がオフになり、共振コンデンサＣｒ
が充電される。第１のコイルＮ１に加わる電圧ＶN1は、
第１のコイルＮ１のインダクタンスと共振コンデンサＣ
ｒの容量により規定される共振にしたがって下降する。
電圧ＶQ1は、前記共振曲線にしたがって上昇する。そこ
で、時刻ｔ３にゼロ検出信号Ｖｚが“Ｌ”になり、主ス
イッチＱ１のベース電圧Ｖb1は“Ｌ”に維持される。 ―時刻ｔ４〜ｔ５― 図５は、時刻ｔ４〜ｔ５の間の等価回路である。
【００２０】時刻ｔ４で、第３のコイルＮ３で発生する
電圧ＶN3がＥｂより大きくなると、第３のダイオードＤ
３がオンとなり、電流ＩN3が流れる。時刻ｔ４は、コイ
ルＮ１とコイルＮ３の巻数比により決定される。この電
流ＩN3が流れることにより、主スイッチＱ１の両端電圧
ＶQ1は、第３のコイルＮ３のインダクタンスと第１のコ
ンデンサＣ１の容量により規定される共振にしたがって
変化するようになる。しかし、第１のコンデンサＣ１の
容量が大きいため、実際には電圧ＶQ1はほとんど変化し
ない。このため、主スイッチＱ１に加わるピーク電圧が
抑えられる。時刻ｔ５で、第１のコイルＮ１に蓄積され
たエネルギーは、ほぼゼロとなる。
電圧ＶN3がＥｂより大きくなると、第３のダイオードＤ
３がオンとなり、電流ＩN3が流れる。時刻ｔ４は、コイ
ルＮ１とコイルＮ３の巻数比により決定される。この電
流ＩN3が流れることにより、主スイッチＱ１の両端電圧
ＶQ1は、第３のコイルＮ３のインダクタンスと第１のコ
ンデンサＣ１の容量により規定される共振にしたがって
変化するようになる。しかし、第１のコンデンサＣ１の
容量が大きいため、実際には電圧ＶQ1はほとんど変化し
ない。このため、主スイッチＱ１に加わるピーク電圧が
抑えられる。時刻ｔ５で、第１のコイルＮ１に蓄積され
たエネルギーは、ほぼゼロとなる。
【００２１】―時刻ｔ５〜ｔ６― 図６は、時刻ｔ５〜ｔ６の間の等価回路である。共振コ
ンデンサＣｒに蓄積されたエネルギーが、第１のコイル
Ｎ１を通り、第１のコンデンサＣ１に戻される。主スイ
ッチＱ１の両端電圧ＶQ1は、第１のコイルＮ１のインダ
クタンスと共振コンデンサＣｒの容量により規定される
共振にしたがって下降する。時刻ｔ６で、電圧ＶN1＝Ｅ
ｂ，電圧ＶQ1＝０となる。時刻ｔ５〜ｔ６の間に、矩形
パルス波Ｖｐが“Ｈ”になるが、ゼロ検出信号Ｖｚが
“Ｌ”なので、主スイッチＱ１のベース電圧Ｖb1は
“Ｌ”となり、主スイッチＱ１はオフに維持されてい
る。時刻ｔ５〜ｔ６の間で矩形パルス波Ｖｐが“Ｈ”に
なる時刻が上記ｔ０に相当し、上記時刻ｔ６が上記時刻
ｔ１に相当する。すなわち、以後は上記動作の繰り返し
になる。
ンデンサＣｒに蓄積されたエネルギーが、第１のコイル
Ｎ１を通り、第１のコンデンサＣ１に戻される。主スイ
ッチＱ１の両端電圧ＶQ1は、第１のコイルＮ１のインダ
クタンスと共振コンデンサＣｒの容量により規定される
共振にしたがって下降する。時刻ｔ６で、電圧ＶN1＝Ｅ
ｂ，電圧ＶQ1＝０となる。時刻ｔ５〜ｔ６の間に、矩形
パルス波Ｖｐが“Ｈ”になるが、ゼロ検出信号Ｖｚが
“Ｌ”なので、主スイッチＱ１のベース電圧Ｖb1は
“Ｌ”となり、主スイッチＱ１はオフに維持されてい
る。時刻ｔ５〜ｔ６の間で矩形パルス波Ｖｐが“Ｈ”に
なる時刻が上記ｔ０に相当し、上記時刻ｔ６が上記時刻
ｔ１に相当する。すなわち、以後は上記動作の繰り返し
になる。
【００２２】なお、時刻ｔ６より後にベース電圧Ｖb1が
“Ｈ”で主スイッチＱ１がオンしない場合がある。その
場合の等価回路を図７に示す。時刻ｔ６を過ぎて電圧Ｖ
Q1が負になろうとすると、第２のダイオードＤ２がオン
になり、電流ＩDrが流れる。そこで、電圧ＶQ1＝０に維
持される。やがて、電圧ＶQ1が正になると、既にベース
電圧Ｖb1が“Ｈ”なので、主スイッチＱ１はオンにな
る。この時刻が上記時刻ｔ１に相当する。すなわち、以
後は上記動作の繰り返しになる。
“Ｈ”で主スイッチＱ１がオンしない場合がある。その
場合の等価回路を図７に示す。時刻ｔ６を過ぎて電圧Ｖ
Q1が負になろうとすると、第２のダイオードＤ２がオン
になり、電流ＩDrが流れる。そこで、電圧ＶQ1＝０に維
持される。やがて、電圧ＶQ1が正になると、既にベース
電圧Ｖb1が“Ｈ”なので、主スイッチＱ１はオンにな
る。この時刻が上記時刻ｔ１に相当する。すなわち、以
