CN101904083B - 功率控制 - Google Patents

Abstract

公开一种用于高功率感应式电能传输(IPT)应用的AC处理设备和方法，包括用于与电压源耦接的输入装置；用于直接或者间接地至少部分根据电压源的电压来产生输出信号的处理装置；输出装置；以及用于有选择地使处理装置与输出装置耦接，以便有选择地向输出装置提供输出信号的开关装置。还公开了每一个都包括至少一个AC处理电路的IPT控制器、IPT拾取器和IPT系统。

Description

功率控制

技术领域

本发明涉及感应式电能传输系统，具体地讲，高功率的感应式电能传输系统中的功率控制。

背景技术

感应式电能传输(IPT)或者感应式耦合电能传输(ICPT)系统是一种目前接受的特别为严苛环境选择的工业电源的形式。IPT系统1的例证结构示于图1中。用一般在5kHz到50kHz范围内的频率的电流来激励跟踪导体2。具有拾取电感L₁的拾取器3截取由跟踪电流产生的一些磁场。用某种形式的跟踪补偿4来调谐拾取器3，并且功率输出被整流5，并由开关模式控制器6控制，以产生可用于各种目的的DC输出。

如US 5,293,308中所述，已经发现通过解耦提供了良好的拾取器控制技术，US 5,293,308被受让给本发明的受让人，在此通过引用而并入。US 5,293,308中描述的结构示于图2中。可利用单个开关来实现功率控制。输出功率与(1-D)直接成比例，其中D是开关的占空比。根据开关的能力和特定应用的要求，可以高速或缓慢地切换开关。在快速开关速度下，DC电感器L_DC平滑功率流，使得拾取电路及其调谐电容器以与功率输出直接成比例的电压工作。在缓慢开关速度下，当开关长时间接通时，电感器L₁和电容器C₁之间的谐振完全崩溃，并且当开关再次断开时，必须重新建立电感器L₁和电容器C₁之间的谐振。理想的是，在开关接通时，谐振电路中的能量被保持在L_DC中，电流飞轮式通过开关和整流桥，但实际上该能量可能被损耗。快速和慢速开关都通过上述开关占空比来控制功率。

这种控制方法易于实现，并且具有许多希望的特征。然而，该拾取控制器并不以反映回到跟踪上的功率因数1工作，并且L₁中的感应电压与L₁中的电流不同相。因此，实际上，电路并不像它理应那样的高效，因为L₁中的电阻损耗总是比理想的要高，并最终设定拾取器的功率限制。

利用串联调谐的拾取器可实现功率因数1拾取，但这些拾取器会在接通时导致难以控制的功率浪涌。它们也潜在地造成短路损害，因为它们产生的短路电流可能具有非常大的量值。

图3中示出了实现功率因数1的并联调谐拾取器。在受让给本发明的受让人的国际(PCT)申请No.PCT/NZ2007/000131中描述了该拾取控制器。图3的电路布局与图2的电路布局类似，但图2的DC电感器被图3中明显较小的AC电感器代替。增加了额外的电容器C₃以补偿整流器的电抗性负载。

该电路是对图2的电路的重大改进，但需要一定代价。图3的电路不能以高速开关，因为现在没有从一个开关周期到下一个开关周期平滑功率流的DC电感器。并且，图2的布置提供另一种开关选择，即缓慢开关，但随后当开关接通时，使用开关“突发”。此时，能够监控通过L_DC的电流，如果该电流变得过高，则可以暂时断开开关，以把该能量回收到输出电容器，从而提高效率，实现对开关的“更软”接通，降低电路损耗。对于图3的功率因数1电路来说，这些开关选择是不可能的。

对较高功率的拾取器和控制器来说，开关特性尤其重要。例如，在额定为25kW的拾取器中，当操纵开关时，所有25kW都被急剧开启和关闭。这可能导致对3相电源的破坏，以致影响其它用户。对于非常高功率的电路，快速开关也没有吸引力，因为这种“升压”配置型电路在较高功率电平下并不受惠。

