KR101591029B1 - 전력 제어 - Google Patents

Abstract

고전력의 유도 전력 전송(Inductive Power Transfer, IPT) 애플리케이션들을 위한 AC 프로세싱 장치 및 방법이 개시되고, 이는 전압원으로의 연결을 위한 입력 수단과, 직접적으로 혹은 간접적으로 상기 전압원의 전압에 적어도 부분적으로 근거하여 출력 신호를 생성하기 위한 프로세싱 수단과, 출력 수단과, 그리고 상기 출력 신호가 상기 출력 수단에 선택적으로 제공되도록 상기 프로세싱 수단을 상기 출력 수단에 선택적으로 연결하기 위한 스위칭 수단을 포함한다. 또한 개시되는 것으로, IPT 제어기, IPT 픽업, 및 IPT 시스템이 있고, 그 각각은 AC 프로세싱 회로들 중 적어도 하나를 포함한다.

Description

전력 제어{POWER CONTROL}

본 발명은 유도 전력 전달 시스템에서의 전력 제어에 관한 것으로, 특히 이것은 고전력을 포함한다.

유도 전력 전송(Inductive Power Transfer, IPT) 또는 유도성으로 연결된 전력 전송(Inductively Coupled Power Transfer, ICPT) 시스템이 이제, 산업용 파워 서플라이, 특히 엄격한 환경에 대해 선택되는 산업용 파워 서플라이의 형태로 수용되고 있다. 도 1에서는, IPT 시스템(1)에 대한 예시적 구성이 도시된다. 선로 전도체(track conductor)(2)는 전형적으로 5 kHz 내지 50 kHz의 범위의 주파수에 있는 전류로 에너지를 공급받는다. 픽업 인덕턴스(pick-up inductance)(L₁)를 갖는 픽업(pick-up)(3)은 선로 전류(track current)에 의해 생성된 자기장의 일부를 가로챈다. 픽업(3)은 어떤 형태의 선로 보상(4)으로 동조(tuning)되고, 그리고 그 전력 출력은 정류(5)되며, 스위치-모드 제어기(switch-mode controller)(6)에 의해 제어되어 다양한 목적을 위해 사용될 수 있는 DC 출력이 생성된다.

픽업을 위한 양호한 제어 기술은 미국 특허 제5,293,308호에서 설명된 바와 같이 분리(decoupling)에 의해 제공되는 것으로 알 수 있고, 이 특허 문헌은 본 발명의 양수인에게 양도되었고, 참조로 본 명세서에 통합된다. 도 2에는 미국 특허 제5,293,308호로부터의 구성이 도시되어 있다. 전력 제어는 단일 스위치를 사용하여 구현될 수 있다. 출력 전력은 (1-D)에 정비례하는데, 여기서 D는 스위치의 듀티 싸이클(duty cycle)이다. 이 스위치는, 스위치의 성능 및 특정 애플리케이션에 대한 요건에 따라, 고속으로 혹은 천천히 스위치될 수 있다. 빠른 스위칭 속도에서, DC 인덕터(L_DC)는, 픽업 회로 및 그 동조 커패시터가 전력 출력에 정비례하는 전압에서 동작하도록, 전력 흐름을 평활화한다. 보다 낮은 스우칭 속도에서, 인덕터(L₁)와 커패시터(C₁) 간의 공진은, 스위치가 오랜 시간 동안 턴온되어 있을 때 완전히 파괴되고, 그리고 스위치가 다시 턴오프될 때 다시 확립되어야만 한다. 이상적으로는, 공진 회로에서의 에너지는, 스위치가 온인 동안 스위치와 정류기 브리지를 통해 플라이휠링(fly-wheeling)하는 전류로 L_DC 내에 유지되지만, 실제로, 이 에너지는 손실될 수 있다. 빠른 스위칭과 느린 스위칭 양쪽 모두는, 앞서 언급된 바와 같이 스위치의 듀티 싸이클에 의해 제어되는 전력을 가진다.

이러한 제어 방법은 구현하기 쉽고 바람직한 많은 특징들을 갖는다. 그러나, 이러한 픽업 제어기는 선로를 통해 다시 반사되는 단위 역률로 동작하지 않고, 그리고 L₁에서의 유도된 전압은 L₁에서의 전류와 위상이 동일하지 않다. 따라서, 실제로, 회로는 그 존재하는 상태만큼 효율적이진 않은데, 왜냐하면 L₁에서의 저항성 손실이 언제나 이상적인 경우보다 더 높고, 그리고 궁극적으로 픽업에 대한 전력 한계를 설정하기 때문이다.

단위 역률 픽업은 직렬 동조된 픽업들로 달성될 수 있지만, 결과적으로 이러한 픽업들은 제어하기 어려운 스위치-온일 때의 전력 서지(power surge)를 일으킨다. 이들은 또한 잠재적으로 단락 회로에서 손상을 줄 수 있는데, 왜냐하면 이들이 생성한 단락 회로 전류는 그 크기가 매우 클 수 있기 때문이다.

도 3에는 단위 역률을 달성하는 병렬 동조된 픽업이 도시된다. 이 픽업 제어기는 국제(PCT) 출원 번호 PCT/NZ2007/000131에 설명되어 있고, 이것은 본 발명의 양수인에게 양도된 것이다. 도 3의 회로의 토폴리지(topology)는 도 2의 회로의 토폴로지와 유사하지만, 도 3에서는 도 2의 DC 인덕터가 실질적으로 더 작은 AC 인덕터로 교체되어 있다. 추가적인 커패시터인 C₃이 정류기의 각각의 로딩(loading)을 보상하기 위해 추가되었다.

이 회로는 도 2의 회로를 크게 개선한 것이지만 비용이 좀 더 든다. 도 3의 회로는 고속에서 스위칭될 수 없는데, 왜냐하면 한 스위칭 싸이클에서 다음 스위칭 싸이클로의 전력 흐름을 평활시키기 위한 DC 인덕터가 이제 존재하지 않기 때문이다. 또한, 도 2의 구성은 느리게 스위칭하지만 그 다음에 스위치가 턴온될 때 스위칭 "버스트(burst)"를 사용하는 추가적인 스위칭 옵션을 제공한다. 이때, L_DC 통해 흐르는 전류는 모니터링될 수 있고, 만약 너무 높아지면 스위치는 순간적으로 오프로 스위칭될 수 있어 이 에너지를 출력 커패시터에 복원시키고, 그럼으로써 효율이 개선되며, 스위치에 대한 "더 부드러운" 스위칭 온이 달성되고, 그리고 회로 손실이 감소한다. 이러한 스위칭 옵션들은 도 3의 단위 역률 회로로는 가능하지 않다.

스위칭 특성은 특히 전력이 더 높은 고전력 픽업, 및 제어기에 대해 중요하다. 예를 들어, 25 kW의 정격을 가진 픽업에서, 스위치가 동작 될 때, 모든 25 kW가 급격하게 턴온 및 턴오프된다. 이것은 3상 파워 서플라이에 장애를 일으킬 수 있어 다른 사용자들이 영향을 받는다. 전력이 매우 높은 고전력 회로들에서, 빠른 스위칭은 또한 바람직하지않는데, 왜냐하면 이러한 "부스트(boost)" 구성을 가진 형태의 회로들은 더 높은 전력 레벨들에서 선호되지 않기 때문이다.

본 발명의 목적은 앞서 언급된 문제들 중 적어도 하나를 완화하는 유도 전력 전송 픽업을 위한 전력 제어를 제공하는 것이다.

대안적으로, 본 발명의 목적은 대중에게 적어도 유용한 선택을 제공하는 것이다.

