JP2002101645A - 昇圧型スイッチング電源装置 - Google Patents

昇圧型スイッチング電源装置

Info

Publication number
JP2002101645A
JP2002101645A JP2000285548A JP2000285548A JP2002101645A JP 2002101645 A JP2002101645 A JP 2002101645A JP 2000285548 A JP2000285548 A JP 2000285548A JP 2000285548 A JP2000285548 A JP 2000285548A JP 2002101645 A JP2002101645 A JP 2002101645A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
power supply
diode
switching power
node
switch
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2000285548A
Other languages
English (en)
Other versions
JP3425418B2 (ja
Inventor
Kazuyuki Ito
一行 伊藤
Katsuaki Tanaka
克明 田中
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
TDK Corp
Original Assignee
TDK Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by TDK Corp filed Critical TDK Corp
Priority to JP2000285548A priority Critical patent/JP3425418B2/ja
Priority to PCT/JP2001/008135 priority patent/WO2002025798A1/ja
Priority to CNB018028055A priority patent/CN100481690C/zh
Priority to US10/380,262 priority patent/US7049793B2/en
Publication of JP2002101645A publication Critical patent/JP2002101645A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP3425418B2 publication Critical patent/JP3425418B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 スイッチングロスの少ない昇圧型スイッチン
グ電源装置を提供する。 【解決手段】 直流電源２の一端と平滑用の第１のコン
デンサ５の一端との間に直列に接続されたコイル部分３
ａ及び第１のダイオード４と、コイル部分３ａと第１の
ダイオード４との節点Ａと直流電源２の他端との間に接
続された第１のスイッチ素子８と、節点Ａと直流電源２
の他端との間に直列に接続された第２の磁気素子７及び
第２のスイッチ素子９と、第２の磁気素子７と第２のス
イッチ素子９との節点と上記節点Ａとの間に直列に接続
された第２のダイオード１０及び第２のコンデンサ１１
とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、昇圧型スイッチング電
源装置に関し、さらに詳細には、入力電圧よりも高い出
力電圧を得ることのできる昇圧型スイッチング電源装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】入力電圧よりも高い出力電圧を得ること
のできる昇圧型スイッチング電源装置としては、例えば
特許第２，５１２，６７０号公報の第１図に記載された
回路が知られている。この回路は、入力電源、磁気コイ
ル及びスイッチ手段からなる第１の閉回路と、入力電
源、ダイオード及び平滑用コンデンサからなる第２の閉
回路からなり、スイッチ手段がオンしている状態では入
力電源、磁気コイル及びスイッチ手段からなる第１の閉
回路に電流が流れて磁気コイルを励磁し、スイッチ手段
がオフしている状態では入力電源、ダイオード及び平滑
用コンデンサからなる第２の閉回路に電流が流れて、磁
気コイルに蓄積された励磁エネルギーが放出され、平滑
用コンデンサを充電する。これにより出力端である平滑
用コンデンサの両端には、入力電源の電圧よりも高い出
力電圧が現れる。
【０００３】上述した昇圧型スイッチング電源装置にお
いては、通常は、スイッチ手段をオンオフする周期、す
なわち駆動周波数を一定とし、一周期内でスイッチ手段
がオン状態にある時比率（デューティ）を制御すること
によって出力電圧を安定化する。この装置の作動は上述
の特許の明細書中に詳細に説明されているため、詳細な
説明は省略する。
【０００４】上述の昇圧型スイッチング電源装置におけ
る大きな問題点として、リカバリ電流の発生が挙げられ
る。すなわち、スイッチ手段のオフ状態では、ダイオー
ドには入力電流に等しい電流が流れているが、この状態
でスイッチ手段がオンされると、ダイオードに流れる電
流が急激に減少するため、ダイオードの特性上、僅かの
時間、逆方向に電流が流れ、リカバリ電流となる。この
リカバリ電流は、スイッチ手段がオンされる直前にダイ
オードに流れていた電流の大きさと、スイッチ手段がオ
ンされることによりダイオードを流れる電流が減少する
減少速度に比例して大きくなる。上述の昇圧型スイッチ
ング電源装置では、ダイオードを流れる電流の減少速度
を制限する要因となるものは、回路に含まれる寄生イン
ピーダンスとスイッチ手段がオフからオンに移る間の抵
抗分しかないので、ダイオードを流れる電流の減少速度
は非常に早く、その結果、非常に大きなリカバリ電流が
生じることになる。このリカバリ電流は、スイッチング
ロスを生じさせるため、昇圧型スイッチング電源装置の
効率を低下させる原因となる。さらに、このスイッチン
グロスはスイッチ手段のオンオフごとに発生するため、
駆動周波数に比例して大きくなる。このため、昇圧型ス
イッチング電源装置の小型化のために、駆動周波数を高