发明内容

本发明的目的是提供对于感应式电能传输拾取的功率控制，减轻上述问题至少之一。

另一方面，本发明的一个目的是向公众提供至少一种有用的选择。

按照本发明的第一方面，提供一种用于高功率拾取控制器的电路，所述电路包括：

与电压源耦接的输入装置；

处理装置，用于直接或间接地至少部分根据电压源的电压，来产生输出信号；

输出装置；以及

开关装置，用于有选择地使处理装置与输出装置耦接，以便有选择地向输出装置提供输出信号。

尽管本发明的优选实施例被配置成在高功率拾取电路中使用，但本发明的范围并不局限于此，本发明的实施例可被配置成在具有任何标称额定功率的拾取电路中使用。

下面使用的“开启”或“接通”(或类似用语)指的是开关装置被配置成操作地连接处理装置和输出装置，并提供输出信号。下面使用的“关闭”或“断开”(或类似用语)指的是开关装置被配置成操作地使处理装置和输出装置解耦，以便产生零输出信号。

输出信号优选呈电流的形式，更优选的是呈DC电流的形式。

优选地，处理装置被配置成把来自电压源的电压转换成电流。

优选地，处理装置包括用于降低电流输出的量值的装置和/或对电流输出进行整流的装置。

按照第二方面，提供一种用于高功率拾取器的控制器，所述控制器包括按照第一方面的多个电路。

优选地，将电路与电压源和/或输出装置并联连接。

优选地，每个电路的开关装置可被独立地激励，使得在任意时间点可以接通或断开任意数量的开关装置。

优选地，控制器被配置成控制多个电路的每个开关装置，以便控制输出电压。更优选地，控制器被配置成控制多个电路的每个开关装置，以便将输出电压保持在预定值。从而，当施加于与控制器相关的拾取器的外部负载改变时，输出电压可保持恒定。

优选地，控制器适合于使开关装置与单相电力网供电电压的过零点同步工作。

按照特定的实施例，控制器被配置成测量或接收输出电压的测量值。按照这样的实施例，被接通的开关装置的数量优选地与误差成比例(如表1所示，即希望输出电压和实际输出电压之间的差值)。

优选地，控制器被配置成采用顺序开关策略，从而使第一方面的多个电路上的热负载均衡。

优选地，控制器被配置成在冗余电路之间循环负载。

按照特定实施例，在使用中受控制器控制的拾取器具有谐振频率，所述谐振频率基本上与拾取线圈的开路电压的频率相同。作为AC电源的电源也具有相关联的输入频率(此处称为电力网频率)，尽管应认识到结合本发明的实施例，可以使用除电力网电源之外的其它电源。

优选地，控制器被配置成对从每个第一方面的电路汲取的电流进行加权，优选地以便保持希望的功率因数(优选地，功率因数1或者接近功率因数1)。更优选地，控制器被配置成以电力网频率对从每个电路汲取的电流进行正弦加权。

优选地，控制器被配置成接通和/或断开第一方面的电路，以便产生希望的波形基波，同时减少谐波。更优选地，按照本发明的优选实施例，控制器被配置成产生或接收设定每个电路的接通时间和断开时间的开关角度。