본 발명의 제 1 실시형태에 따르면, 고전력의 픽업 제어기를 위한 회로가 제공되고, 상기 회로는,

전압원로의 연결을 위한 입력 수단과;

직접적으로 혹은 간접적으로 상기 전압원의 전압에 적어도 부분적으로 근거하여 출력 신호를 생성하기 위한 프로세싱 수단과;

출력 수단과; 그리고

상기 출력 신호가 상기 출력 수단에 선택적으로 제공되도록 상기 프로세싱 수단을 상기 출력 수단에 선택적으로 연결하기 위한 스위칭 수단을 포함한다.

본 발명의 바람직한 실시예들은 고전력의 픽업 회로들에서의 사용을 위해 구성되지만, 본 발명의 범위가 이러한 실시예들로만 한정되는 것은 아니며, 그 실시예들은 임의의 공칭 전력 정격을 갖는 픽업 회로들에서의 사용을 위해서도 구성될 수 있다.

본 명세서의 아래에서 사용되는 "턴온" 또는 "온으로 스위칭" 등이 말하는 바는, 스위칭 수단이 프로세싱 수단을 출력 수단에 동작가능하게 연결시켜 출력 신호를 제공하도록 구성되는 것을 말한다. 본 명세서의 아래에서 사용되는 "턴오프" 또는 "오프로 스위칭" 등이 말하는 바는, 스위칭 수단이 프로세싱 수단과 출력 수단을 동작가능하게 분리시켜 제로 출력 신호가 발생되도록 구성되는 것을 말한다.

바람직하게는, 출력 신호는 전류의 형태이고, 더 바람직하게는 DC 전류이다.

바람직하게는, 프로세싱 수단은 전압원으로부터의 전압을 전류로 변환하도록 구성된다.

바람직하게는, 프로세싱 수단은 전류 출력의 크기를 감소시키고 그리고/또는 전류 출력을 정류하는 수단을 포함한다.

본 발명의 제 2 실시형태에 따르면, 고전력의 픽업을 위한 제어기가 제공되고, 상기 제어기는 상기 제 1 실시형태를 따르는 복수의 회로들을 포함한다.

바람직하게는, 이 회로들은 전압원 및/또는 출력 수단에 병렬로 연결된다.

바람직하게는, 각각의 회로의 스위칭 수단은 독립적으로 작동될 수 있어, 임의 개수의 스위칭 수단이 임의 시점에서 온으로 혹은 오프로 스우칭될 수 있다.

바람직하게는, 제어기는 상기 복수의 회로들의 각각의 스위칭 수단을 제어하여 출력 전압이 제어되도록 구성된다. 더 바람직하게는, 제어기는 상기 복수의 회로들의 각각의 스위칭 수단을 제어하여, 사전에 결정된 값에서 출력 전압이 유지되도록 구성된다. 따라서, 제어기와 관련된 픽업에 인가되는 외부 부하가 변함에 따라, 출력 전압이 일정하게 유지될 수 있다.

바람직하게는, 제어기는 스위칭 수단의 동작을 단일 위상 주전원 공급 전압(single phase mains supply voltage)의 제로 교차점(zero crossing)들과 동기화시키도록 구성된다.

특정 실시예들에 따르면, 제어기는 출력 전압의 크기를 측정하거나 수신하도록 구성된다. 이러한 실시예들에 따르면, 온으로 스위칭되는 스위칭 수단의 수는 바람직하게는 오차(즉, 표 1에 제시된 바와 같이, 요구된 출력 전압과 실제 출력 전압 간의 차이)에 비례한다.

바람직하게는, 제어기는 순차적인 스위칭 방식을 사용하도록 구성되어 상기 제 1 실시형태의 복수의 회로들 상의 열부하(thermal load)들이 균등화된다.

바람직하게는, 제어기는 여분의 회로들 간에 부하를 순환시키도록 구성된다.

특정 실시예들에 따르면, 사용 중인 제어기의 제어 하에서의 픽업은 공진 주파수를 가지고, 이 공진 주파수는 픽업 코일의 개방 회로 전압의 주파수와 실질적으로 동일하다. AC 파워 서플라이인 파워 서플라이가 또한 관련된 입력 주파수를 가질 것이고, 이 주파수는 본 명세서에서 주전원 주파수(mains frequency)로 언급되지만, 이해해야 할 것으로, 주전원의 전력 소스들과는 다른 여러 소스들이 본 발명의 실시예들과 함께 사용될 수 있다.

바람직하게는, 제어기는 상기 제 1 실시형태의 회로들 각각으로부터 인출된 전류에 가중치를 부여하도록 구성되고, 바람직하게는, 요구된 역률(바람직하게는 단위 역률 혹은 단위 역률에 가까운 역률)이 유지되도룩 구성된다. 더 바람직하게는, 제어기는 주전원 주파수에서 회로들 각각으로부터 인출된 전류에 사인-가중치(sine-weight)를 부여하도록 구성된다.

바람직하게는, 제어기는 상기 제 1 실시형태의 회로들을 온으로 및/또는 오프로 스위칭하여 고조파들을 감소시키는 동시에 요구된 기본 파형이 생성되도록 구성된다. 특히, 본 발명의 바람직한 실시예들에 따르면, 제어기는 회로들 각각에 대해 스위칭 온 및 오프 시간을 설정하는 스위칭 각도를 발생시키거나 혹은 수신하도록 구성된다.

제 3 실시형태에 따르면, 상기 제 2 실시형태를 따르는 제어기 및/또는 상기 제 1 실시형태를 따르는 회로를 포함하는 IPT 픽업이 제공된다.

제 4 실시형태에 따르면, 상기 제 3 실시형태를 따르는 IPT 픽업 및/또는 상기 제 2 실시형태를 따르는 제어기 및/또는 상기 제 1 실시형태를 따르는 회로를 포함하는 IPT 시스템이 제공된다.

제 5 실시형태에 따르면, 고전력의 픽업을 제어하는 방법이 제공되고, 상기 방법은,

직접적으로 혹은 간접적으로 입력 전압에 적어도 부분적으로 근거하여 출력 신호를 생성하는 것과, 여기서 상기 입력 전압은 유도 전력 전송에 의해 발생되며; 그리고

상기 출력 신호를 출력 수단에 선택적으로 연결하는 것을 포함한다.

바람직하게는, 출력 신호는 전류의 형태이다.

바람직한 실시예들에 따르면, 출력 신호는 복수의 컴포넌트 부분들을 포함하고, 각각의 부분은 입력 전압에 근거하고 그리고 출력 수단에 연결가능하다.

바람직하게는, 상기 방법은 임의 개수의 상기 복수의 컴포넌트 부분들을 출력 수단에 선택적으로 연결하는 것을 포함한다.

본 발명의 추가적 실시형태들(이들은 본 발명의 모든 신규한 실시형태들 내에 있는 것으로 고려되어야 함)은, 본 발명의 실제 애플리케이션의 적어도 하나의 예를 제공하는 다음의 설명을 판독할 시, 본 발명의 기술분야에서 숙련된 자에게는 명백할 것이다.

본 발명의 실시예들이 이제 첨부되는 도면을 참조하여 예를 들어 설명된다.