める試みの妨げとなってしまう。さらに、リカバリ電流
は非常に急峻なパルス波形であるため、リカバリ電流が
回路に流れると大きなノイズを発生し、高度なノイズ対
策が必要となる。
【０００５】上記特許第２，５１２，６７０号公報に記
載された昇圧型スイッチング電源装置の上記問題を解決
するための手法としては、様々な手法が提案されてい
る。その一つが、ＷＯ９８／３５４３２号公報に記載さ
れた昇圧型スイッチング電源装置である。
【０００６】ＷＯ９８／３５４３２号公報に記載された
昇圧型スイッチング電源装置は、入力電源、磁気コイル
（第１の磁気コイル）及びスイッチ手段からなる第１の
閉回路に第２の磁気コイルを挿入するというものであ
り、第２の磁気コイルを介在させることによって、スイ
ッチ手段がオフからオンに変化した際にスイッチ手段に
流れる電流の増加速度を制限している。これによって、
スイッチ手段がオフからオンに変化した際にダイオード
を流れる電流の減少速度が遅くなり、リカバリ電流の発
生を効果的に抑制することができる。
【０００７】しかしながら、ＷＯ９８／３５４３２号公
報に記載された昇圧型スイッチング電源装置では、主と
なる第１の磁気コイルを励磁するための第１の閉回路内
に第２の磁気コイルを挿入しているため、第１の磁気コ
イルを励磁するための電流が常に第２の磁気コイルを流
れることになり、昇圧型スイッチング電源装置の効率を
低下させてしまうという新たな問題が生じてしまう。し
かも、第２の磁気コイルには大電流が流れるため、その
形状を大きくする必要があり、装置全体の小型化を阻害
してしまう。
【０００８】上記特許第２，５１２，６７０号公報に記
載された昇圧型スイッチング電源装置の上記問題を解決
するための別の手法として、米国特許第５，４１８，７
０４号公報に記載された昇圧型スイッチング電源装置が
ある。
【０００９】米国特許第５，４１８，７０４号公報に記
載された昇圧型スイッチング電源装置は、第２の磁気コ
イル及び第２のスイッチ手段の直列体を、スイッチ手段
（第１のスイッチ手段）と並列に接続することによっ
て、平滑用コンデンサ、第２の磁気コイル及び第２のス
イッチ手段からなる第３の閉回路を構成し、第１のスイ
ッチ手段がオフからオンに変化する直前に第２のスイッ
チ手段がオフからオンに変化させている。このように、
同公報に記載された昇圧型スイッチング電源装置におい
ては、主となる第１のスイッチ手段がオフからオンに変
化する直前に、補助スイッチである第２のスイッチ手段
をオフからオンに変化させているため、第１のスイッチ
手段には実質的にリカバリ電流が流入せず、このため、
第１のスイッチ手段にて生じるスイッチングロスが低減
されている。さらに、第３の閉回路には第２の磁気コイ
ルが含まれているので、第２のスイッチ手段がオフから
オンに遷移する際に生じるスイッチングロスも低減され
ている。
【００１０】しかしながら、米国特許第５，４１８，７
０４号公報に記載された昇圧型スイッチング電源装置で
は、第２のスイッチ手段がオンからオフに遷移する場
合、電流を流しながらターンオフするハードスイッチン
グ動作となるので、第２のスイッチ手段にターンオフ損
失が生じてしまう。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来よ
り、リカバリ電流によるスイッチングロスを低減するた
めに種々の手法が試みられているものの、これら手法に
よる昇圧型スイッチング電源装置には上述した問題点が
あったため、よりスイッチングロスの少ない昇圧型スイ
ッチング電源装置が望まれていた。
【００１２】したがって、本発明の目的は、よりスイッ
チングロスの少ない昇圧型スイッチング電源装置を提供
することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明のかかる目的は、
電源の一端と平滑用の第１のコンデンサの一端との間に
直列に接続された第１の磁気素子及び第１のダイオード
と、前記第１の磁気素子と前記第１のダイオードとの節
点である第１の節点と前記電源の他端との間に接続され
た第１のスイッチ素子と、前記第１の節点と前記電源の
前記他端との間に直列に接続された第２の磁気素子及び
第２のスイッチ素子と、前記第２の磁気素子と前記第２
のスイッチ素子との節点である第２の節点と前記第１の
節点との間に直列に接続された第２のダイオード及び第
２のコンデンサとを備える昇圧型スイッチング電源装置
によって達成される。
【００１４】本発明によれば、第２のスイッチ手段がオ
ンする際には、第２の磁気素子によって第２のスイッチ
手段を流れる電流の増加が抑制される一方、第２のスイ
ッチ手段がオフする際には、第２のコンデンサの充電に
よって第２のスイッチ手段の両端の電圧の増加が抑制さ
れるため、第２のスイッチ手段がオンオフすることによ
るスイッチングロスを大幅に低減することができる。さ
らに、第２のスイッチ手段がオンした後に第１のスイッ
チ手段をオンさせることにより、第１のスイッチ手段が
オンする際のスイッチングロスが大幅に低減され、ま
た、第１のスイッチ手段がオフする際には、第２のコン
デンサの放電によって第１のスイッチ手段の両端の電圧
の増加が抑制される。このため、第１のスイッチ手段が
オンオフすることによるスイッチングロスも大幅に低減
することができる。
【００１５】本発明の好ましい実施態様においては、前
記第２のダイオードと前記第２のコンデンサとの節点で
ある第３の節点と前記第１のコンデンサの前記一端との
間に接続された第３のダイオードをさらに備える。
【００１６】本発明の好ましい実施態様によれば、第３
の節点と第１のコンデンサの一端との間に接続された第
３のダイオードを備えているため、第２のスイッチ手段
がオフし、第２のコンデンサの充電が完了した後は、第
３のダイオードを経由して出力に電流が流れ、また、第
１のスイッチ手段がオフし、第２のコンデンサの放電す
る際には、第３のダイオードを経由して出力に電流が流
れるため、エネルギーを効果的に出力に回生することが
できる。
【００１７】本発明のさらに好ましい実施態様において
は、前記第１の節点と前記第２の磁気素子との間に挿入
された第３の磁気素子をさらに備え、前記第１の磁気素
子と前記第３の磁気素子とは、同一の磁心に巻かれた巻
線によって構成される互いに逆極性の磁気素子である。
【００１８】本発明のさらに好ましい実施態様によれ