按照第三方面，提供一种IPT拾取器，它包括按照第二方面的控制器和/或按照第一方面的电路。

按照第四方面，提供一种IPT系统，它包括按照第三方面的IPT拾取器和/或按照第二方面的控制器和/或按照第一方面的电路。

按照第五方面，提供一种控制高功率拾取器的方法，所述方法包括：

直接或者间接地至少部分根据输入电压来产生输出信号，其中输入电压是通过感应式电能传输而产生的；以及

有选择地使输出信号与输出装置耦接。

优选地，输出信号呈电流的形式。

按照优选实施例，输出信号包括多个分量部分，每个部分以输入电压为基础，并且可耦接到输出装置。

优选地，所述方法包括有选择地使所述多个分量部分中的任意数量的分量部分与输出装置耦接。

对本领域的技术人员来说，根据下面的说明，应被认为是其所有新颖方面的本发明的其它方面将变得明显，下面的说明提供本发明的实际应用的至少一个例子。

附图说明

下面参考附图，举例说明本发明的实施例，其中：

图1是按照现有技术的IPT系统的示意图；

图2是按照现有技术的拾取控制器的示图；

图3是按照现有技术的并联调谐的功率因数1拾取器的示图；

图4是本发明的设备的一个实施例的示图；

图5是图4的处理装置的一个实施例的示图；

图6示出了示例例证的多路复用开关方案的波形；

图7是图4的内部母线的例证电压波形；

图8和9示出了分别示例例证的开关模式的部分和完整波形；

图10是按照本发明的一个实施例的包括电压倍增器的变换器装置的示图；

图11示出了在(a)460W、(b)920W、和(c)及(d)1.4kW输出功率下，具有三个并联AC处理电路的拾取控制器的内部母线处的电压和电流的波形；

图12分别示出了与单相AC电源耦接的传统并联调谐拾取电路的电源电压、电源电流和跟踪电流的波形；

图13分别示出了(a)在880W的输出功率下，第一内部母线的电压和电流的波形，(b)在880W的输出功率下，电力网电压和电流的波形，(c)在1.1kW的输出功率下，第一内部母线的电压和电流的波形，以及(d)在1.1kW的输出功率下，电力网电压和电流的波形，并且(e)和(f)分别示出了(c)和(d)的波形的近距离视图；

图14是包括20个并联的AC处理电路的拾取控制器的模拟拾取电流和传送功率的图；

图15是按照本发明的一个实施例的包括串联开关的备选处理装置的电路图；

图16是包括对称电压倍增器的处理装置的电路图；以及

图17示出了按照本发明的一个实施例的包括20个并联处理电路的拾取控制器的拾取电流和传送功率的波形。

具体实施方式

广义上来说，本发明提供由高功率IPT拾取器提供的电流的阶跃/递增变化，以避免相当大的瞬时变化。另外地或者可替换地，本发明提供电流的波整形，以便例如获得功率因数1。

按照本发明的一个优选实施例的高功率拾取控制器示于图4中。图4的设备包括拾取电感器L₁，该拾取电感器L₁与电容器C₁完全串联调谐，从而以谐振频率向内部母线41提供与拾取线圈的开路电压V_OC基本相同的输出电压。内部母线41充当电压源，如果内部母线41被短路，则将是危险的。然而，内部母线41总是仅在拾取控制器内使用，从而短路不太可能发生，并且在任何情况下，如果需要的话，易于用简单的熔断器来防范所述短路。

呈AC处理电路42形式的多个处理装置与内部母线41连接。电路42优选地全部相同(尽管本发明的范围并不局限于此)，并且图5中示出了其一个可能的实施例。电路的特征在于，所有的AC处理电路42和拾取电感器L₁共用公共地。电路42以来自内部母线41的电压作为其输入。组件L₃、C₄和与电容器C₅串联的L₄的网络把来自内部母线41的该电压变换成电流输出，并且由D₁、S₂和D₂形成的分流器对该AC电流输出进行整流，并在输出该AC电流之前降低其量值。所有的AC处理电路42都从内部母线41驱动，并且所有的AC处理电路42都与输出端耦接。

在每个电路42中，L₃、C₄和与电容器C₅串联的L₄优选地具有基本相同的电抗X。在这些情况中，L₄中的AC电流是内部母线41电压V_OC除以X(A rms)。当S₂断开时，D₂中的平均DC电流对应于AC电流的正半周期的平均值，由下式给出：

$I_{D_2}=\frac{\sqrt{2}{V}_{\mathrm{OC}}}{\mathrm{\πX}}$

当开关S₂接通时，D₂中的平均DC电流为0。在实际的实现中，图5的电路或者等效电路可被微调，使得两种开关状态都给出正确电流，并且没有VAR负载反映回到内部母线。在没有这种微调的情况下，整流器会引起较小的残余VAR负载，但在多数情况下它们可被忽略。

电路42的特征在于，输出电流由输入电压(即，按照所示的实施例，内部母线41的电压)控制，并且输入电流由输出电压控制，使得当内部母线电压保持恒定时，输出电流保持恒定，而与输出电压无关。

在例证的实际应用中，如果V_OC为300V，X为13.5Ohm，则图5的电路将对应于可开关的3kW输出向输出端提供可开关的10A供电。对于25kW拾取系统，将并联连接8个图5形式的电路，并且在整个拾取系统的操作中，这些电路将按照需要被接通和断开，以便当其外部负载变化时，将输出保持在300V DC。从而，可能的最大瞬变将对应于3kW负载阶跃，而不是25kW阶跃。

为了控制开关，一种策略是测量输出电压，并与输出电压成比例地接通电流。例如，适当的方案可以如表1中所示。

输出电压范围[V]	接通的电路的数量(晶体管开关S2断开)
		小于288	8(全部接通)
288-291	7
		291-294	6
294-297	5
		297-300	4
300-303	3
		303-306	2
306-309	1
		大于309	0