도 1은 종래 기술에 따른 IPT 시스템을 도식적으로 나타낸 도면이다.
도 2는 종래 기술에 따른 픽-업 제어기(pick-up controller)를 나타낸 도면이다.
도 3은 종래 기술에 따른 병렬 동조된 단위 역률 픽-업을 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 장치의 실시예를 나타낸 도면이다.
도 5는 도 4의 프로세싱 수단의 실시예를 나타낸 도면이다.
도 6은 예시적인 멀티플렉싱 스위칭 방식을 나타낸 파형을 도시한다.
도 7은 도 4의 내부 버스바(Internal Busbar)에 대한 예시적인 전압 파형이다.
도 8과 도 9는 각각 예시적인 스위칭 패턴을 나타낸 부분적 파형과 완전한 파형을 도시한다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 전압 배율기를 포함하는 변환기 수단을 나타낸 도면이다.
도 11은 (a) 460W, (b) 920W, (c) 및 (d) 1.4kW 출력 전력에서 세 개의 병렬 AC 프로세싱 회로들을 구비한 픽-업 제어기의 내부 버스바에서의 전압 및 전류의 파형을 나타낸다.
도 12는 단일-위상 AC 파워 서플라이와 연결된 종래의 병렬 동조된 픽업 회로에 대한 공급 전압, 공급 전류, 및 선로 전류의 파형을 각각 나타낸다.
도 13의 (a)는 880W의 출력 전력에서 제 1 내부 버스바의 전압 및 전류의 파형을 나타내고, (b)는 880W의 출력 전력에서 주전원 전압 및 전류의 파형을 나타내며, (c)는 1.1kW의 출력 전력에서 제 1 내부 버스바의 전압 및 전류의 파형을 나타내고, (d)는 1.1kW의 출력 전력에서 주전원 전압 및 전류의 파형을 나타내며, (e)와 (f)는 각각 (c)와 (d)의 파형을 더 확대해서 본 도면이다.
도 14는 20개의 병렬 AC 프로세싱 회로들을 포함하는 픽업 제어기에 대한, 시뮬레이션된 픽업 전류 및 전달된 전력을 나타낸 그래프이다.
도 15는 본 발명의 일 실시예에 따른 직렬 스위치(series switch)를 포함하는 대안적인 프로세싱 수단의 회로도이다.
도 16은 대칭적인 전압 배율기(voltage multiplier)를 포함하는 프로세싱 수단의 회로도이다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 20개의 병렬 프로세싱 회로들을 포함하는 픽업 제어기에 대한, 픽업 전류 및 전달된 전력의 파형을 나타낸 것이다.

개괄적으로 말해서, 본 발명은 커다란 실질적으로 순간적인 변화를 피할 수 있도록 고전력의 IPT 픽업에 의해 제공되는 스텝화된/증분적인 전류에서의 변경을 제공한다. 본 발명은 추가적으로 혹은 대안적으로, 예를 들어 단위 역률이 획득되도록 전류의 파형 성형을 제공한다.

도 4에는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 고전력의 픽업 제어기가 도시된다. 도 4의 장치는 픽업 인덕터(L₁)를 포함하고, 이 인덕터는 커패시터(C₁)와 전체적으로 직렬로 동조되어, 픽업 코일의 개방 회로 전압(V_OC)과 본질적으로 동일한 공진 주파수에서의 출력 전압을 내부 버스바(41)에 제공한다. 내부 버스바(41)는 전압원과 같이 동작하고, 만약 단락 회로가 된다면 매우 위험해 질 수 있다. 그러나, 픽업 제어기에서 단지 이것은 항상 내부적으로 사용되고, 그래서 단락 회로가 일어날 확률은 낮으며, 이러한 일이 발생해도, 만약 필요시, 간단한 퓨즈를 사용하여 쉽게 보호된다.

AC 프로세싱 회로들(42)의 형태에서 다수의 프로세싱 수단이 내부 버스바(Internal Busbar)(41)에 연결된다. 이 회로들(42)은 바람직하게는 모두 동일하고(그러나 본 발명의 범위가 이러한 것에만 한정되는 것은 아님), 그리고 그 하나의 가능한 실시예가 도 5에 도시된다. 이 회로의 특징은 AC 프로세싱 회로들(42) 및 픽업 인덕터(L₁) 모두가 공통 접지를 공유한다는 것이다. 회로들(42)은 내부 버스바(41)로부터의 전압을 그들의 입력으로서 취한다. 컴포넌트들, L₃, C₄, 그리고 커패시터(C₅)를 갖는 L₄의 회로망이 내부 버스바(41)로부터의 전압을 전류 출력으로 변환하고, 그리고 D₁, S₂, 및 D₂에 의해 형성된 전류 분할기(current divider)가 이 AC 전류 출력을 정류하고 이것이 출력되기 전에 그 크기를 감소시킨다. 모든 AC 프로세싱 회로들(42)이 내부 버스바(41)로부터 구동되고, 그리고 이들 모두가 출력에 연결된다.

L₃, C₄, 그리고 C₅와 직렬로 연결된 L₄는, 회로들(42) 각각 내에서, 바람직하게는 모두 본질적으로 동일한 리액턴스(X)를 가진다. 이러한 상황에서, L₄에서의 AC 전류는 내부 버스바(41) 전압(V_OC)을 X로 나눈 값(A rms)이다. S₂가 오프될 때의 D₂에서의 평균 DC 전류는 AC 전류의 양의 반 싸이클의 평균 값에 대응하고, 다음과 같이 주어진다.

스위치(S₂)가 온일 때, D₂에서의 평균 DC 전류는 0이다. 실제 구현에서, 도 5의 회로 또는 등가 회로는, 양쪽 스위치 상태들이 올바른 전류를 제공하고, 어떠한 VAR 부하도 내부 버스바 상으로 다시 반사되지 않도록, 트리밍(trimming)될 수 있다. 이러한 트리밍이 없다면, 정류기들은 작은 잔류 VAR 부하들을 일으킬 수 있지만, 대부분의 상황에서 이러한 것은 무시될 수 있다.

회로들(42)의 특징은 출력 전류가 입력 전압(즉, 도시된 실시예에 따르면, 내부 버스바(41)의 전압)에 의해 제어된다는 것과, 그리고 입력 전류가 출력 전압에 의해 제어되는 것으로, 이로 인해 내부 버스바 전압이 일정하게 유지됨에 따라 출력 전류가 출력 전압에 상관없이 일정하게 유지된다.

예시적인 실제 애플리케이션에서, 만약 V_OC가 300V이고, X가 13.5옴이라면, 도 5의 회로는 출력에 스위칭가능한 10A 공급을 제공하고, 이것은 스위칭가능한 3kW 출력에 대응한다. 25kW 픽업 시스템에 대해, 도 5의 형태인 8개의 회로들이 병렬로 연결될 수 있고, 그리고 완전한 픽업 시스템의 동작시, 이러한 회로들은 그 외부 부하가 변함에 따라 300V DC에서 그 출력을 유지시키기 위해 요구된 대로 온으로 그리고 오프로 스위칭될 수 있다. 따라서, 가능한 가장 큰 과도값은 25kW 단계가 아닌 3kW 부하 단계에 대응한다.

스위칭을 제어하기 위해, 한가지 방법은 출력 전압을 측정하고 그 출력 전압에 비례하여 전류를 턴온시키는 것이다. 예를 들어, 적절한 방식은 표 1에 제시되는 바와 같다.

[표 1]

이 회로들 상의 열부하를 균등화시키기 위해 순차적 스위칭 방식이 사용될 수 있다. 예를 들어, 가장 긴 시간 동안 온이었던 회로(42)가 턴오프가 될 그 다음 회로일 수 있다. 또한, 스위칭 상태들이 순차적으로, 즉 100 Hz 속도에서 클럭킹(clocking)될 수 있고, 그래서 단지 하나의 회로가 임의의 일 시간에 상태를 바꿀 수 있게 된다. 예를 들어, 만약 출력 전압이 낮다면 그리고 현재 단지 2개의 회로들(42)만이 온 상태라면, 출력 전압이 그 요구된 값(즉, 표 1에 제시된 것)에 도달할 때까지, 온 상태인 회로들(42)의 수가 각각의 클럭 싸이클에 대해 1만큼 증가하고, 그래서 급격한 전력 요구 서지는 존재하지 않게 된다.