ば、第２のダイオードのリカバリ電流によって逆方向に
励磁された第２の磁気素子を速やかにリセットすること
ができ、また、そのエネルギーを第１の磁気素子を介し
て入力に回生することが可能となる。
【００１９】本発明のさらに好ましい実施態様において
は、前記第１の磁気素子は、前記第３の磁気素子よりも
大きいインダクタを有する。
【００２０】本発明のさらに好ましい実施態様によれ
ば、第３の磁気素子を小型化することが可能となる。
【００２１】本発明のさらに好ましい実施態様において
は、前記第２の節点と前記第２のダイオードとの間に挿
入された第４のダイオードと、前記第２のダイオードと
前記第４のダイオードとの節点である第４の節点と前記
電源の前記他端との間に接続された第３のコンデンサと
をさらに備える。
【００２２】本発明のさらに好ましい実施態様によれ
ば、第２のスイッチ素子がオフする際、第２のスイッチ
素子の両端間に印加される電圧の上昇は一層制限される
ため、第２のスイッチ素子がオフする際のスイッチング
ロスをさらに低減することができる。
【００２３】本発明のさらに好ましい実施態様において
は、前記第１及び第２のスイッチ手段の導通状態を制御
する制御回路をさらに備え、前記制御回路は、前記第１
のスイッチ手段をオンさせるに先立って前記第２のスイ
ッチ手段をオンさせるとともに、前記第１の節点の電圧
が前記電源の前記他端の電圧よりも低下したことに応答
して前記第１のスイッチ手段をオンさせる。
【００２４】本発明のさらに好ましい実施態様によれ
ば、制御回路による制御により、第１の節点の電圧が電
源の他端の電圧よりも低下したことに応答して第１のス
イッチをオンさせているので、第１のスイッチがオンす
る際のスイッチングロスを低減することができる。
【００２５】
【発明の好ましい実施の形態】以下、添付図面に基づ
き、本発明の好ましい実施態様について詳細に説明す
る。
【００２６】図１は、本発明の好ましい実施態様にかか
る昇圧型スイッチング電源装置１の回路図である。
【００２７】図１に示されるように、本実施態様にかか
る昇圧型スイッチング電源装置１は、直流電源２と、コ
イル部分３ａ及び３ｂに分割されコイル部分３ａが直流
電源２の正側端子に接続された第１の磁気素子３と、コ
イル部分３ａと３ｂとの節点にアノードが接続された第
１のダイオード４と、第１のダイオード４のカソードと
直流電源２の負側端子との間に接続された出力平滑用の
第１のコンデンサ５と、出力平滑用コンデンサ５の両端
間に接続された負荷抵抗６と、一端がコイル部分３ｂに
接続された第２の磁気素子７と、第１のダイオード４の
アノードと直流電源２の負側端子との間に接続された第
１のスイッチ素子８と、第２の磁気素子７の他端と直流
電源２の負側端子との間に接続された第２のスイッチ素
子９と、アノードが第２の磁気素子７の他端に接続され
た第２のダイオード１０と、第１のダイオード４のアノ
ードと第２のダイオード１０のカソードとの間に接続さ
れた第２のコンデンサ１１と、アノードが第２のダイオ
ード１０のカソードに接続されカソードが第１のダイオ
ード４のカソードに接続された第３のダイオード１２
と、第１のスイッチ素子８に対して逆方向に並列接続さ
れた第４のダイオード１３と、第２のスイッチ素子９に
対して逆方向に並列接続された第５のダイオード１４
と、第４のダイオード１３に流れる電流ＩＤ４を検出す
る電流検出素子１５と、第１のスイッチ素子８及び第２
のスイッチ素子９のオンオフを制御する制御回路１６と
を備える。本実施態様にかかる昇圧型スイッチング電源
装置１においては、図１に示されるように、第１のスイ
ッチ素子８及び第２のスイッチ素子９としてバイポーラ
トランジスタを用いている。
【００２８】ここで、第１の磁気素子３がコイル部分３
ａとコイル部分３ｂに分割されているということは、コ
イル部分３ａとコイル部分３ｂが同一の磁心に巻かれた
巻線によって構成されることを意味する。また、第１の
磁気素子３は、コイル部分３ａとコイル部分３ｂとが互
いに逆極性となるように巻線方向が定められる。さら
に、コイル部分３ａには、コイル部分３ｂより十分に大
きいインダクタンスが与えられている。
【００２９】次に、以上のような回路構成を有する昇圧
型スイッチング電源装置１の昇圧動作について、図２に
示されるタイミングチャートを参照しながら詳細に説明
する。
【００３０】まず、第１のスイッチ素子８及び第２のス
イッチ素子９がいずれもオフしている状態においては
（時刻ｔ０以前）、第１のスイッチ素子８の両端に印加
されている電圧、すなわち節点Ａの電圧ＶＡは出力電圧
Ｖｏに等しく、また、第１のダイオード４には入力電流
Ｉｉｎに等しい電流ＩＣＲ１が流れている。
【００３１】次に、制御回路１６による制御のもと、第
２のスイッチ素子９にオン信号が供給されると（時刻ｔ
０）、これに応答して、第２のスイッチ素子９の両端の
電圧Ｖｓｗ２は急速に低下し、第１の磁気素子３のコイ
ル部分３ｂ及び第２の磁気素子７には出力電圧Ｖｏに等
しい電圧が印加される。これにより、第１の磁気素子３
のコイル部分３ｂ及び第２の磁気素子７を介して、第２
のスイッチ素子９を流れる電流Ｉｓｗ２は直線的に増加
する。第２のスイッチ素子９の両端の電圧Ｖｓｗ２は、
上述の通り時刻ｔ０において急激に減少するが、コイル
部分３ｂ及び第２の磁気素子７の介在により電流Ｉｓｗ
２の増加は比較的緩やかとなるため、第２のスイッチ素
子９がオフからオンに変化する際のスイッチングロスは
ほとんど生じない。
【００３２】一方、第２のスイッチ素子９を流れる電流
Ｉｓｗ２が増加するにつれて、第１のダイオード４を流
れる電流ＩＣＲ１は減少し、これがゼロになるとリカバ
リ電流が発生するが、上述のとおり、第２のスイッチ素
子９を流れる電流Ｉｓｗ２の増加は緩やかであるである
ので、第１のダイオ―ド４を流れる電流ＩＣＲ１の減少
速度も小さい。その結果、第１のダイオード４にて生じ
るリカバリ電流は効果的に抑制される。
【００３３】第１のダイオード４を流れる電流ＩＣＲ１
がゼロとなると（時刻ｔ１）、入力電流Ｉｉｎは全て第
２の磁気素子７を流れ、節点Ａの電圧ＶＡは実質的にゼ
ロとなり、第１のダイオード４の両端の電圧ＶＣＲ１は
実質的に出力電圧Ｖｏと等しくなる。この時点では、第
２のダイオード１０と第２のコンデンサ１１との節点Ｂ
の電圧ＶＢは実質的に出力電圧Ｖｏに等しく、且つ、第
２のコンデンサ１１の両端の電圧は実質的にゼロであ