表1

为了使电路上的热负载均衡，可以使用顺序开关策略。例如，接通时间最长的电路42可以是下一个将被断开的电路。并且，可以用例如100Hz的速率对开关状态进行顺序时控，使得在任一时间，只允许一个电路改变状态。例如，如果输出电压较低，并且目前仅有2个电路42接通，则每个时钟周期，接通的电路42的数量加1，直到它达到希望值(即，表1中所示的值)，使得不存在突然的功率需求浪涌。

本发明的多个并联路径的另一个优点可能归因于当拾取器不处于全输出功率时，具有多个并联AC处理电路42的冗余。这种冗余提供了通过在所有变换器之间轮换或循环接通/断开序列来多路复用或交织每个电路42的电感器L₃和L₄中的电流的能力，使得所需数量的处理电路42持续激活，但负载在所有电路42或者至少一些电路42之间循环。这可被称为电路42的宏开关。这样，在电路42之间共享负载，而不是一定数量的电路42以全功率工作，而其它电路42永久断开。从而，每个电路42的平均电流将更小，并且拾取器中的损耗跨所有AC处理电路42均匀分布，导致热循环和产生更好调节的更高视在开关频率。

参见图6，波形示出了在按照本发明实现多路复用或者宏开关的例证IPT拾取控制器中的4个AC处理电路42的每一个的电感器L₃中的电流。从图6可以看出，每个AC处理电路42仅仅在3/4的时间内是激活的，而不是3个AC处理电路42不断地工作，而第4个AC处理电路断开。尽管在任何时间，所需数量的电路42激活，但激活电路42的具体组合被改变。尽管在本例中，顺序开关每个电路42，使得每个电路42在每四个周期中的三个连续周期内激活，但在不脱离本发明的范围的情况下，可以使用任意的备选开关方案。例如，可按照不同或者随机的顺序来开关电路42，或者被接入和/或切断的特定电路可取决于例如温度。

并联AC处理电路42的理想数量是成本和性能之间的平衡。更多的并联电路42提供更平滑的控制，但成本更高，但在非常高功率的电路中，并联的多处理允许使用成本低得多的开关、电感器和电容器。这些电路较易于实现，因为在低功率电路中，漏电感较不关键。

本发明的实施例的并联处理AC电路拾取控制器的单独应用涉及如国际(PCT)申请No.PCT/NZ2007/000131中描述的波整形；该申请受让给本发明的受让人，其全部内容在此通过引用而并入。

希望在例如从单相电力网供电驱动的电池充电器电路中，获得AC电力网供电中的功率因数1。为此，可以使用与图4和图5中所示电路相同的电路。利用单相电源(即，图1中的电源和输出补偿块7)，图4的内部母线41在加于其上的电力网频率下具有经调制的包络。在该功率电平下选择单相电路，因为其成本低，并且是到目前为止最常见的输出口。

现在，图4中的内部母线41的电压具有图7中所示的形状。在本例中，IPT频率为50kHz，并且(单相)电力网频率为50Hz。按照优选实施例，4个AC处理电路42与具有图7中所示波形的电压源连接。第一个AC处理电路42持续接通，并使从电力网输入整流器到输出端的整个电路保持持续导通。实际上，就此来说，半阶跃就足够了。其它三个电路被接通，以尽可能接近地保持正弦波形，但仅仅使用固定的电流电平(被称为AC处理电路的“微开关”)用于子周期波整形。图8中示出了例证的微开关模式。当输出电压恒定(DC)时，每个电路42的输入电流恒定，但为了获得功率因数1，从其获得的电流必须在电力网频率下被正弦加权。在图8中，利用一个永久接通的半额定电流电路和三个均开关相同的全额定电流的开关电路来实现这种波形。选择开关角θ₁、θ₂和θ₃，以产生所需的波形基波，同时尽可能多地减少谐波。由于这些谐波传播回到电源系统，因此它们受到必须被满足的管制。从而，控制它们的能力是重要的。在所示的例子中，通过利用可允许相当部分的三次谐波含量的事实，产生了基波峰值为4的波形，尽管波形本身只具有3.5的最大值。