픽업이 전체 출력 전력에 있지 않을 때 다중 병렬 AC 프로세싱 회로들(42)을 구비하는 리던던시(redundancy)로 인해, 본 발명의 다중 병렬 경로들의 또 다른 이점이 가능하다. 이러한 리던던시는, 모든 변환기들 간에 스위칭 온/오프 시퀀스를 회전(rotating)시키거나 또는 순환(cycling)시킴으로써, 각각의 회로(42)의 인덕터들(L₃ 및 L₄)에서의 전류를 멀티플렉싱(multiplexing) 또는 인터리빙(interleaving)하는 능력을 제공하여, 요구된 수의 프로세싱 회로들(42)이 연속적으로 활성화되도록 하며, 그러나 부하는 모든 혹은 적어도 임의 개수의 회로들(42) 간에 순환되게 된다. 이것은 회로들(42)의 매크로-스위칭(macro-switching)으로서 언급될 수 있다. 이러한 방식으로, 부하는 전체 전력에서 동작하는 임의 개수의 회로들(42) 대신에 회로들(42) 간에 공유되며, 반면에 다른 회로들(42)은 영구히 오프된다. 따라서, 각각의 회로(42)의 평균 전류는 더 작아지게 되고, 픽업에서의 손실은 AC 프로세싱 회로들(42) 모두에 걸쳐 균등하게 분배되어, 열 싸이클링(thermal cycling)을 일으키고, 그리고 더 높은 겉보기 스위칭 주파수는 더 좋은 변동율(regulation)을 나타낸다.

도 6을 참조하면, 본 발명에 따른 멀티플렉싱 혹은 매크로-스위칭을 구현한 예시적인 IPT 픽업 제어기에서 네 개의 AC 프로세싱 회로들(42) 각각의 인덕턱(L₃)에서의 전류를 나타내는 파형들이 도시된다. 도 6으로부터 알 수 있는 것으로, 각각의 AC 프로세싱 회로(42)는, 세 개의 AC 프로세싱 회로들(42)이 계속 동작하고 동시에 네 번째 회로가 오프가 되는 것이 아닌, 시간의 단지 3/4 동안만 활성화된다. 요구된 개수의 회로들(42)이 임의의 시간에 활성화되지만, 활성 회로들(42)의 특정 조합은 변하는 것이다. 이러한 예에서, 회로들(42)은, 각각의 회로(42)가 총 네개 중 세 개의 연속적 싸이클 동안 활성화되도록 순차적으로 스위칭되지만, 본 발명의 범위를 벗어남이 없이 임의의 대안적 스위칭 방식이 사용될 수 있다. 예를 들어, 회로들(42)은 다른 시퀀스 혹은 랜덤 시퀀스로 스위칭될 수 있거나, 혹은 특정 회로들의 스위칭이, 예를 들어 온도에 따라 달라질 수 있다.

병렬 AC 프로세싱 회로들(42)의 이상적인 개수는 비용과 성능 간에 균형을 잡아준다. 병렬 회로들(42)이 더 많으면 더 부드러운 제어가 가능하지만, 비용이 더 늘어나고, 하지만 전력이 매우 높은 고전력 회로들에서, 병렬의 멀티프로세싱은 사용될 스위치들, 인덕터들, 및 커패시터들의 비용을 휠씬 더 낮출 수 있다. 이 회로들은 구현하기 더 쉬운데, 왜냐하면 누설 인덕턴스가 전력이 더 낮은 회로들에서 덜 임계적이기 때문이다.

본 발명의 실시예들의 병렬 프로세싱 AC 회로 픽업 제어기에 대한 개별 애플리케이션은 국제 (PCT) 특허출원 번호 PCT/NZ2007/000131에 설명된 바와 같은 파형-성형과 관련되고, 이 특허문헌은 본 발명의 양수인에게 양도되었으며, 그 전체 내용이 참조로 본 명세서에 통합된다.

AC 주전원 서플라이, 예를 들어, 단일 위상 주전원 서플라이로부터 구동되는 배터리 충전기 회로에서 단위 역률이 획득되는 것이 바람직하다. 도 4 및 도 5에 도시된 회로와 동일한 회로들이 이러한 목적을 위해 사용될 수 있다. 단일 위상 소스(즉, 도 1에서의 파워 서플라이 및 출력 보상 블럭(7))의 경우에, 도 4의 내부 버스바(41)는 자신에게 인가된 주전원 주파수에서의 변조된 엔벨로프(envelope)를 가진다. 단일 위상 회로가 이러한 전력 레벨에서 선택되는데, 왜냐하면 비용이 낮고 가장 일반적인 아울렛(outlet)이기 때문이다.

도 4에서의 내부 버스바(41)의 전압은 도 7에 도시된 형상을 가진다. 본 예에서, IPT 주파수는 50 kHz이고 그리고 (단일 위상) 주전원 주파수는 50 Hz이다. 바람직한 실시예에 따르면, 네 개의 AC 프로세싱 회로들(42)이 도 7에 도시된 파형을 가진 전압원에 연결된다. 첫 번째 것은 계속 온이고, 전체 회로를 주전원 입력 정류기들로부터 출력까지 계속적인 전도로 유지시킨다. 실제로 하프 스텝(half step step)이 이것에 대해 충분하다. 가능한 한 사인 파형에 가깝게 유지되도록 하지만 단지 고정된 전류 레벨을 사용하여 세 개의 다른 회로들이 온으로 스위칭되며, 이것은 서브-싸이클 파형 성형에 대한 AC 프로세싱 회로들의 '매크로-스위칭'으로 언급된다. 예시적인 매크로-스위칭 패턴이 도 8에 도시된다. 출력 전압이 일정(DC)하기 때문에, 각각의 회로(42)에 대한 입력 전류도 일정하지만, 단위 역률이 획득되도록 이로부터 얻어지는 전류에는 주전원 주파수에서 사인파 가중치가 부여돼야만 한다. 도 8에서, 이 파형은 영구적으로 온인 절반 정격 전류 회로를 사용하여 달성되고, 그리고 세 개의 스위칭된 회로들은 모두 동일한 전체 정격 전류를 스위칭한다. 요구된 기본 파형을 생성하기 위해, 그리고 가능한 한 많이 고조파들을 감소시키기 위해, 스위칭 각도(

,

, 및

)가 선택된다. 이러한 고조파들이 다시 전력 계통(power system)으로 전파되기 때문에, 필연적으로 변동이 일어나게 된다. 결과적으로, 이들을 제어하는 능력은 중요하다. 제시된 예에서, 제 3 고조파 성분의 상당한 부분이 허용될 수 있다는 사실을 이용함으로써, 비록 파형 자체가 단지 3.5의 최대값을 가질지라도, 기본 피크 값 4를 갖는 파형이 생성된다.

이러한 예에서, 발생하는 파형은 다음과 같다.