後は上記動作の繰り返しになる。
【００２３】以上の説明から理解されるように、上記Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路１によれば、フォワード方式で
あるため、コイルＮ１や整流器ＤD を流れる電流のピー
ク値が小さくなり、電流規格の小さな部品を使えるよう
になる。また、負荷へ供給するエネルギーをコイルＮ１
に蓄積しないから、コイルＮ１として小型のものを用い
ることが出来るようになる。さらに、電流のピーク値が
小さいため、ノイズの発生が少なくなる。
Ｃ−ＤＣコンバータ回路１によれば、フォワード方式で
あるため、コイルＮ１や整流器ＤD を流れる電流のピー
ク値が小さくなり、電流規格の小さな部品を使えるよう
になる。また、負荷へ供給するエネルギーをコイルＮ１
に蓄積しないから、コイルＮ１として小型のものを用い
ることが出来るようになる。さらに、電流のピーク値が
小さいため、ノイズの発生が少なくなる。
【００２４】また、主スイッチＱ１に加わるピーク電圧
を抑制できるようになる。さらに、主スイッチＱ１のゼ
ロクロススイッチングを実現しており、エネルギーロス
を生じないようになる。
を抑制できるようになる。さらに、主スイッチＱ１のゼ
ロクロススイッチングを実現しており、エネルギーロス
を生じないようになる。
【００２５】他の実施例としては、第１のダイオードＤ
１をインダクタで置換したものが挙げられる。
１をインダクタで置換したものが挙げられる。
【００２６】
【発明の効果】この発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路に
よれば、フォワード方式であるため、電流規格の小さい
安価な部品を用いることが出来る。また、負荷へ供給す
るエネルギーをコイルに蓄積しないため、小型のコイル
を用いることが出来る。さらに、電流のピーク値が小さ
いため、ノイズの発生を少なく出来る。また、主スイッ
チに加わるピーク電圧を抑えることが出来ると共にゼロ
クロススイッチングを実現できる。
よれば、フォワード方式であるため、電流規格の小さい
安価な部品を用いることが出来る。また、負荷へ供給す
るエネルギーをコイルに蓄積しないため、小型のコイル
を用いることが出来る。さらに、電流のピーク値が小さ
いため、ノイズの発生を少なく出来る。また、主スイッ
チに加わるピーク電圧を抑えることが出来ると共にゼロ
クロススイッチングを実現できる。
【図１】この発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の一実施
例の構成を示す回路図である。
例の構成を示す回路図である。
【図２】図１の回路の各部の波形図である。
【図３】時刻ｔ１〜ｔ２の間の等価回路図である。
【図４】時刻ｔ２〜ｔ４の間の等価回路図である。
【図５】時刻ｔ４〜ｔ５の間の等価回路図である。
【図６】時刻ｔ５〜ｔ６の間の等価回路図である。
【図７】時刻ｔ６〜ｔ７の間の等価回路図である。
【図８】従来のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の構成を示す
回路図である。
回路図である。
１ ＤＣ−ＤＣコンバータ回路 ２ 制御回路 ３ 誤差増幅器 ４ パルス発生器 ５ ゼロ検出器 ６ ゲート回路 Ｅｂ 直流電源 Ｄ１ 第１のダイオード Ｄ２ 第２のダイオード Ｄ３ 第３のダイオード Ｃｒ 共振コンデンサ Ｑ１ 主スイッチ Ｃ１ 第１のコンデンサ Ｎ１ 第１のコイル Ｎ２ 第２のコイル Ｎ３ 第３のコイル
Claims (4)
- 【請求項１】 ＤＣ電源と第１のコイルと主スイッチと
を直列接続し、前記主スイッチに共振コンデンサを並列
接続し、前記主スイッチと逆向きの電流を流す向きで第
２のダイオードを前記主スイッチに並列に接続し、前記
主スイッチがオンの時に前記第１のコイルまたはそれと
磁気的に結合した第２のコイルの両端からＤＣ出力を取
り出すように前記第１のコイルまたは前記第２のコイル
に整流器を接続し、さらに、前記主スイッチの両端電圧
が略０となることを検出するゼロ検出器と，前記主スイ
ッチをオフからオンにするタイミングを前記ゼロ検出器
の出力によって制御するゼロクロス制御回路とを設けた