本例中，生成波形为：

f(θ)＝4sinθ+0.5sin3θ

可能的电平为0.5、1.5、2.5和3.5。角度α₁、α₂和α₃是f(θ)穿过可能电平的时刻。优选地选择角度θ₁、θ₂和θ₃，使得在相应α值之间的f(θ)曲线以下的面积与开关波形以下的面积完全相等。这样，产生具有θ₁、θ₂和θ₃处的转变的波形，该波形具有含有与图8中所示的连续线f(θ)的三次谐波畸变匹配的三次谐波畸变的基波分量。通过引入少量的三次谐波，即使阶跃波形的振幅被固定，也能够实现各种基本谐波量值。在更高次谐波(三次谐波以上)的总谐波畸变由图8中的阴影面积表示。如图所示，引入的总谐波畸变较小，所示的例证波形的功率因数约为0.987。在图9中的完整周期内示出了产生的波形。对于该波形，在表2中列出了直到19次谐波的所有谐波。

谐波分量	量值(％)
		1	100
3	12
		5	1
7	1
		9	1.5
11	1
		13	2
15	0.5
		17	2
19	0.5

表2

如表所示，谐波都较小，不会造成困难。这种波形的畸变功率因数为0.987(包括故意引入的三次谐波)，如果忽略该三次谐波，则畸变功率因数为0.99。

尽管上面的例子被描述成具有4个电平，但本发明的优选实施例可设有数量更多的电平，以便进一步提高畸变功率因数。

在实际应用中，使用的并联路径的数量也可由需要的功率和内部母线的电压量值来确定。从而，对于高内部母线电压，每个并联路径产生的电流较高，只需要使用较少数量的路径。可独立确定路径的数量，以适合需要的峰值功率流，这里描述的技术允许该峰值对应于电源的电力网输入中的正弦波电流的峰值，在单相电源的电力网输入上给出功率因数1。例如，如果峰值内部母线电压为400V，则对于2kW的功率流，来自内部母线的峰值电流需要为20A。如果在这些情况中，每个并联路径为5A，则在峰值功率条件下，需要使用4个并联路径的等效物，并且按照图8中所示的方式控制这些电路，以利用权重为1的3个路径和权重为0.5的1个路径产生所需的正弦波加权电流。易于适应其它功率流，以适合所需功率变化和峰值内部母线电压变化。该2kW的功率流随后产生到电源的输入电流，理想地为8.7Arms(2kW/230V)。实际上，为了克服系统损耗，需要稍高的电流，但功率因数将保持较高。

按照特定应用的要求，可以修改功率控制器。图10中通过举例示出了备选的优选AC处理电路42。在该实施例中，电路42包括相同的LCL调谐网络，所述LCL调谐网络包含电感器L₃及L₄、以及电容器C₄，但整流电路可包含诸如所示的倍压器的电压倍增器，所述倍压器包括电容器C₆、C₇和C_DC，以及二极管D₁和D₂。

电压倍增器把来自LCL网络的AC电流源变换成更高的DC电压。在图10中示例的倍压器的情况下，DC输出电压V_DC是LCL网络的AC输出电压的Π/√2倍。通过将输出电压V_DC除以LCL网络的特性阻抗Y(除以Π/√2)来确定通过电感器L₃的电流，对于通过L₄的电流来说反之亦然。当并联设置AC处理电路42时，拾取线圈L₁中的电流I₂是每个电路42的L₃电感器中的电流的总和。

设置DC并联开关S₃，以允许AC处理电路42的控制，并被反并联二极管并联，以保护开关免受反向电流影响。

下面参考例子，说明IPT系统的拾取电路中的按照本发明的功率控制器的性能。参见图4和10，例证的拾取电路具有3个AC处理电路42和表3中列出的设计参数。

L1：	59.15μH	C6：	0.08μF
				C1：	0.146μF	C7：	0.3μF
L3：	127μH	频率：	50kHz
				L4：	147.8μH

表3

图11示出了当(a)一个、(b)两个和(c)三个AC处理电路42在300V的DC输出电压下工作时，内部母线电压(V_OC)和拾取线圈电流I₂的波形。图11(d)示出了图11(c)的波形的近距离视图。在160V的V_OC下，每个电路42传送大约460W。在所有三个电路42接通时，向负载R传送1.4kW的功率。这证明拾取电流I₂与AC处理电路42的数量直接成比例。如图11(a)中所示，当一个电路42激活时，拾取电流I₂为3.3A；如图11(c)中所示，当所有三个电路42都激活时，拾取电流I₂为9.72A。激活AC处理电路42的数量的增大几乎不影响内部母线电压，或者拾取线圈的功率因数。功率因数基本上为1，与被激活的AC处理电路42的数量无关。