る。さらに、第１のダイオード４にて生じるリカバリ電
流が減少するにつれて節点Ａの電圧は僅かにマイナスと
なり（マイナスの電圧が僅かなため図２においては示さ
れていない）、これに応答して第４のダイオード１３が
オンする。すなわち、直流電源２の負側端子から節点Ａ
に向けて電流ＩＤ４が流れる。
【００３４】第４のダイオード１３を流れる電流ＩＤ４
の発生は、電流検出素子１５によって検出され、これに
応答して制御回路１６は、第１のスイッチ素子８にオン
信号を供給する（時刻ｔ２）。これにより第１のスイッ
チ素子８はオフからオンに変化するが、このとき第１の
スイッチ素子８の両端に印加されている電圧ＶＡは実質
的にゼロ（僅かにマイナス）であり、第２の磁気素子７
を流れる電流は、第２の磁気素子７、コイル部分３ｂ、
第２のスイッチ素子９、第４のダイオード１３により構
成されるループを循環するので、第１のスイッチ素子８
がオフからオンに変化する際のスイッチングロスはほと
んど生じない。このとき、第２の磁気素子７を流れる電
流ＩＬ２は、コイル部分３ａからの入力電流Ｉｉｎであ
り、第２のスイッチ素子９に流れる電流Ｉｓｗ２は入力
電流Ｉｉｎと等しい。
【００３５】次に、制御回路１６による制御のもと、第
２のスイッチ素子９にオフ信号が供給され（時刻ｔ
３）、これにより第２のスイッチ素子９はオンからオフ
に変化する。これに応答して、入力電流Ｉｉｎは第１の
スイッチ素子８を流れるようになり、第２の磁気素子７
に蓄積されている励磁エネルギーは、第２のダイオード
１０を通り、第２のコンデンサ１１を充電する。このた
め、第２のスイッチ素子９の両端間の電圧Ｖｓｗ２の上
昇は緩やかとなり、第２のスイッチ素子９がオンからオ
フに変化する際のスイッチング損失は極めて小さくな
る。第２のスイッチ素子９の両端間の電圧Ｖｓｗ２が上
昇し、第２のコンデンサ１１に充電された電圧が出力電
圧Ｖｏよりも大きくなると、第３のダイオード１２がオ
ンし、第２の磁気素子７に蓄積されている励磁エネルギ
ーは出力に回生される。
【００３６】第２の磁気素子７に蓄積されている励磁エ
ネルギーの減少につれて、第２のダイオード１０及び第
３のダイオード１２に流れる電流が減少し、これがゼロ
になると（時刻ｔ４）、第２のダイオード１０及び第３
のダイオード１２にはリカバリ電流が発生し、第２の磁
気素子７は逆方向に励磁されることになる。
【００３７】第２のダイオード１０及び第３のダイオー
ド１２にて生じるリカバリ電流が減少するにつれて、第
２のスイッチ素子９の両端間の電圧は逆転してマイナス
となり（マイナスの電圧が僅かなため図２においては示
されていない）、これに応答して第５のダイオード１４
がオンする（時刻ｔ５）。これにより、第１のスイッチ
素子８に流れている電流Ｉｓｗ１は、第１のスイッチ素
子８、第５のダイオード１４、第２の磁気素子７、コイ
ル部分３ｂにより構成されるループを循環する。かかる
循環電流は、第１の磁気素子３のコイル部分３ｂに励磁
エネルギーを生じさせ、これがコイル部分３ｂと磁気結
合しているコイル部分３ａを介して入力に回生される。
すなわち、かかる循環電流は、コイル部分３ｂによる励
磁エネルギーが入力に回生されるために速やかにゼロと
なり、第２の磁気素子７はきわめて短時間でリセットさ
れることになる。その後、入力電流Ｉｉｎがコイル部分
３ａを介して第１のスイッチ素子８を流れることにより
コイル部分３ａに励磁エネルギーを蓄積する。
【００３８】また、第２の磁気素子７のリセットが終了
した後は、コイル部分３ａと磁気結合しているコイル部
分３ｂは、第２のダイオード１０及び第３のダイオード
１２が逆バイアスになるような電圧を発生するため、第
２のダイオード１０及び第３のダイオード１２には電流
が流れない。このため、次に第２のスイッチ素子９がオ
ンしたときに、第２のダイオード１０及び第３のダイオ
ード１２にリカバリ電流が発生することはない。
【００３９】そして、制御回路１６による制御のもと、
所定のタイミングにて第１のスイッチ素子８にオフ信号
が供給され（時刻ｔ６）、これにより第１のスイッチ素
子８はオンからオフに変化する。これに応答して第１の
スイッチ素子８を流れていた電流Ｉｓｗ１は遮断されて
節点Ａの電圧が上昇するが、第１のスイッチ素子８がオ
ンからオフに変化する時点においては、第２のコンデン
サ１１は実質的に出力電圧Ｖｏに等しい電圧まで充電さ
れているため、第１のスイッチ素子８を流れていた電流
Ｉｓｗ１は、第２のコンデンサ１１及び第３のダイオー
ド１２を介して出力に供給される（ＩＣＲ３）。これに
よって第２のコンデンサ１１に充電されていた電圧は徐
々に放電されるため、節点Ａの電圧の上昇は緩やかとな
り、第１のスイッチ素子８がオンからオフに変化する際
のスイッチングロスは極めて小さい。
【００４０】そして、第２のコンデンサ１１の放電が完
了し、節点Ａの電圧が出力電圧Ｖｏよりも高くなると
（時刻ｔ７）、第１のダイオード４が導通し、コイル部
分３ａからの入力電流Ｉｉｎは、すべて第１のダイオ―
ド４を流れるようになる。
【００４１】本実施例による昇圧型スイッチング電源装
置１は、このような動作を繰り返すことにより、直流電
源２より供給される電圧を昇圧して第１のコンデンサ５
を充電し、これを負荷抵抗６に供給する。これによっ
て、負荷抵抗６は直流電源２の電圧よりも高い電圧を利
用することが可能となる。
【００４２】また、制御回路１６は、第１のコンデンサ
５の両端間の電圧、すなわち出力電圧Ｖｏを常時監視し
ており、これがあらかじめ設定された所定の電位と一致
するように、第１のスイッチ素子８のデューティを設定
する。すなわち、本実施例による昇圧型スイッチング電
源装置１においては、第１のスイッチ素子８をオンオフ
する周期、すなわち駆動周波数を一定とし、そのデュー
ティを制御することによって出力電圧Ｖｏを安定化する
手法が採用されており、出力電圧Ｖｏがあらかじめ設定
された所定の電位よりも低下すれば、第１のスイッチ素
子８のデューティを高くし、出力電圧Ｖｏがあらかじめ
設定された所定の電位よりも上昇すれば、第１のスイッ
チ素子８のデューティを低くする。
【００４３】以上説明したように、昇圧型スイッチング
電源装置１によれば、メインスイッチである第１のスイ
ッチ素子８がオフからオンに変化するタイミング（時刻
ｔ２）においては、コイル部分３ｂ、第２の磁気素子
７、第２のスイッチ素子９、第４のダイオード１３から