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。 - 【請求項２】 請求項１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路に
おいて、前記ＤＣ電源と前記第１のコイルの間に第１の
ダイオードまたはインダクタを介設すると共に、前記Ｄ
Ｃ電源と前記第１のダイオードまたはインダクタの直列
回路に並列に第１のコンデンサを接続したことを特徴と
するＤＣ−ＤＣコンバータ回路。 - 【請求項３】 請求項１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路に
おいて、前記第１のコイルと磁気的に結合した第３のコ
イルを設け、前記主スイッチがオフの時に前記共振コン
デンサの電圧の上昇を抑制する電流を前記第３のコイル
から前記ＤＣ電源に流すよう前記第３のコイルと前記Ｄ
Ｃ電源とを第３のダイオードを介して接続したことを特
徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。 - 【請求項４】 請求項２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路に
おいて、前記第１のコイルと磁気的に結合した第３のコ
イルを設け、前記主スイッチがオフの時に前記共振コン
デンサの電圧の上昇を抑制する電流を前記第３のコイル
から前記第１のコンデンサに流すよう前記第３のコイル
と前記第１のコンデンサとを第３のダイオードを介して
接続したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12415991A JPH0622549A (ja) | 1991-05-29 | 1991-05-29 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12415991A JPH0622549A (ja) | 1991-05-29 | 1991-05-29 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0622549A true JPH0622549A (ja) | 1994-01-28 |
Family
ID=14878405
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12415991A Pending JPH0622549A (ja) | 1991-05-29 | 1991-05-29 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0622549A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006271195A (ja) * | 2005-03-23 | 2006-10-05 | Samsung Electronics Co Ltd | 高電圧発生装置，高電圧発生方法，ａｓｉｃチップおよび画像形成装置 |
-
1991
- 1991-05-29 JP JP12415991A patent/JPH0622549A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006271195A (ja) * | 2005-03-23 | 2006-10-05 | Samsung Electronics Co Ltd | 高電圧発生装置，高電圧発生方法，ａｓｉｃチップおよび画像形成装置 |
| JP4516540B2 (ja) * | 2005-03-23 | 2010-08-04 | 三星電子株式会社 | 高電圧発生装置，高電圧発生方法，ａｓｉｃチップおよび画像形成装置 |
| US7986534B2 (en) | 2005-03-23 | 2011-07-26 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus to generate high voltage by digital control and method thereof |
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