가능한 레벨은 0.5, 1.5, 2.5, 및 3.5이다. 각도(

,

, 및

)는

가 가능한 레벨들을 교차(crossing)하는 순간이다. 각도(

,

, 및

)는 바람직하게는, 각각의

값들 간의

곡선 아래의 면적이, 스위칭된 파형 아래의 면적과 정확히 동일하도록 선택된다. 이러한 방식으로,

,

, 및

에서 전이를 갖는 파형이 생성되고, 이는 도 8에 도시된 연속 라인

의 것과 정합되는 제 3 고조파 왜곡이 있는 기본파 성분을 갖는다. 비록 스텝 파형(step waveform)의 진폭이 고정되어 있을지라도 소량의 제 3 고조파들을 도입함으로써, 다양한 기본 고조파 크기가 달성될 수 있다. (제 3 고조파 위에 있는) 더 높은 고조파들에서의 전체 고조파 왜곡은 도 8에서 빗금 영역으로 나타나 있다. 도시된 바와 같이, 전체 도입된 고조파 왜곡은 작고, 도시된 예시적 파형에 대한 역률은 대략 0.987이다. 생성된 파형이 도 9에서 전체 싸이클을 통해 도시되었다. 이 파형에 대해, 제 19 고조파까지의 고조파들 모두가 표 2에 나열되었다.

[표 2]

제시된 바와 같이, 고조파들은 모두 작고, 그리고 장애를 일으키지 않는다. 이 파형의 왜곡 역률은 0.987이고 여기에는 의도적으로 도입된 제 3 고조파가 포함되고, 그리고 만약 이것이 무시된다면, 왜곡 역률은 0.99이다.

앞서의 예가 4개의 레벨을 갖는 것으로 설명되었지만, 본 발명의 바람직한 실시예들에는, 왜곡 역률이 더 개선되도록 더 높은 레벨 수가 제공될 수 있다.

실제 애플리케이션에서, 사용되는 병렬 경로들의 수는 또한, 요구된 전력 및 내부 버스바의 전압의 크기에 의해 결정될 수도 있다. 따라서, 높은 내부 버스바 전압에 대해, 각각의 병렬 경로에 의해 생성된 전류는 높고, 단지 소수의 경로들만이 사용될 필요가 있다. 이러한 경로 수는 요구된 피크 전력 흐름에 적합하도록 독립적으로 결정될 수 있고, 그리고 본 명세서에서 설명되는 기술은, 이 피크가, 단일 위상 파워 서플라이에 대한 주전원 입력 상에서 단위 역률을 제공하는, 파워 서플라이에 대한 주전원 입력에서의 사인파 전류의 피크에 대응하게 할 수 있다. 예를 들어, 만약 피크 내부 버스바 전압이 400V라면 2kW의 전력 흐름에 대해 내부 버스바로부터의 피크 전류는 20A일 필요가 있다. 만약 이러한 상황에서 각각의 병렬 경로가 5A를 취한다면, 동등한 4개의 병렬 경로들이 피크 전력 상태(peak power condition)에서 사용될 필요가 있고, 그리고 이러한 회로들은, 요구되는 바와 같이, 사인파 가중치가 부여된 전류들을 제공하기 위해 가중치 1을 가진 3개의 경로 및 가중치 0.5를 가진 1개의 경로를 사용하여, 도 8에 도시된 방식으로 제어된다. 다른 전력 흐름들이, 요구된 전력에서의 변화 및 피크 내부 버스바 전압에서의 변화에 적합하도록, 쉽게 수용될 수 있다.

이러한 2kW의 전력 흐름은 이상적으로 8.7 Arms의 파워 서플라이에 대한 입력 전류를 생성할 수 있다(2kW/230V). 실제로, 약간 더 높은 전류가 시스템 손실을 극복하기 위해 필요하지만 역률은 높게 유지된다.

특정 애플리케이션의 요건에 따라 전력 제어기에 대한 수정이 수행될 수 있다. 대안적인 바람직한 AC 프로세싱 회로(42)가 도 10에서 예로서 도시된다. 이러한 실시예에서, 회로(42)는 인덕터들(L₃ 및 L₄) 및 커패시터(C₄)를 포함하는 동일한 LCL 동조 회로망을 포함하지만, 정류기 회로는 커패시터(C₆, C₇, 및 C_DC) 및 다이오드(D₁ 및 D₂)를 포함하는 도시된 전압 더블러(voltage doubler)와 같은 전압 배율기를 포함할 수 있다.

전압 배율기는 LCL 회로망으로부터의 AC 전류원을 더 높은 DC 전압으로 변환한다. 도 10에 예시된 바와 같이 전압 더블러의 경우에, DC 출력 전압(V_DC)은 LCL 회로망의 AC 출력 전압보다 인자

만큼 더 크다. 인덕터(L₃)를 통해 흐르는 전류는 LCL 회로망의 특성 임피던스(Y)로 나누어진 출력 전압(V_DC)(이것은

에 의해 나누어진 것임)에 의해 결정되며, L₄를 통해 흐르는 전류에 대해서 그 반대의 경우도 마찬가지이다. AC 프로세싱 회로(42)가 병렬로 제공되기 때문에, 픽업 코일(L₁)에서의 전류(I₂)는 각각의 회로(42)의 인덕터(L₃)에 흐르는 전류의 합이다.

DC 션트 스위치(DC shunt switch)(S₃)가 AC 프로세싱 회로(42)의 제어가 가능하도록 제공되고, 역전류로부터 스위치를 보호하기 위해 역병렬 다이오드에 의해 션트된다.

IPT 시스템의 픽업 회로에서의 본 발명에 따른 전력 제어기의 성능이 예를 들어 아래에서 설명된다. 도 4 및 도 10을 참조하면, 예시적인 픽업 회로가 세 개의 AC 프로세싱 회로들(42) 및 표 3에 나열된 설계 파라미터들을 갖는다.

[표 3]

도 11은 내부 버스바 전압(V_OC) 및 픽업 코일 전류(I₂)의 파형을 나타내고, 여기서 (a), (b), (C)는 300V DC 출력 전압으로 동작하는 AC 프로세싱 회로(42)가 각각 1개, 2개, 3개인 경우이다. 도 11의 (d)는 도 11의 (c)의 파형을 더 확대한 도면이다. 각각의 회로(42)는 160V의 V_OC로 대략 460W를 전달한다. 세 개의 회로들(42)이 모두 온으로 스위칭된 경우, 1.4kW의 전력이 부하(R)에 전달된다. 이것은 픽업 전류(I₂)가 AC 프로세싱 회로들(42)의 수에 정비례함을 나타낸다. 도 11(a)에 도시된 바와 같은 단일 회로(42)가 활성화된 경우, 픽업 전류(I₂)는 3.3A이고, 그리고 도 11(C)에 도시된 바와 같이 세 개의 회로들(42)이 모두 활성화된 경우, 픽업 전류(I₂)는 9.72A이다. 활성화된 AC 프로세싱 회로들(42)의 개수 증가는 내부 버스바 전압 혹은 픽업 코일의 역률에 거의 영향을 미치지 않는다. 활성화된 AC 프로세싱 회로들(42)의 수에 상관없이 역률은 실질적으로 일(unity)이다.

앞서 설명된 바와 같이, 종래 기술에 따른 픽업 제어기들의 한 가지 단점은 스위칭 손실 및 픽업 전류(I₂)에서의 과도 오버슈트(transient overshoot)이며, 이것은 회로를 온으로 그리고/또는 오프로 스위칭한 결과로서 일어나는 것이다. 픽업 전류 오버슈트는 파워 서플라이로 다시 반사되고, 만약 파워 서플라이가 최소의 DC 저장을 가지거나 DC 저장을 가지지 않는다면, 송전망(grid) 상에 왜곡을 일으킨다. 이 현상이 도 12에서 관측될 수 있고, 여기서는, 단일 위상 입력을 가진 AC 파워 서플라이와 함께 사용된 종래의 병렬 동조된 느린 스위칭 픽업에 대한 파형들이 도시되어 있다. 도 12는 주전원 전압(상부에 있는 파형), 주전원 전류(가운데에 있는 파형), 및 픽업 코일 전류(I₂)(하부에 있는 파형)를 나타낸다. 이 파형들로부터 알 수 있는 것은, 종래 픽업 회로의 주전원 전류가 상대적으로 큰 과도 오버슈트 및 고조파 왜곡을 가진다는 것이다. 이러한 왜곡을 제거하기 위해 보통 주전원 필터(mains filter)가 요구된다.