なるループに循環電流が流れているため、第１のスイッ
チ素子８がオフからオンに変化する際のスイッチングロ
スを効果的に低減することが可能となる。一方、メイン
スイッチである第１のスイッチ素子８がオンからオフに
変化するタイミング（時刻ｔ６）においては、第２のコ
ンデンサ１１が出力電圧Ｖｏに等しい電圧まで充電され
ていることから、第１のスイッチ素子８に流れていた電
流は、第２のコンデンサ１１及び第３のダイオード１２
を介して出力に回生され、これに伴って第２のコンデン
サ１１が徐々に放電されることから、第１のスイッチ素
子８がオンからオフに変化する際のスイッチングロスを
効果的に低減することが可能となる。したがって、本実
施態様による昇圧型スイッチング電源装置１によれば、
メインスイッチである第１のスイッチ素子８にて生じる
スイッチングロスは極めて小さく、効率のよい昇圧型ス
イッチング電源装置を提供することが可能となる。
【００４４】また、補助スイッチである第２のスイッチ
素子９がオフからオンに変化するタイミング（時刻ｔ
０）においては、入力電流Ｉｉｎは第１の磁気素子３コ
イル部分３ｂ及び第２の磁気素子７を介して第２のスイ
ッチ素子９に流れ込むため、電流量の増大速度は緩やか
であり、このため第２のスイッチ素子９がオフからオン
に変化する際のスイッチングロスを効果的に低減するこ
とが可能となる。また、これによって第１のダイオード
４を流れる電流ＩＣＲ１の減少速度も緩やかとなるた
め、第１のダイオード４にて発生するリカバリ電流を効
果的に低減することができる。一方、補助スイッチであ
る第２のスイッチ素子９がオンからオフに変化するタイ
ミング（時刻ｔ３）においては、第２のスイッチ素子９
を流れていた電流は第２のダイオード１０を介して第２
のコンデンサ１１を充電するため、第２のスイッチ素子
９の両端間の電圧の上昇は緩やかとなり、これによって
第２のスイッチ素子９がオンからオフに変化する際のス
イッチングロスを効果的に低減することが可能となる。
したがって、本実施態様による昇圧型スイッチング電源
装置１によれば、補助スイッチである第２のスイッチ素
子９にて生じるスイッチングロスも極めて小さく、効率
のよい昇圧型スイッチング電源装置を提供することが可
能となる。
【００４５】さらに、第２のダイオード１０及び第３の
ダイオード１２に流れる電流が減少しリカバリ電流が発
生すると、第２の磁気素子７は逆方向に励磁されるが、
リカバリ電流はコイル部分３ｂと磁気結合しているコイ
ル部分３ａを介して入力に回生されるため、第２の磁気
素子７を速やかにリセットすることができる。また、第
２の磁気素子７のリセットが終了した後は、コイル部分
３ａと磁気結合しているコイル部分３ｂは、第２のダイ
オード１０及び第３のダイオード１２が逆バイアスにな
るような電圧を発生するため、次に第２のスイッチ素子
９がオンしたときに、第２のダイオード１０及び第３の
ダイオード１２にリカバリ電流が発生することはない。
【００４６】以上より、本実施態様によれば、スイッチ
ングロスが大幅に低減され、非常に効率のよい昇圧型ス
イッチング電源装置を提供することができる。
【００４７】次に、本発明の好ましい他の実施態様にか
かる昇圧型スイッチング電源装置について説明する。
【００４８】図３は、本発明の好ましい他の実施態様に
かかる昇圧型スイッチング電源装置１７の回路図であ
る。
【００４９】図３に示されるように、本実施態様にかか
る昇圧型スイッチング電源装置１７は、上記実施態様に
かかる昇圧型スイッチング電源装置１と類似の構成を有
しており、第２のダイオード１０のアノードと第２のス
イッチ素子９との間に第６のダイオード１８が挿入され
ているとともに、第６のダイオード１８のカソードと直
流電源２の負側端子との間に第３のコンデンサ１９が挿
入されている点が、上記実施態様にかかる昇圧型スイッ
チング電源装置１と異なる。
【００５０】本実施態様にかかる昇圧型スイッチング電
源装置１７の動作は、基本的に上記実施態様にかかる昇
圧型スイッチング電源装置１の動作と同様であるが、第
６のダイオード１８及び第３のコンデンサ１９が負荷さ
れたことにより、第２のスイッチ素子９がオフからオン
に変化する際のスイッチングロスが一層低減される。す
なわち、第２のスイッチ素子９がオフからオンに変化す
ると、第２のスイッチ素子９の両端間の電圧Ｖｓｗ２は
急速に上昇しようとするが、付加された第６のダイオー
ド１８及び第３のコンデンサ１９が時定数回路として働
くため、その上昇速度が抑えられ、その結果、第２のス
イッチ素子９のスイッチングロスが低減されることにな
る。
【００５１】このように、本実施態様にかかる昇圧型ス
イッチング電源装置１７によれば、上記実施態様にかか
る昇圧型スイッチング電源装置１による効果に加え、第
２のスイッチ素子９がオフからオンに変化する際のスイ
ッチングロスを一層低減することが可能となる。
【００５２】図４は、上記実施態様にかかる昇圧型スイ
ッチング電源装置１７の変形例である昇圧型スイッチン
グ電源装置２０の回路図である。
【００５３】図４に示されるように、昇圧型スイッチン
グ電源装置２０は、コイル部分３ｂの挿入位置が上記実
施態様にかかる昇圧型スイッチング電源装置１７と異な
る他は同様の構成を有しており、その動作は、基本的に
上記実施態様にかかる昇圧型スイッチング電源装置１７
の動作と同様である。
【００５４】次に、本発明の好ましいさらに他の実施態
様にかかる昇圧型スイッチング電源装置について説明す
る。
【００５５】図５は、本発明の好ましいさらに他の実施
態様にかかる昇圧型スイッチング電源装置２１の回路図
である。
【００５６】図５に示されるように、本実施態様にかか
る昇圧型スイッチング電源装置２１は、上記実施態様に
かかる昇圧型スイッチング電源装置１と類似の構成を有
しており、電流検出素子１５が削除された代わりに、第
４のダイオード１３の両端間の電圧を検出する電圧検出
素子２２が設けられている点が、上記実施態様にかかる
昇圧型スイッチング電源装置１と異なる。
【００５７】本実施態様にかかる昇圧型スイッチング電
源装置２１の動作は、基本的に上記実施態様にかかる昇
圧型スイッチング電源装置１の動作と同様であるが、本
実施態様にかかる昇圧型スイッチング電源装置２１にお
いては、第１のスイッチ素子８をオフからオンに変化さ
せるタイミングとして、電圧検出素子２２による検出電