如前所述，按照现有技术的拾取控制器的一个缺点是开关损耗和由于接通和/或断开电路而产生的拾取电流I₂中的瞬时过冲。拾取电流过冲将反映回到电源，并导致电网的畸变，尤其是如果电源具有极小或者没有DC蓄电的话。在图12中可观察到这种现象，其中示出了与具有单相输入的AC电源一起使用的常规并联调谐慢速开关拾取器的波形。图12示出了电力网电压(上面的波形)、电力网电流(中间的波形)和拾取线圈电流I₂(下面的波形)。从这些波形可以看出，常规拾取电路的电力网电流具有相对大的瞬时过冲和谐波畸变。为了消除该畸变，通常需要电力网滤波器。

如上所述，本发明已具有最大瞬变对应于仅仅开关单个AC处理电路42而不是整个电路的优点。然而，如下进一步详细所述，可以在从单相AC输入端接收功率的IPT系统中进一步最小化瞬变。

在包括按照本发明的并联路径控制器的拾取器的一种例证应用中，拾取器可以与由具有单相AC输入的调幅电源激励的初级导电路径电感耦接，如在申请人的名为“Single phase power supply forinductively coupled power transfer systems”的国际公开No.WO2007/100265中举例所述，该国际公开的内容在此通过引用而并入。在该申请中，在电力网电压过零点，内部母线电压V_OC被降到接近零。这提供了通过使开关与电力网电压过零点同步，以最小的开关损耗和拾取线圈电流I₂中的瞬时过冲，来启用或停用一个或多个AC处理电路42的机会。从而，拾取控制器可以具备适合于控制接通和/或断开AC处理电路42的定时的开关控制装置。于是，在如上所述对开关状态顺序时控的情况下，开关频率与电力网供电频率相关，并且时钟信号的前沿和后沿与电力网电压的过零点同步。因此，开关控制装置包括锁相环(PLL)、相位检测器、或者用于使开关与电力网供电电压过点零同步的任何其它适当装置。

关于包括使AC处理电路42的开关与电力网供电电压的过零点同步的开关控制装置的并联路径拾取控制器，图13(a)、(c)和(e)中示出了第一内部母线电压和电流的波形，并且图13(b)、(d)和(f)中示出了对应的电力网供电电压和电流波形。图13(a)和(b)的波形是880W输出功率的波形，而图13(c)-(f)是1.1kW输出功率的波形。图13(e)和(f)示出了图13(c)和(d)的波形的近距离视图。从图13可看出，借助开关控制装置，拾取器及电力网电压和电流波形非常“干净”，基本没有畸变。尤其是在图13(e)和(f)中，在从2个激活的AC处理电路42到3个激活的AC处理电路42的转变期间可看出这一点。波形示出了在电力网电流中不存在瞬时过冲或谐波畸变。

按照本发明的并联路径拾取控制器的另一个优点在于，与现有技术的串联调谐拾取器不同，能够在没有任何附加控制方案的情况下直接控制拾取线圈L₁中的电流I₂。

如果拾取线圈L₁被短路，则电流I_SC流过拾取线圈L₁。在并联路径拾取的操作中，拾取线圈L₁与补偿电容器C₁和许多并联路径或AC处理电路42串联。拾取线圈L₁中的电流I₂总是大于短路电流I_SC，并且这两者之间的比率被方便地称为电流Q，或者电路的电流品质因数，由下面的等式给出：

$Q_1=\frac{I_2}{I_{\mathrm{SC}}}$

在本发明的并联路径拾取控制器中，拾取线圈电流I₂是AC处理电路42中的LCL网络20的电感器L₃中的电流的总和。换句话说，通过控制AC处理电路42，来直接控制拾取线圈电流I₂。由于拾取线圈L₁优选地被串联调谐或补偿，所以并联路径拾取拓扑具有与常规串联调谐buck变换器拾取器相同的实际极限，即拾取电流Q的极限。对于常规串联调谐拾取器，电流Q(Q₁)随负载电流而增大。然而，在buck变换器拓扑中，不存在电流Q的直接控制。通常需要独立的电流控制方案来限制拾取电流Q，以例如通过去谐谐振电路，来防止拾取线圈电流I₂超过调谐电容器C₁的额定值，如在申请人的名为“Methods and apparatus for control of inductively coupled powertransfer system”的国际公开No.WO2004/105208中所述。按照本发明，如果需要的话，则以还限制最大输出功率能力为代价，通过控制拾取线圈电流I₂来限制电流Q。