본 명세서에서 앞서 설명된 바와 같이, 본 발명은, 가장 큰 과도현상이 전체 회로가 아닌 단지 단일의 AC 프로세싱 회로(42)를 스위칭하는 것과 대응된다는 점에서 이미 장점을 가지고 있다. 그러나, 과도현상은, 아래에서 더 상세히 설명되는 바와 같이, 단일 위상 AC 입력으로부터 전력을 수신하는 IPT 시스템에서 더 최소화될 수 있다.

본 발명에 따른 병렬 경로 제어기를 포함하는 픽업의 예시적 일 애플리케이션에서, 픽업은, 본 출원인의 국제 공개공보 번호 WO2007/100265(발명의 명칭: "Single phase power supply for inductively coupled power transfer systems")(이 특허문헌의 내용은 참조로 본 명세서에 통합됨)에서 예시적으로 설명된 바와 같이, 단일 위상 AC 입력을 가진 진폭 변조 파워 서플라이에 의해 에너지를 공급받는 1차 전도 경로(primary conductive path)와 유도적으로 연결될 수 있다. 본 출원에서, 내부 버스바 전압(V_OC)은 주전원 전압 제로-교차점에서 거의 제로까지 감소된다. 이로 인해, 스위칭을 주전원 전압 제로 교차점들과 동기화시킴으로써 최소의 스위칭 손실 및 픽업 코일 전류(I₂)에서의 과도 오버슈트를 가진 AC 프로세싱 회로들(42) 중 하나 혹은 그 이상을 활성화 혹은 비활성화시킬 수 있게 된다. 따라서, 픽업 제어기에는, AC 프로세싱 회로들(42)을 온으로 그리고/또는 오프로 스위칭하는 타이밍을 제어하도록 구성된 스위칭 제어 수단이 제공될 수 있다. 따라서, 본 명세서에서 앞서 설명된 바와 같이 스위칭 상태들이 순차적으로 클록킹되는 경우, 스위칭 주파수는, 주전원 전압의 제로 교차점과 동기화된 클럭 신호의 리딩 에지(leading edge) 및 트레일링 에지(trailing edge)를 가진 주전원 공급 주파수와 관련되어 있다. 따라서, 이에 따라, 스위칭 제어 수단은 위상 고정 루프(Phase Locked Loop, PLL), 위상 검출기, 또는 스위칭을 주전원 공급 전압 제로 교차점의 제로 교차점과 동기화시키기 위한 임의의 다른 적절한 수단을 포함할 수 있다.

제 1 내부 버스바 전압 및 전류의 파형이 도 13의 (a), (c), 및 (e)에 도시되고, 이 경우 대응하는 주전원 공급 전압 및 전류 파형이 도 13의 (b), (d), 및 (e)에 도시되어 있으며, 이는 AC 프로세싱 회로들(42)의 스위칭을 주전원 공급 전압의 제로 교차점과 동기화시키기 위한 스위칭 제어 수단을 포함하는 병렬 경로 픽업 제어기에 대한 것이다. 도 13의 (a) 및 (b)의 파형은 880W의 출력 전력에 대한 것이고, 반면에 도 13의 (c) 내지 (f)는 1.1kW의 출력 전력에 대한 것이다. 도 13의 (e) 및 (f)는 도 13의 (c) 및 (d)의 파형을 더 확대해서 본 것이다. 도 13으로부터 알 수 있는 것은, 스위칭 제어 수단을 이용하는 경우, 픽업 및 주전원 전압과 전류 파형이 매우 "깨끗(clean)"하다는 것이고, 실질적으로 왜곡이 없다는 것이다. 이러한 것은 특히 도 13의 (e) 및 (f)에서 두 개 내지 세 개의 활성화된 AC 프로세싱 회로들(42)로부터의 전이 동안 관측될 수 있다. 이 파형들은 주전원 전류에 어떠한 과도 오버슈트 혹은 고조파 왜곡이 존재하지 않는다는 것을 보여준다.

본 발명에 따른 병렬 경로 픽업 제어기의 또 다른 이점은 종래 기술의 직렬 동조된 픽업들과 달리, 픽업 코일(L₁)에서의 전류(I₂)가 임의의 추가적 제어 방식 없이 직접적으로 제어될 수 있다는 것이다.

만약 픽업 코일(L₁)이 단락 회로화되면, 전류(I_SC)가 이것을 통해 흐른다. 병렬 경로 픽업의 동작시, 픽업 코일(L₁)은 보상 커패시터(C₁) 및 다수의 병렬 경로들 혹은 AC 프로세싱 회로들(42)과 직렬로 연결된다. 픽업 코일(L₁)에서의 전류(I₂)는 언제나 단락 회로 전류(I_SC)보다 더 크고, 이 두 전류 간의 비율은 편의상 전류 Q 불리거나 또는 회로에 대한 전류 양호도(current quality factor)로 불리며, 다음과 같은 식으로 주어진다.

본 발명의 병렬 경로 픽업 제어기에서, 픽업 코일 전류(I₂)는 AC 프로세싱 회로(42)에서의 LCL 회로망(20)의 인덕터(L₃)에서의 전류 흐름의 합이다. 달리 말하면, AC 프로세싱 회로(42)를 제어함으로써, 픽업 코일 전류(I₂)가 직접적으로 제어된다. 픽업 코일(L₁)이 바람직하게는 직렬 동조 혹은 보상되어 있기 때문에, 병렬 경로 픽업 토폴로지의 실제 한계(limit)는 종래 직렬 동조된 벅 컨버터 픽업과 동일하고, 이는 픽업 전류 Q의 한계이다. 종래 직렬 동조된 픽업에 대해, 전류 Q(Q₁)는 부하 전류에 따라 증가한다. 그러나 벅 변환기 토폴로지에서의 전류 Q의 직접적 제어는 없다. 예를 들어 본 출원인의 국제 특허 공개공보 번호 WO2004/105208(발명의 명칭: "Methods and apparatus for control of inductively coupled power transfer system")에 설명된 바와 같이 공진 회로를 비동조(detuning)시킴으로써, 동조 커패시터(C₁)의 정격을 초과하는 픽업 코일 전류(I₂)를 막기 위해, 픽업 전류 Q를 제한하도록 종종 개별적인 전류 제어 방식이 요구된다. 본 발명에 따르면, 전류 Q는, 필요하다면, 픽업 코일 전류(I₂)를 제어함으로써, 또한 최대 출력 전력 능력을 제한하는 대가를 치르고, 제한될 수 있다.