圧を用いている。すなわち、本実施態様にかかる昇圧型
スイッチング電源装置２１においては、第４のダイオー
ド１３の両端間の電圧が逆転し、マイナスとなったこと
を電圧検出素子２２が検出したことに応答して、制御回
路１６は、第１のスイッチ素子８をオフからオンに変化
させている。これにより、上記実施態様にかかる昇圧型
スイッチング電源装置１と同様、第１のスイッチ素子８
がオフからオンに変化する際のスイッチングロスを極め
て小さくすることが可能となる。
【００５８】次に、本発明の好ましいさらに他の実施態
様にかかる昇圧型スイッチング電源装置について説明す
る。
【００５９】図６は、本発明の好ましいさらに他の実施
態様にかかる昇圧型スイッチング電源装置２３の回路図
である。
【００６０】図６に示されるように、本実施態様にかか
る昇圧型スイッチング電源装置２３は、上記実施態様に
かかる昇圧型スイッチング電源装置１と類似の構成を有
しており、第４のダイオード１３の両端間に第４のコン
デンサ２４が並列に挿入されている点が、上記実施態様
にかかる昇圧型スイッチング電源装置１と異なる。
【００６１】本実施態様にかかる昇圧型スイッチング電
源装置２３の動作は、基本的に上記実施態様にかかる昇
圧型スイッチング電源装置１の動作と同様であるが、本
実施態様にかかる昇圧型スイッチング電源装置２３にお
いては、第２のスイッチ素子９がオフからオンに変化し
た場合、第２の磁気素子７と第４のコンデンサ２４から
なる共振回路が形成されるため、第２のスイッチ素子９
を流れる電流Ｉｓｗ２の増加速度が一層緩やかとなる。
その結果、第２のスイッチ素子９のスイッチングロスが
一層低減されることになる。
【００６２】このように、本実施態様にかかる昇圧型ス
イッチング電源装置２３によれば、上記実施態様にかか
る昇圧型スイッチング電源装置１による効果に加え、第
２のスイッチ素子９がオフからオンに変化する際のスイ
ッチングロスを一層低減することが可能となる。
【００６３】図７は、上記実施態様にかかる昇圧型スイ
ッチング電源装置１に用いた直流電源２の代わりに、交
流電源を用いた昇圧型スイッチング電源装置２５の回路
図である。
【００６４】図７に示されるように、昇圧型スイッチン
グ電源装置２５のうち、昇圧回路部２６は、上記実施態
様にかかる昇圧型スイッチング電源装置１における当該
部分と同じ回路構成であり、直流電源２の代わりに交流
電源２７を用いている点が異なる。交流電源２７より供
給される交流電圧は、全波整流回路２８によって整流さ
れ、その出力が昇圧回路部２６に供給される。昇圧回路
部２６による昇圧動作は、上記実施態様にかかる昇圧型
スイッチング電源装置１における昇圧動作と同様であ
る。
【００６５】本発明は、以上の実施態様に限定されるこ
となく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で種
々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含
されるものであることはいうまでもない。
【００６６】例えば、上記各実施態様にかかる昇圧型ス
イッチング電源装置おいては、第１のスイッチ素子８及
び第２のスイッチ素子９としてバイポーラトランジスタ
を用いたが、スイッチの種類としてはこれに限定され
ず、他の種類のスイッチ、例えばＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢ
Ｔ、ＢＳＩＴであってもよい。
【００６７】また、上記各実施態様にかかる昇圧型スイ
ッチング電源装置おいては、出力電圧Ｖｏを安定化する
ために、制御回路１６によって第１のコンデンサ５の電
圧を監視し、これに応じて第１のスイッチ素子８のデュ
ーティを変更しているが、第１のスイッチ素子８のデュ
ーティは一定とし、その周波数を変更することによって
出力電圧Ｖｏを安定化してもよい。
【００６８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
スイッチングロスの少ない昇圧型スイッチング電源装置
を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明の好ましい実施態様にかかる昇
圧型スイッチング電源装置１の回路図である。
【図２】図２は、昇圧型スイッチング電源装置１の動作
を示すタイミングチャートである。
【図３】図３は、本発明の好ましい他の実施態様にかか
る昇圧型スイッチング電源装置１７の回路図である。
【図４】図４は、上記実施態様にかかる昇圧型スイッチ
ング電源装置１７の変形例である昇圧型スイッチング電
源装置２０の回路図である。
【図５】図５は、本発明の好ましいさらに他の実施態様
にかかる昇圧型スイッチング電源装置２１の回路図であ
る。
【図６】図６は、本発明の好ましいさらに他の実施態様
にかかる昇圧型スイッチング電源装置２３の回路図であ
る。
【図７】図７は、上記実施態様にかかる昇圧型スイッチ
ング電源装置１に用いた直流電源２の代わりに、交流電
源を用いた昇圧型スイッチング電源装置２５の回路図で
ある。
【符号の説明】
１ 昇圧型スイッチング電源装置 ２ 直流電源 ３ 第１の磁気素子 ３ａ、３ｂ コイル部分 ４ 第１のダイオード ５ 第１のコンデンサ ６ 負荷抵抗 ７ 第２の磁気素子 ８ 第１のスイッチ素子 ９ 第２のスイッチ素子 １０ 第２のダイオード １１ 第２のコンデンサ １２ 第３のダイオード １３ 第４のダイオード １４ 第５のダイオード １５ 電流検出素子 １６ 制御回路 １７ 昇圧型スイッチング電源装置 １８ 第６のダイオード １９ 第３のコンデンサ ２０ 昇圧型スイッチング電源装置 ２１ 昇圧型スイッチング電源装置 ２２ 電圧検出素子 ２３ 昇圧型スイッチング電源装置 ２４ 第４のコンデンサ ２５ 昇圧型スイッチング電源装置 ２６ 昇圧回路部 ２７ 交流電源 ２８ 全波整流回路 Ａ、Ｂ 節点 ＶＢＥ１ 第１のスイッチ素子８の制御信号 ＶＢＥ２ 第２のスイッチ素子９の制御信号 ＶＡ 節点Ａの電圧 Ｉｓｗ１ 第１のスイッチ素子８の電流 ＩＤ４ 第４のダイオード１３の電流 Ｖｓｗ２ 第２のスイッチ素子９の電圧 Ｉｓｗ２ 第２のスイッチ素子９の電流 ＩＬ２ 第２の磁気素子７の電流 ＩＣ２ 第２のコンデンサ１１の電流 ＶＣＲ１ 第１のダイオード４の電圧 ＩＣＲ１ 第１のダイオード４の電流 ＩＣＲ３ 第３のダイオード１２の電流