再参见表3和图4和图10的并联路径拾取器设计，图14中描绘了用于输出2kW和1.6kW的所需电流Q，以及这种设计中允许的最大电流Q。最大电流Q是根据选择的调谐电容器C₁的电流极限计算的。可看出，对于100V-200V之间的内部母线电压V_OC，用于输出1.6kW的所需Q小于最大Q值。对于125V和200V之间的母线电压V_OC，用于2kW功率输出所需Q小于最大电流Q；然而，在100V-125V之间，所需电流Q大于允许的最大值。因此，在200V到125V V_OC之间，2kW多路径拾取器应沿着从点A到点B的所需Q曲线工作。在125V到100V V_OC之间，拾取器将沿从点B到点C的最大Q曲线工作，代价是不能供给所需的2kW输出功率。

按照本发明的优选实施例，图10的并联开关S₃被串联AC开关代替。利用图10所示的并联开关布局，当开关S₃被短路时，输出DC负载与相应的AC处理电路42断开。在接通开关S₃时，在电感器L₃中没有任何电流流动，因为没有负载。然而，L₄中的电流保持不变，因为它由AC处理电路42的输入电压V_in决定。当处理电路42无效时，这在电感器L₄中产生不必要的铜损和铁损。

由于拾取线圈L₁与调谐电容器C₁串联调谐，可以使用在LCL网络20之前的AC串联开关将AC处理电路42与内部母线断开，如图15中所示。被举例示出的AC串联开关替换如图10中所示设置在LCL网络和倍压器之间的并联开关S₃，所述AC串联开关包括级联在一起、并被各自的反并联二极管并联的两个n-沟道MOSFET开关S₄和S₅。这种配置的优点在于，当通过断开AC开关而使AC处理电路42断开或去耦时，在任意组件中没有电流流动，并且电路42与内部母线的AC电压相隔离。

如上所述的AC处理电路42的一种结果是：每个处理电路42对内部母线电压V_OC引入DC偏移。这由电压倍增器的不对称结构造成。在LCL网络中的第二个电感器L₄之后的节点能够自由具有DC偏压，因为没有电流的DC路径。对于AC电压输入，LCL网络输出相对于公共地的正DC电压。该引入的DC偏移电压在开关两端产生额外的电压应力，还使得更难以检测电力网电压波形，因为内部母线电压V_OC不再以公共地为中心。按照本发明的一个实施例，如图16中所示，可以使用提供来自AC处理电路42的对称输出电压的整流器来解决这个问题。

包括20个并联AC处理电路42(每个额定在5kW，并且包括具有对称输出电压的整流器)的并联路径拾取控制器的模拟结果示于图17中。这里，跟踪电流I₁是无调幅的恒定AC电流。图17的上部迹线示出了拾取线圈L₁中的电流I₂，下部迹线示出了传送给负载的功率。当连续接通20个AC处理电路42中的每一个时，拾取电流I₂和传送功率都以离散阶跃增大。这允许从电源汲取的功率以5kW的阶跃增大到全功率，并回到零，或者全功率和零之间的任意位置。如前所述，这是有利的，因为与通过接通和断开全功率(100kW)而在一个时刻解耦整个拾取器相比，较小的负载阶跃对电源造成较小的影响。

应进一步注意，对于本领域的技术人员，这里说明的目前优选的实施例的各种变化和修改是显而易见的。可在不脱离本发明的精神和范围，以及减少其相随优点的情况下做出这样的变化和修改。因此，这样的变化和修改都包括在本发明的范围之内。

根据上面所述，可看出提供了一种与现有技术相比，提供许多优点的多路径拾取控制器电路、感应式电能传输系统、和控制感应式电能传输的方法，所述优点包括但不限于：高输出功率、高效率、减小的组件额定值要求、最小化的开关损耗和瞬变、减小的组件应力和可控的电流Q。因此，该控制器具有常规的串联调谐拾取设备的优点，包括在输入端的功率因数1，而不存在启动功率浪涌和不能控制拾取线圈中的最大可能电流的缺点。

除非上下文明确要求，否则在说明书中，应按照包括在内的意义，而不是排他的或者穷举的意义解释词语“包括”、“包含”等，即，按照“包括，但不限于”的意义解释。

尽管参照本发明的可能实施例举例说明了本发明，但应理解，在不脱离本发明的范围的情况下，可对其做出各种修改或实现。此外，在提及本发明的具有已知等同物的特定组件或整体之处，这样的等同物如被单独列出一样包含在此。

说明书中通篇对现有技术的任何讨论不应被解释成承认这样的现有技术众所周知，或者构成本领域的公知常识的一部分。

Claims (19)

1.一种用于感应式电能传输(IPT)系统的拾取电路，所述拾取电路包括：串联调谐拾取线圈和设置在所述串联调谐拾取线圈和输出端之间的多个并联AC处理电路，每个处理电路适用于直接或者间接地至少部分根据所述串联调谐拾取线圈的电压来产生输出信号，并且所述处理电路包括开关，所述开关用于有选择地使所述处理电路与输出端耦接，以便有选择地向拾取电路的输出端提供相应的输出信号。

2.按照权利要求1所述的拾取电路，其中，所述串联调谐拾取线圈形成电压源，并且每个处理电路被配置成将来自电压源的AC电压变换成DC电流源输出信号。

3.按照权利要求1或2所述的拾取电路，其中，每个电路的开关能够被独立地激励，使得在任意时间点能够接通或断开任意数量的开关。

4.按照权利要求1或2所述的拾取电路，其中，在任意时间与输出端耦接的处理电路的数量与和拾取电路的输出端相关联的负载的瞬时功率要求成比例。

5.按照权利要求1或2所述的拾取电路，进一步包括：被配置成控制多个处理电路的每个开关的控制器。

6.按照权利要求5所述的拾取电路，其中，所述控制器被配置成控制多个处理电路的每个开关，以便把输出电压保持在预定值，或者基本等于预定值，从而，当与拾取电路的输出端相关联的外部负载改变时，保持基本恒定的输出电压。

7.按照权利要求5所述的拾取电路，其中，所述控制器被配置成采用顺序开关策略，从而使多个处理电路中的至少两个处理电路上的热负载均衡。

8.按照权利要求5所述的拾取电路，其中，所述控制器被配置成在冗余处理电路之间循环负载。

9.按照权利要求5所述的拾取电路，其中，所述控制器被配置成使开关的激励与感应式电能传输系统的电源的单相电力网供电输入的电压过零点同步。

10.按照权利要求5所述的拾取电路，其中，所述控制器被配置成对从每个处理电路汲取的电流进行加权，以便保持希望的功率因数。

11.按照权利要求10所述的拾取电路，其中，所述控制器被配置成以电力网频率对从每个处理电路汲取的电流进行正弦加权。

12.按照权利要求5所述的拾取电路，其中，所述控制器被配置成接通和/或断开处理电路，以便产生希望的输出波形基波，同时减少谐波。

13.一种感应式电能传输(IPT)系统，包括电源、与所述电源电耦接的初级导电路径、以及按照权利要求1-12任意一项所述的用于感应式电能传输系统的拾取电路，所述拾取电路在使用中与所述初级导电路径电感耦接。

14.一种控制感应式电能传输(IPT)系统中的拾取器的方法，所述方法包括以下步骤：

提供多个并联AC处理电路，每个处理电路适用于直接或者间接地至少部分根据输入电压来产生输出信号，其中所述输入电压通过感应式电能传输产生；以及

有选择地使任意数量的输出信号与拾取器的输出端耦接。

15.按照权利要求14所述的方法，其中，所述输出信号呈电流的形式。

16.按照权利要求14或15所述的方法，其中，与拾取器输出端耦接的输出信号的数量与和拾取器输出端相关联的负载的功率要求成比例。

17.按照权利要求14或15所述的方法，其中，在任何时间，所需数量的处理电路与拾取器输出端耦接，以及与拾取器输出端耦接的特定处理电路随时间被改变，以便在冗余处理电路之间循环负载。

18.按照权利要求14或15所述的方法，其中，与拾取器输出端耦接的处理电路的数量被改变，以产生希望的输出波形基波。

19.按照权利要求14或15所述的方法，其中，所述处理电路的耦接和/或去耦与感应式电能传输系统的电源的单相电力网供电输入的电压过零点同步。

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