표 3 및 도 4와 도 10의 병렬 경로 픽업 설계를 다시 참조하면, 2kW 및 1.6kW를 출력하기 위한 요구된 전류 Q가 이 설계에서 허용된 최대 전류 Q와 함께 도 14에 도시되었다. 최대 전류 Q는 선택된 동조 커패시터(C₁)의 전류 한계에 근거하여 계산된다. 1.6kW를 출력하기 위한 요구된 Q는 100V 내지 200V 사이의 내부 버스바에서의 전압 V_OC에 대한 최대 Q 값보다 더 낮음을 알 수 있다. 2kW 전력 출력에 대해 요구된 Q는 125V와 200V 사이의 버스바 전압 V_OC에 대한 최대 전류 Q보다 낮고, 하지만 100V 내지 125V 사이에서, 요구된 전류 Q는 허용가능한 최대치보다 더 높다. 따라서, 2kW 다중 경로 픽업은 200V 내지 125V V_OC 사이의 포인트 A로부터 포인트 B까지의 요구된 Q 곡선을 따라 동작해야만 한다. 125V 내지 100V V_OC 사이에서, 픽업은, 요구된 2kW 출력 전력을 공급할 수 없는 대가를 치르고, 포인트 B에서 포인트 C까지 최대 Q 곡선을 따라 동작한다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 도 10의 션트 스위치(S₃)가 직렬 AC 스위치로 대체된다. 도 10의 도시된 션트 스위칭 토폴로지의 경우, 출력 DC 부하는 스위치(S₃)가 단락될 때 각각의 AC 프로세싱 회로(42)로부터 분리된다. 스위치(S₃)가 턴온되어 있는 동안 인덕터(L₃)에 흐르는 전류는 없는데, 왜냐하면 부하가 없기때문이다. 그러나, L₄에서의 전류는 동일하게 머물러 있는데, 왜냐하면 이것은 AC 프로세싱 회로(42)에 대한 입력 전압인 V_in에 의해 결정되기 때문이다. 이것은, 프로세싱 회로(42)가 비활성화 상태에 있는 동안, 인덕터(L₄)에서 불필요한 구리 및 철 손실을 발생시킨다.

픽업 코일(L₁)이 동조 커패시터(C₁)와 직렬로 동조되어 있기 때문에, LCL 회로망(20)의 전면에 있는 AC 직렬 스위치는, 도 15에 도시된 바와 같이, 내부 버스바로부터 AC 프로세싱 회로(42)를 분리하는데 사용될 수 있다. 예를 들어, 함께 캐스캐이딩(cascading)되고 아울러 각각의 역병렬 다이오드들에 의해 션트된 두 개의 n-채널 MOSFET 스위치들(S₄ 및 S₅)을 포함하는 것으로 도시된 AC 직렬 스위치는, 도 10에 도시된 바와 같은 LCL 회로망과 전압 더블러 사이에 제공되는 션트 스위치(S₃)를 대체한다. 이러한 구성의 이점은, AC 프로세싱 회로(42)가 AC 스위치를 개방시킴으로써 끊어지거나 분리될 때, 컴포넌트들 중 어느 것에도 전류가 흐르지 않고 그리고 회로(42)는 내부 버스바의 AC 전압으로부터 분리된다는 것이다.

앞서 설명된 바와 같은 AC 프로세싱 회로들(42)의 한가지 중요한 점은, 프로세싱 회로들(42) 각각이 내부 버스바 전압 V_OC에 DC 오프셋을 도입한다는 것이다. 이것은 전압 배율기의 비대칭 구조에 의해 야기된다. LCL 회로망에서의 제 2 인덕터 L₄ 이후의 노드는 DC 바이어스를 가지지 않는데, 왜냐하면 전류에 대한 DC 경로가 없기 때문이다. AC 전압 입력에 대해, LCL 회로망은 공통 그라운드에 대해 양의 DC 전압을 출력한다. 이 도입된 DC 오프셋 전압은 스위치들 양단에 추가의 전압 스트레스를 생성하고, 그리고 주전원 전압 파형의 검출을 더 어렵게 만드는데, 왜냐하면 내부 버스바 전압 V_OC가 이제 더 이상 공통 그라운드를 중심으로 하지 않기 때문이다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, AC 프로세싱 회로(42)로부터 대칭적 출력 전압을 제공하는 정류기가 이러한 문제를 처리하기 위해, 도 16에 도시된 바와 같이 사용될 수 있다.

각각의 정격이 5kW인 스무 개의 병렬 AC 프로세싱 회로들(42)을 포함하고, 아울러 대칭적 출력 전압을 가진 정류기를 포함하는 병렬 경로 픽업 제어기의 시뮬레이션의 결과가 도 17에 도시된다. 여기서 선로 전류(I₁)는 진폭 변조가 없는 일정한 AC 전류이다. 도 17의 상부 트레이스(trace)는 픽업 코일(L₁)에서의 전류(I₂)를 나타내고, 하부 트레이스는 부하에 전달된 전력을 나타낸다. 픽업 전류(I₂)와 전달된 전력 양쪽 모두는, 스무 개의 AC 프로세싱 회로들(42) 각각이 연속적으로 턴온됨에 따라, 개별적 스텝으로 증가한다. 이것은 파워 서플라이로부터 인출된 전력이 전체 전력까지 5kW 스텝으로 증가되도록 하고 다시 제로로, 혹은 그 사이의 임의의 값까지 복귀하도록 할 수 있다. 앞서 설명된 바와 같이, 이것은 이로운 것인데, 왜냐하면 부하 스텝들이 더 작으면 작을수록, 전체 전력(100kW)을 온으로 그리고 오프로 스위칭함으로써 전체 픽업을 한 순간 분리시키는 것보다 파워 서플라이에 영향을 덜 주기 때문이다.

또한 주목할 사항으로서, 본 명세서에서 설명되고 있는 이러한 바람직한 실시예들에 대한 다양한 변경 및 수정이 본 발명의 기술분야에서 숙련된 자들에게는 명백할 것이다. 이러한 변경 및 수정이 본 발명의 사상 및 범위를 벗어남이 없이 아울러 그 수반되는 이점을 감소시킴 없이 수행될 수 있다. 따라서, 이러한 변경 및 수정이 본 발명의 범위 내에 포함되는 것으로 의도되었다.

앞서의 설명으로부터, 알 수 있는 것은, 종래 기술보다 뛰어난 다수의 이점(여기에는, 고출력 전력, 고효율성, 감소된 컴포넌트 정격 요건, 최소화된 스위칭 손실 및 과도현상, 컴포넌트 상의 감소된 스트레스, 및 제어가능한 전류 Q가 포함되지만 이것에만 한정되는 것은 아님)을 제공하는, 다중 경로 픽업 제어기 회로, 유도 전력 전송 시스템, 및 유도 전력 전송을 제어하는 방법이 제시된다. 따라서, 제어기는 종래의 직렬 동조된 픽업 장치의 이점을 가지며, 여기에는 시동 전력 서지의 단점 없는 입력 상에서의 단위 역률과 그리고 픽업 코일에서의 최대 가능 전류에 대한 제어가 없는 것이 포함된다.

만약 달리 명확하게 제시되지 않는다면, 명세서 전반에 걸쳐, 어구 "포함한다", "포함하는" 등의 의미는 독점적이거나 혹은 배타적인 의미와 반대되는 포함적 의미로 해석되어야 하는데, 즉, "포함한다, 하지만 언급되는 것에만 한정되는 것은 아니다"의 의미로 해석되어야 한다.

비록 본 발명이 예를 들어 설명되고 그 가능한 실시예들을 참조하여 설명되었지만, 그 변경 혹은 개선이 본 발명의 범위를 벗어남이 없이 수행될 있음을 이해해야 한다. 더욱이, 공지된 등가물을 구비한 본 발명의 특정 컴포넌트들 혹은 완성물에 대해 언급되었지만, 이러한 등가물들은 마치 개별적으로 설명된 것처럼 본 명세서에 통합된다.

본 명세서 전반에 걸친 종래 기술의 임의의 기재가, 이러한 종래 기술이 광범위하게 알려져 있거나 본 발명의 기술분야에서 공통적인 일반적 지식의 부분을 형성함을 인정하는 것으로 고려되어서는 안 된다.