Claims (6)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 電源の一端と平滑用の第１のコンデンサ
    の一端との間に直列に接続された第１の磁気素子及び第
    １のダイオードと、前記第１の磁気素子と前記第１のダ
    イオードとの節点である第１の節点と前記電源の他端と
    の間に接続された第１のスイッチ素子と、前記第１の節
    点と前記電源の前記他端との間に直列に接続された第２
    の磁気素子及び第２のスイッチ素子と、前記第２の磁気
    素子と前記第２のスイッチ素子との節点である第２の節
    点と前記第１の節点との間に直列に接続された第２のダ
    イオード及び第２のコンデンサとを備える昇圧型スイッ
    チング電源装置。
  2. 【請求項２】 前記第２のダイオードと前記第２のコン
    デンサとの節点である第３の節点と前記第１のコンデン
    サの前記一端との間に接続された第３のダイオードをさ
    らに備えることを特徴とする請求項１に記載の昇圧型ス
    イッチング電源装置。
  3. 【請求項３】 前記第１の節点と前記第２の磁気素子と
    の間に挿入された第３の磁気素子をさらに備え、前記第
    １の磁気素子と前記第３の磁気素子とは、同一の磁心に
    巻かれた巻線によって構成される互いに逆極性の磁気素
    子であることを特徴とする請求項１または２に記載の昇
    圧型スイッチング電源装置。
  4. 【請求項４】 前記第１の磁気素子は、前記第３の磁気
    素子よりも大きいインダクタを有することを特徴とする
    請求項１乃至３のいずれか１項に記載の昇圧型スイッチ
    ング電源装置。
  5. 【請求項５】 前記第２の節点と前記第２のダイオード
    との間に挿入された第４のダイオードと、前記第２のダ
    イオードと前記第４のダイオードとの節点である第４の
    節点と前記電源の前記他端との間に接続された第３のコ
    ンデンサとをさらに備えることを特徴とする請求項１乃
    至４のいずれか１項に記載の昇圧型スイッチング電源装
    置。
  6. 【請求項６】 前記第１及び第２のスイッチ手段の導通
    状態を制御する制御回路をさらに備え、前記制御回路
    は、前記第１のスイッチ手段をオンさせるに先立って前
    記第２のスイッチ手段をオンさせるとともに、前記第１
    の節点の電圧が前記電源の前記他端の電圧よりも低下し
    たことに応答して前記第１のスイッチ手段をオンさせる
    ことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載
    の昇圧型スイッチング電源装置。
JP2000285548A 2000-09-20 2000-09-20 昇圧型スイッチング電源装置 Expired - Fee Related JP3425418B2 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2000285548A JP3425418B2 (ja) 2000-09-20 2000-09-20 昇圧型スイッチング電源装置
PCT/JP2001/008135 WO2002025798A1 (fr) 2000-09-20 2001-09-19 Dispositif d'alimentation electrique de commutation eleveur
CNB018028055A CN100481690C (zh) 2000-09-20 2001-09-19 升压型开关电源装置
US10/380,262 US7049793B2 (en) 2000-09-20 2001-09-19 Boost switching power supply