Claims (26)

1. 유도 전력 전송(Inductive Power Transfer, IPT) 시스템을 위한 픽업 회로(pick-up circuit)로서,
   직렬 동조된 픽업 코일(series-tuned pick-up coil)과; 그리고
   상기 직렬 동조된 픽업 코일과 출력 사이에 제공되는 복수의 병렬 AC 프로세싱 회로들(parallel AC processing circuits)을 포함하여 구성되며,
   여기서, 각각의 프로세싱 회로는 직접적으로 혹은 간접적으로 상기 직렬 동조된 픽업 코일의 전압에 적어도 부분적으로 근거하여 출력 신호를 생성하도록 되어 있고, 아울러 각각의 상기 출력 신호를 상기 픽업 회로의 상기 출력에 선택적으로 제공하도록 상기 프로세싱 회로를 상기 출력에 선택적으로 결합하는 스위치(switch)를 포함하며,
   상기 픽업 회로는 또한, 상기 복수의 프로세싱 회로들의 각각의 스위치를 제어하도록 되어 있는 제어기를 포함하고, 상기 제어기는 상기 출력 신호의 전류 파형을 성형(shape)하기 위해 상기 프로세싱 회로들을 제어하도록 되어 있는 것을 특징으로 하는 유도 전력 전송(IPT) 시스템을 위한 픽업 회로.
2. 제1항에 있어서,
   상기 직렬 동조된 픽업 코일은 전압원(voltage source)을 형성하고, 그리고 각각의 프로세싱 회로는 상기 전압원으로부터의 AC 전압을 DC 전류원 출력 신호(DC current source output signal)로 변환하도록 되어 있는 것을 특징으로 하는 유도 전력 전송(IPT) 시스템을 위한 픽업 회로.
3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
   각각의 회로의 상기 스위치는 독립적으로 작동될 수 있어, 임의 개수의 상기 스위치들이 임의 시점에서 온(on)으로 혹은 오프(off)로 스위칭될 수 있는 것을 특징으로 하는 유도 전력 전송(IPT) 시스템을 위한 픽업 회로.
4. 제1항 또는 제2항에 있어서,
   임의 시간에 상기 출력에 결합되는 프로세싱 회로들의 개수는 상기 픽업 회로의 상기 출력과 관련된 부하의 순간 전력 요건에 비례하는 것을 특징으로 하는 유도 전력 전송(IPT) 시스템을 위한 픽업 회로.
5. 삭제
6. 제1항에 있어서,
   상기 제어기는 사전에 결정된 값(predetermined value)에서 출력 전압이 유지되도록 상기 복수의 프로세싱 회로들의 각각의 스위치를 제어하여, 상기 픽업 회로의 상기 출력과 관련된 외부 부하가 변함에 따라 일정한 출력 전압이 유지되게 하는 것을 특징으로 하는 유도 전력 전송(IPT) 시스템을 위한 픽업 회로.
7. 제1항에 있어서,
   상기 제어기는 순차적 스위칭 방식(sequential switching strategy)을 이용하여, 상기 복수의 프로세싱 회로들 중 적어도 두 개의 프로세싱 회로 상의 열부하(thermal load)들이 균등화(equalise)되게 하는 것을 특징으로 하는 유도 전력 전송(IPT) 시스템을 위한 픽업 회로.
8. 제1항에 있어서,
   상기 제어기는 부하를 여분의(redundant) 프로세싱 회로들 간에 순환(cycle)시키도록 되어 있는 것을 특징으로 하는 유도 전력 전송(IPT) 시스템을 위한 픽업 회로.
9. 제1항에 있어서,
   상기 제어기는 상기 스위치들의 작동을 상기 유도 전력 전송(IPT) 시스템의 파워 서플라이(power supply)에 대한 단일 위상 주전원 파워 서플라이 입력(single phase mains power supply input)의 제로 전압 교차점들(zero voltage crossings)과 동기화(synchronise)시키도록 되어 있는 것을 특징으로 하는 유도 전력 전송(IPT) 시스템을 위한 픽업 회로.
10. 제1항에 있어서,
    상기 제어기는 원하는 역률(power factor)이 유지되도록 하기 위해 상기 프로세싱 회로들 각각으로부터 인출된 전류의 파형을 성형하도록 되어 있는 것을 특징으로 하는 유도 전력 전송(IPT) 시스템을 위한 픽업 회로.
11. 제10항에 있어서,
    상기 제어기는 주전원 주파수(mains frequency)에서 상기 프로세싱 회로들 각각으로부터 인출된 전류에 사인-가중치(sine-weight)를 부여하도록 되어 있는 것을 특징으로 하는 유도 전력 전송(IPT) 시스템을 위한 픽업 회로.
12. 제1항에 있어서,
    상기 제어기는 고조파들(harmonics)을 감소시키는 동시에 원하는 출력 기본 파형(output waveform fundamental)이 생성되도록 상기 프로세싱 회로들의 상기 스위치들을 선택적으로 턴온(turn on) 그리고/또는 턴오프(turn off)시키도록 되어 있는 것을 특징으로 하는 유도 전력 전송(IPT) 시스템을 위한 픽업 회로.
13. 제1항 또는 제2항에 기재된 픽업 회로를 포함하는 유도 전력 전송(IPT) 시스템.
14. 유도 전력 전송(IPT) 시스템에서 픽업(pick-up)을 제어하는 방법으로서,
    복수의 병렬 AC 프로세싱 회로들을 제공하는 단계와, 여기서 각각의 프로세싱 회로는 직접적으로 혹은 간접적으로 입력 전압에 적어도 부분적으로 근거하여 출력 신호를 생성하도록 되어 있고, 상기 입력 전압은 유도 전력 전송에 의해 발생되며; 그리고
    임의 개수의 상기 출력 신호들을 상기 픽업의 출력에 선택적으로 결합시키는 단계를 포함하여 구성되며,
    원하는 출력 기본 파형을 생성하기 위해 상기 프로세싱 회로들의 스위치들을 선택적으로 턴온 그리고/또는 턴오프시킴으로써 상기 픽업의 출력에 결합되는 프로세싱 회로들의 개수가 변하게 되는 것을 특징으로 하는 유도 전력 전송(IPT) 시스템에서 픽업을 제어하는 방법.
15. 제14항에 있어서,
    상기 출력 신호는 전류의 형태인 것을 특징으로 하는 유도 전력 전송(IPT) 시스템에서 픽업을 제어하는 방법.
16. 제14항 또는 제15항에 있어서,
    상기 픽업의 출력에 결합되는 출력 신호들의 개수는 상기 픽업의 출력과 관련된 부하의 전력 요건에 비례하는 것을 특징으로 하는 유도 전력 전송(IPT) 시스템에서 픽업을 제어하는 방법.
17. 제14항 또는 제15항에 있어서,
    부하를 여분의 프로세싱 회로들 간에 순환시키기 위해, 상기 픽업의 출력에 결합되는 프로세싱 회로들의 특정 조합이 변하는 것을 특징으로 하는 유도 전력 전송(IPT) 시스템에서 픽업을 제어하는 방법.
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19. 제14항 또는 제15항에 있어서,
    상기 프로세싱 회로들의 결합 및/또는 분리는 상기 유도 전력 전송(IPT) 시스템의 파워 서플라이에 대한 단일 위상 주전원 파워 서플라이 입력의 제로 전압 교차점들과 동기화되는 것을 특징으로 하는 유도 전력 전송(IPT) 시스템에서 픽업을 제어하는 방법.
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