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2000285548A JP3425418B2 (ja) 2000-09-20 2000-09-20 昇圧型スイッチング電源装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2002101645A true JP2002101645A (ja) 2002-04-05
JP3425418B2 JP3425418B2 (ja) 2003-07-14

Family

ID=18769600

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2000285548A Expired - Fee Related JP3425418B2 (ja) 2000-09-20 2000-09-20 昇圧型スイッチング電源装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US7049793B2 (ja)
JP (1) JP3425418B2 (ja)
CN (1) CN100481690C (ja)
WO (1) WO2002025798A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010068619A (ja) * 2008-09-10 2010-03-25 Hitachi Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JPWO2011001500A1 (ja) * 2009-06-30 2012-12-10 富士通株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ、モジュール、電源装置及び電子機器

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101026806B1 (ko) * 2004-07-28 2011-04-04 삼성전자주식회사 표시 장치, 표시 장치용 광원의 구동 장치 및 ｄｃ-ｄｃ변환 장치
ITMO20050081A1 (it) * 2005-04-08 2006-10-09 Meta System Spa Cicuito per la generazione di due bus di tensione simmetrici rispetto al negativo della tensione di alimentazione.
US7385833B2 (en) * 2005-06-03 2008-06-10 Astec International Limited Snubber circuit for a power converter
KR101675846B1 (ko) * 2010-06-16 2016-11-15 엘지디스플레이 주식회사 Ｄｃ-ｄｃ 부스트 컨버터 회로 및 그 구동 방법
JP2013027124A (ja) * 2011-07-20 2013-02-04 Sanken Electric Co Ltd スイッチング電源回路
EP2774014A4 (en) * 2011-11-04 2015-08-26 Zbb Energy Corp SYSTEM AND METHOD FOR ENERGY CONVERSION FOR RENEWABLE ENERGY SOURCES
US8723487B2 (en) * 2012-03-09 2014-05-13 Majid Pahlevaninezhad Zero voltage switching interleaved boost AC/DC converter
JP6132086B2 (ja) * 2013-03-12 2017-05-24 富士電機株式会社 直流電圧変換回路
WO2014162519A1 (ja) * 2013-04-02 2014-10-09 三菱電機株式会社 電力変換装置及び冷凍空気調和装置
JP5597276B1 (ja) * 2013-04-02 2014-10-01 三菱電機株式会社 電源装置
US9680374B2 (en) 2014-05-27 2017-06-13 Marcus Allen Smith DC to DC boost converter utilizing storage capacitors charged by parallel inductor
KR20180022789A (ko) * 2015-07-06 2018-03-06 티엠4 인코포레이티드 전압 변환기에 있어서 스위칭 페이즈들을 연화(softening)시키는 회로
US9929654B2 (en) * 2015-08-17 2018-03-27 The Curators Of The University Of Missouri High voltage gain DC/DC power electronic converters
EP3553928B1 (en) * 2016-12-12 2021-02-03 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Snubber circuit and power conversion system using same
US11601036B2 (en) * 2021-04-16 2023-03-07 Delta Electronics, Inc. AC-DC power conversion system with zero voltage switching

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3864619A (en) * 1972-11-14 1975-02-04 Sanken Electric Co Ltd DC to AC inverter with thyristor for isolating load circuit from commuting reactor
JPH01311862A (ja) 1988-06-08 1989-12-15 Hitachi Lighting Ltd スイッチング電源回路
JPH03117362A (ja) 1989-09-28 1991-05-20 Fujitsu Ltd 電圧共振形コンバータ
US5321348A (en) 1991-03-08 1994-06-14 Vlt Corporation Boost switching power conversion
JP3164838B2 (ja) 1991-06-19 2001-05-14 株式会社日立製作所 スイッチング回路及びそれを用いた変換装置、力率改善電源装置
US5418704A (en) 1992-06-12 1995-05-23 Center For Innovative Technology Zero-voltage-transition pulse-width-modulated converters
JP3038701B2 (ja) * 1994-02-25 2000-05-08 サンケン電気株式会社 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ
US5543704A (en) * 1994-06-08 1996-08-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Pulse width modulated DC-to-DC boost converter
JP3097519B2 (ja) 1994-11-01 2000-10-10 サンケン電気株式会社 チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP3092792B2 (ja) * 1996-05-30 2000-09-25 サンケン電気株式会社 電力変換装置
EP0910158A4 (en) 1997-02-10 2000-05-10 Tdk Corp CUT-OUT AND VOLTAGE RISE SUPPLY
US5923153A (en) * 1997-02-24 1999-07-13 Lucent Technologies Inc. Circuit for moderating a peak reverse recovery current of a rectifier and method of operation thereof
US5815386A (en) * 1997-06-19 1998-09-29 Factor One, Inc. Snubber for zero current switched networks
US5914587A (en) * 1997-08-05 1999-06-22 Lucent Technologies Inc. Circuit for reducing switching losses of a power converter and method of operation thereof
US6060867A (en) * 1998-08-28 2000-05-09 Lucent Technologies Inc. Switch driver for a snubber circuit, method of operation thereof and power converter employing the same
US6028418A (en) * 1999-02-11 2000-02-22 Delta Electronics, Inc. Boost converter with minimum-component-count active snubber
US6236191B1 (en) * 2000-06-02 2001-05-22 Astec International Limited Zero voltage switching boost topology
US6483726B2 (en) * 2001-03-02 2002-11-19 Delta Electronics, Inc. Auxiliary output voltage control circuit of flyback power converter with a magnetic amplifier
TW561675B (en) * 2001-12-10 2003-11-11 Ind Tech Res Inst PFC circuit with a snubber
JP2003189602A (ja) * 2001-12-17 2003-07-04 Murata Mfg Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびそれを用いた電子装置

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010068619A (ja) * 2008-09-10 2010-03-25 Hitachi Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP4714250B2 (ja) * 2008-09-10 2011-06-29 株式会社日立製作所 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US8203322B2 (en) 2008-09-10 2012-06-19 Hitachi, Ltd. DC-DC converter
JPWO2011001500A1 (ja) * 2009-06-30 2012-12-10 富士通株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ、モジュール、電源装置及び電子機器

Also Published As

Publication number Publication date
CN100481690C (zh) 2009-04-22
WO2002025798A1 (fr) 2002-03-28
CN1393050A (zh) 2003-01-22
US20040036451A1 (en) 2004-02-26
US7049793B2 (en) 2006-05-23
JP3425418B2 (ja) 2003-07-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP3494223B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ
JP3425418B2 (ja) 昇圧型スイッチング電源装置
JP4769714B2 (ja) スイッチング電源装置
US6738266B2 (en) Switching power supply unit
JP2001190072A (ja) スイッチング電源
JP2002272112A (ja) パワートランジスタの駆動用電源回路
JP2001309646A (ja) スイッチング電源装置
JP4970009B2 (ja) スイッチング素子のゲート駆動回路
JP2001069750A (ja) チョッパ型スイッチング電源
JP2002305874A (ja) 降圧型スイッチング電源装置
JP2003339165A (ja) 同期整流式スイッチング電源装置
JP2005218168A (ja) 電源装置
JPH09233849A (ja) スイッチングインバータ回路
JP2782578B2 (ja) スイッチドリラクタンスモーターの駆動回路
JPH09205770A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP3579891B2 (ja) 同期整流回路
JP3084950B2 (ja) スイッチング電源装置
KR940008908B1 (ko) 주파수안정형 자려식 인버터회로
JP2003111298A (ja) 給電器
JP4257625B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP3595737B2 (ja) 自励フライバック・コンバータ
JPS627369A (ja) 自励発振式スイツチング高電圧電源装置
JPH09308230A (ja) 昇圧コンバータ
JP2002017082A (ja) 電源装置
JPH10178777A (ja) スイッチング電源

Legal Events

Date Code Title Description
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20030408

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080502

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090502

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090502

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100502

Year of fee payment: 7

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110502

Year of fee payment: 8

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130502

Year of fee payment: 10

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140502

Year of fee payment: 11

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees