CN102239632A - Ac感应电机中的电压控制和功率因子校正 - Google Patents

Ac感应电机中的电压控制和功率因子校正 Download PDF

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Abstract

公开了一种电压控制电路。功率因子校正器可以使用控制电路来提供AC感应电机的功率因子校正。AC感应电机系统可以将功率因子校正与AC感应电机相结合。

Description

AC感应电机中的电压控制和功率因子校正
本申请要求在2008年9月3日提交的一般转让的美国专利申请12/203,808的优先权，其全部公开一并在此作为参考。
相关申请的交叉引用
本申请涉及美国专利申请08/343,887(现在是美国专利5,637,975)，其全部公开一并在此作为参考。
技术领域
本发明的实施例涉及电压控制，更具体地，涉及用于交流(AC)感应电机的功率因子控制。
背景技术
交流(AC)感应电机使用给定的工业化国家所发电力的很大一部分。估计美国总发电功率的大约70％用于电力发动机。为了使功耗最优化，通常希望针对给定应用而选择的电机能够以最低可能线电压来驱动最大可能负载。可以以功率因子来表示AC电机的相对效率，所述功率因子与施加到电机的AC电压与电机所使用的AC电流之间的相位差有关。功率因子有时被表示为AC电源电压与AC电机电流之间的相对相位角的余弦。当电源电压与电机电流同相时，相位角差等于零，并且相位角的余弦等于1。
在AC感应电机中，只有在AC电机具有最大可能负载并且为电机供电的电源工作在最低可能线电压的情况下，直接从电源馈送功率才是最优的(例如，功率因子接近1)。一旦线电压开始高于最小可能电压，或者机械负载低于最大可能负载，则电机的功率因子就不是最优的。在美国使用的AC电机的平均功率因子是大约0.7。这意味着，由于AC感应电机的功率因子不是最优的，将损失电源产生的功率的高达30％。如果认为美国产生的电力的大约70％来自于诸如煤、天然气和石油之类的矿物燃料，那么在目前这些矿物的供给有限的状况下，迫切需要使所有AC感应电机的操作最优化。
使功率因子最优化的最佳方式是减小电机的电源电压，使得该电源电压与AC感应电机的瞬时机械负载成比例。该问题的最早的解决方案包括利用导前电流对驱动AC感应电机的电压滞后相位移位电流加以补偿。该方法可以从电源的观点改进功率因子，但是有时该方法导致在电机与用于补偿的电路之间存在较大的电流。由于该过程成本高、效率低并且维护费用高，所以该方法从未被广泛采用。
另一种使AC感应电机中的功率因子最优化的解决方案是由FrankNola开发的，Frank Nola开发了一种与AC感应电机一起使用的功率因子控制系统。Nola的功率因子控制系统对线电压和通过电机的电流进行采样，并与检测到的电流与电压之间的相移成比例地减小输入至电机的功率(例如，参见美国专利4,052,648、4,433,276、和4,459,528，在本文中这些专利有时也称作Nola专利)。该方法在电机负载变小时减小发往电机的功率。尽管Nola的功率因子校正方法已有很大进步，然而该方法也具有基本的问题。根据Nola的专利，电机的功率由硅控制整流器来控制，所述硅控制整流器在输入电压的过零点之后的延迟后接通。电机的功率减小与输入电压的上一个过零点和硅控制开关的接通时刻之间的相位差成比例。对于低功率因子误差，系统工作很正常，但是一旦功率因子误差变大，电机电流的波形就会严重失真。从而在输入线频率上出现谐波。三次谐波会使中性线“升高”，这是不可接受的，因为这会引起危险。
授予Parker等人的美国专利6,194,881公开了一种开关电源系统，包括第一和第二AC开关，所述第一和第二AC开关相对于彼此以交替的间隔工作，以允许电流在AC电压周期的间隔上在AC功率线源与负载之间流动。该系统包括在输出滤波器中的能量存储元件(例如，电感器)，该能量存储元件在AC电压周期的间隔期间存储能量，并在AC电压周期的交替间隔期间释放所存储的能量。由于开关交替地接通，所以开关的时序很严格以避免电流重叠或开路。例如，如果两个开关都闭合(即，“接通”)，则会存在带电线与中线之间的短路。如果第二开关在第一开关闭合之前断开，则来自电感器的电感性“反冲”电压会将这两个开关都损坏。此外，由于在任何时刻电流路径中都有四个二极管和两个开关元件，所以电路损耗相对较高。
授予Sugawara的美国专利5,635,826描述了一种与Parker在美国专利6,194,881中公开的开关电源系统相类似的AC电源系统。在Sugawara的系统中，在输入侧与输出侧之间提供的第一AC开关以预定的周期来执行接通-关断操作。第二AC开关被设置在第一AC开关的输出侧的某位置处，以使输出侧短路，并且第二AC开关与第一AC开关相反地执行接通-关断操作。在第一和第二AC开关的操作之间提供预定的暂停时间。每个AC开关具有两个半导体元件以及二极管，每个二极管连接在每个半导体元件的控制端子之间，并且与该半导体元件的导电极性相反。两个半导体元件的相同极性的控制端子彼此连接。向每个半导体元件的控制输入端子提供相同的控制信号，以实现半导体元件的其他控制端子之间的接通-断开切换AC。如在美国专利6,194,881中描述的一样，Sugawara电路采用交替切换。因此，切换的时序很严格，以避免电流重叠或开路。Sugawara设备使用缓冲器电路中的无源消耗组件来限制浪涌电流。然而，缓冲器电路中的无源耗散组件会限制电路的效率。
在这方面，提出了本发明的实施例。
附图说明
图1A是示出了根据本发明实施例的功率因子校正系统的示意性电路图。
图1B-1H是示出了根据本发明实施例的输入到电压控制电路中的电压波形的时序图。
图2A是示出了根据本发明实施例的具有附加能量存储器件的功率因子连接器的示意性电路图。
图2B示意性地示出了在现有技术的功率因子校正整流器中使用的电压调节器电路。
图2C示意性地示出了使用电感器和反冲二极管的能量存储电路的一部分，所述能量存储电路可以用在根据本发明实施例的功率因子校正器中。
图2D示意性地示出了根据本发明实施例的应用于改进的功率因子整流器的的能量存储电压调节电路。
图2E是根据本发明实施例的能量存储设备的一个示意图。
图3A是示出了根据本发明实施例的功率因子校正器的示意性电路图，该功率因子校正器中添加了双极钳位电路。
图3B-3C是根据本发明实施例的可以用在功率因子校正器中的双极钳位电路的示例的示意图。
图4是根据本发明实施例的用于三相AC感应电动枪击的功率因子校正器的框图。
图5是示出了将根据本发明实施例的电压控制电路用作变压器的示意图。
具体实施方式
本发明的目的是提供一种电子装置，该电子装置在被置于用于向AC感应电机输入功率的电路中时，将实现向运行在非最优功率因子下的AC感应电机施加的功率的减小。通过以下描述，其他目的和优点将变得显而易见。
图1A是根据本发明实施例的功率因子校正系统100的示意性电路图。在图1所示的示例中，AC电源101向系统100施加的AC电功率是单相的，并且经由“带电”线103离开AC电源101并经由中性线105返回AC电源。带电AC电压103被馈入输入滤波器107，输入滤波器107可以被设计为低通滤波器。输入滤波器107从输入的AC电压103中去除瞬态和高频噪声，并提供滤波后的AC电压143，使得带电线103上的AC电压最优地衰减。将滤波后的AC电压143从滤波器107馈入电流相位采样器109，电流相位采样器109对AC电流的相位进行采样，并产生表示该相位信息的输出信号。电耦合在电流相位采样器109的输出与中性线105之间的电容器111起到电荷存储器件的作用，以防止电压控制电路145干扰电流相位采样器109的功能。将滤波后的AC电压143从电流采样器的输出馈送至电压控制电路145。
信号调节电路117直接从AC电源101接收电压相位信号115，以及从电流相位采样器109接收电流相位信号113。该信号调节电路117产生与输入电压和输入电流之间的相位移位成比例的电压控制信号119，以及产生输入电压极性信号121。信号调节电路117的输出被馈送至开关控制电路123。例如，信号调节电路117可以包括比较器，所述比较器将电压相位信号115与电流相位信号113相比较，并产生与电压相位信号115和电流相位信号113之差成比例的电压控制信号119。
开关控制电路123接收电压控制信号119和输入电压极性信号121。开关控制电路123产生两个极性控制信号125A、125B以及两个脉宽调制极性控制开关控制信号127A、127B，这些信号有时称作斩波信号。图1B-1G中示出了这些信号的波形，其中每个波形的附图标记与图1A中的附图标记相同。这4个信号被发送至电压控制电路145。输入滤波器107防止开关控制信号127A、127B到达AC电源101和影响AC电源系统。
电压控制电路145的四个开关元件129A、129B、133A和133B以协调的切换次序来工作，从而产生斩波后的正弦波。续流二极管131A、131B分别耦合至开关129A、129B，二极管135A、135B分别耦合至开关133A、133B。滤波后的AC电压143被耦合到开关133A的输出和开关133B的输入。开关129A、129B、133A和133B中的每一个一般均包括输入端子、输出端子和控制端子。施加到控制端子的电压值决定了电流是否可以在输入端子和输出端子之间流动。例如而非限制性地，开关129A、129B、133A和133B可以是n沟道MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)，如所示的，每一个开关129A、129B、133A和133B都具有源极S、漏极D和栅极G。在这种情况下，可以分别向开关129A、129B、133A和133B的栅极G施加开关控制信号125A、125B、127A、127B。当开关控制信号具有合适的值时，电流可以从相应开关的漏极D向源极S流动。
通常，开关元件129A、129B、133A和133B可以是任何类型的固态开关器件，与极性信号125A、125B和斩波信号127A、127B以及在“接通”状态下的开关上的低电压降的持续时间相比，该固态开关器件能够足够快速地接通和关断。例如而非限制性地，开关元件129A、129B、133A和133B可以是MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)，如，具有源极(S)、栅极(G)和漏极(N)的n沟道MOSFET。备选地，开关元件129A、129B、133A和133B可以是绝缘栅双极场效应晶体管(IGBFET)。应注意，在图1A所示的电路中，可以利用电控制信号来接通和关断开关器件129A、129B、133A和133B。相比之下，在Nola专利中描述的器件中使用的硅控制开关可以用电控制信号来接通，但是不能用电控制信号来关断。
应注意，根据用于开关元件133A、133B的器件类型，二极管135A、135B是可选的。具体地，特定的开关器件(例如，具有“体二极管”的n沟道MOSFET)需要二极管135A、135B。具体地，二极管135A、135B用在具有体二极管的n沟道MOSFET的情况下，与源漏路径并联并且与源漏路径的极性相反，也就是说，在n沟道器件的源极为正而漏极相对于源极为负的情况下，二极管135A、135B导通。在开关元件133A和133B是不包含与MOSFET体二极管类似的元件的其他类型开关元件时，不需要二极管135A和135B。
开关129A的输入端子耦合至续流二极管131A的阴极C，开关129B的输出端子耦合至续流二极管131B的阳极A。开关133A的输入端子耦合至二极管135A的阴极C，开关133B的输出端子耦合至二极管135B的阳极A。扼流电感器137的一个端子电耦合至电压控制电路145的输出147，电压控制电路145的输出147位于节点N(或电等效点)处，节点N电耦合至二极管131A、135A的阳极A和二极管131B、135B的阴极C。在电机141的“带电”端子处，电感器137的第二端子电耦合至电机141的绕组。在“带电”端子和中性端子之间，电容器139电耦合在电机141两端。
可以如下说明开关元件129A、129B、133A和133B的操作。从图1A-1F可以看出，在线电压103(图1B)的正半周期期间，开关129B在整个半周期内被切换信号125B(图1C)激活，从而为续流二极管131B提供了接地路径。在该半周期期间，开关133B响应于斩波信号127B(图1E)而起到斩波器的作用，从而将输入电压信号修改为斩波后的正半周期正弦信号。同时，二极管135A防止开关133A的反向极化。此外，在线电压103的正半周期期间，开关129A被切换信号125A(图1D)去激活。在线电压103的负半周期期间，开关129A类似地在整个负半周期内被激活，从而为续流二极管131A提供了接地路径。开关133A响应于斩波信号127A(图1F)而起到斩波器的作用，从而将输入电压信号修改为斩波后的负半周期正弦信号。同时，二极管135B防止开关133B的反向极化。此外，在线电压103的负半周期期间，开关129B被切换信号125B去激活。斩波信号127A、127B的“接通”时间可以相对于总周期而改变，以提供脉宽调制。图1G中示出了具有低占空比的脉宽调制斩波信号127A’的示例。图1H示出了具有低占空比的脉宽调制斩波信号127A”的示例。
从图1B和图1C-1D可以看出，施加到开关元件129A、129B的控制端子的极性信号125A、125B的频率基本上与带电线103上的AC线频率fAC相同。分别施加到开关元件133A和133B的斩波信号127A和127B的斩波频率fc是带电线103上的AC电压频率的极高倍数。优选地，斩波的频率fc尽可能高，以减小输入图1A中的滤波器107和电容器111的尺寸，例如，是AC电压103的线频率的至少30倍，使得系统100和输入滤波器107的磁组件可以非常小并且低成本。例如，采用60Hz线频率和60kHz的斩波频率。典型地，60kHz滤波器是60Hz滤波器的大小的1/1000。在输出处60kHz斩波的残余可以小于线电压的1％。
斩波频率fc的上限由开关元件133A、133B的切换时间来设定。开关元件133A、133B的切换时间优选地不大于切换频率fc的周期的1/20。斩波频率fc的实际值可以在1.5kHz到200kHz的范围内。产生的斩波后正弦输出147经由扼流电感器147电耦合至电机141的绕组。扼流电感器137和电容器139起到低通滤波器的作用，所述低通滤波器从施加到电机141的输出电压147中去除由电压控制电路145的输出施加的斩波频率。当电机141上的负载变化时，相位比较器117检测电机电流与线电压之间的相位变化，并相应地调节电压控制信号119。开关控制电路123通过以减小电压103与电机电流之间的相位移位为目的来调节斩波信号127A、127B，来对电压控制信号119的变化作出响应。在负载141(例如，单相AC感应电机或三相AC感应电机的一相绕组)两端产生的电压是正弦波，正弦波的幅度与脉宽调制斩波信号127A、127B的占空比和电机141的机械负载成比例。
电感器137用作电机141的输出负载阻抗的电流源。例如，当开关133接通时，流向电感器137的电流增大，从而在电感器137两端产生正电压降，并且使得提供给电机141的输出电源电压相对于线电压103而言较低。当开关133B关断时，电感器电流通过二极管131A和开关129A来放电，从而在电感器137两端产生负电压降。由于电感器137的一个端口接地，所以另一端口将具有更高的电压电平，该电压电平是目标输出电源电压。电容器139起到低通滤波器的作用，从而减小了由于通过电感器137的波动电流而引起的电压波动。由于控制电路145的配制(可以被描述为“降压”拓扑)，该电路对开关脉冲时序不灵敏。
从图1B和图1C-1D可以看出，当线电压经过过零点时(例如，从正半周期到负半周期，或反之)，极性信号125A、125B从低变为高，或反之。然而，如果瞬时线电压处于高电平，则在恢复时间期间，当续流二极管131A或131B仍传导电流时，非常大的反向电流可以流过该二极管及其相应的开关器件129A或129B。该电流脉冲(有时称作瞬态开路效应)是电压控制电路145的“降压”拓扑的结果。
根据本发明的实施例，可以通过在如图2A所示在电压控制电路145中在二极管135A、135B与电感器137之间使用能量存储电路200A、200B来避免瞬态开路效应。尽管图2A中示出了两个能量存储电路，然而本发明的实施例包括仅单个能量存储电路耦合在二极管135A、135B之一与电感器137之间的实现方式。
能量存储电路200A、200B可以分别都包括能量存储电路元件。为了说明使用能量存储电路的优点，考虑图2B所示的传统功率因子校正整流。功率因子校正和功率因子校正整流的共同特点是使用具有能量存储电感器的撬棒电流防止电路。在传统的功率因子校正整流中，将来自AC电源的AC电压馈送至电感器L1，电感器L1连接至具有开关S的电路，开关S连接在电感器L1的输出与接地之间。二极管D连接在电感器L1的输出与电容器C的一侧之间。电容器C的另一侧耦合至接地。
传统的电压调节器电路通过选择性地断开和闭合开关S来调节输出O处的电压，以对来自电源的AC电压进行脉宽调制。当开关S断开时，电流流过电感器L1和二极管D，并对电容器充电。当开关闭合时，假定通过二极管D的动作来防止电容器C放电。然而，如上所述，在实际二极管中，在施加反向偏置之后存在有限的恢复时间，在该恢复时间内二极管D仍然导通，二极管中的电荷载流子的存在突然使PN结反向。在该恢复时间期间，电容器C可以通过二极管D来放电，从而产生瞬态开路电流，从而引起低效率和EMI。
在现有技术中，对于瞬态开路电流问题的传统解决方案是使用越来越快速的二极管。越快的二极管需要越窄的PN结。然而，高电压操作(对于功率因子校正来说是常见的情况)需要较宽的PN结。因此，传统的瞬态开路电流方案的二极管需求与功率因子校正的二极管需求完全相反。
为了克服根据本发明实施例的该问题，可以将图2B所示的电压调节器电路修改为包括图2C所示的能量存储器件200C。在该示例中，能量存储器件200C包括耦合在开关S与电容器C之间的电感器L2。尽管电感器L2被示为连接在开关S与二极管D之间，然而备选地，在电感器L2与二极管D串联的情况下，电感器L2可以连接在二极管D与电容器C之间。在不失一般性的前提下，举例来说，电感器L2包括缠绕可饱和的可透磁磁芯PC的绕组W(例如，铜线圈)。磁芯PC优选地具有磁导率，所述磁导率取决于由线圈产生的场的磁场强度。
电感器L2用于在开关S闭合时阻止瞬态开路电流。为了评价该动作，考虑开关断开时的情况。电流可以通过电感器L1、L2和二极管D从AC电源流向输出O。由于可饱和的磁芯，在电感器L2两端存在电压降。当开关S闭合时，阻断流向能量存储电感器L2的电流。随着电感器L2中的存储电流通过开关S耗散到接地，在电感器L2两端产生对抗瞬态开路电流的反向偏置电压。反向偏置电压随时间而耗散。然而，如果二极管D的反向恢复时间比从L2的时间电压积分得到的耗散时间短，则瞬态开路电流不会产生。
可以通过设计电感器L2来影响和控制电感器L2的电压时间积分，这样如果已知二极管D的恢复时间，则可以以足够大的电压时间积分来设计电感器L2，以阻止二极管D的反向恢复时间期间的瞬态开路电流。“足够大的电压时间积分”是指反向偏置电压在足够长的时间内保持足够大，以至于可以阻止在二极管D的反向恢复时间期间的瞬态开路电流。
最初，只要电感器L2的绕组上的电流在对电感器磁芯PC充电，电感器L2表现为“开路”。一旦磁芯PC饱和，通过磁芯的磁通量就停止改变，并且电感器L2表现为“短路”。因此，当开关S断开时，电感器L2两端的电压最初等于电源电压。随着磁芯充电并饱和(非线性过程)，磁芯的绕组两端的电压将下降。绕组W两端的电压的根据时间的积分称作“电压时间积分”，所述“电压时间积分”由电感器L2的参数来确定，并且不受例如与电感器串联的电阻器之类的任何组件的影响。
如图2C所示，能量存储元件可以将一个或多个电感器与二极管组合在并联或串联电路中。在不失一般性的前提下举例来说，能量存储电路200C可以包括与负载R串联并且与能量存储电感器L2并联的“反冲”二极管DK。反冲二极管DK在开关S闭合时防止电流流经负载R，但是在开关断开时允许电感器L2中存储的能量耗散在负载中。
在优选实施例中，如图2D所示，能量存储电压调节电路可以包括能量存储电路200D，能量存储电路200D具有第一和第二绕组W1和W2，第一和第二绕组W1和W2分别都具有围绕公共可透磁磁芯PC的线圈。绕组W1耦合至开关S和第一二极管D1。第二绕组W2通过可透磁磁芯PC电感性耦合至第一绕组W1。第二二极管D2和耗能负载R与第二绕组W2串联耦合。在优选实施例中，可以通过用同轴线缆或双绞线缠绕公共的可透磁磁芯，来形成两个绕组W1、W2。这样，通过这两个绕组的磁通量始终相同，并且漏电感减小。
尽管能量存储电路200D可以看似变压器，然而该电路与典型的变压器电路的处理方式不同。一般来说，在变压器电路中，通常在任何给定时刻两个线圈中都存在电流。而与之不同，在能量存储电路200D中，能量由于第一绕组W1线圈中的电流而被存储在磁芯PC中，并且经由第二绕组W2而耗散。只要电流流经第一绕组W1，就存储能量。一旦电流中断，就会在两个绕组W1、W2的绕组上出现感应电压。第一绕组两端的电压的极性与瞬态开路电流的极性相反，而第二绕组两端的电压的极性得到通过第二二极管D2和负载R的电流。应注意，负载R可以捕获可透磁磁芯PC中的能量存储并使用该能量存储。因此，可以恢复原本会被浪费的能量。
在图2D的能量存储电路中，第一绕组W1对磁芯PC充电，而第二绕组W2释放磁芯PC中存储的能量。这样，可以将输入与输出隔离。磁芯PC始终经由传导电流的绕组来充电或放电。如果两个绕组都不传导电流，则在绕组的末端会出现高电压，这会损坏与绕组相连的电路组件。
使用以上关于图2D而讨论的原理，例如而非限制性地，功率因子校正可以使用如图2E所示而配置的两个能量存储电路200A’，200B’。在该示例中，使用如图2D所示类型的两个分离的能量存储电路，一个能量存储电路针对电压控制电路145的一条切换路径。每个能量存储系统可以包括：初级绕组201A、201B；次级绕组202A、202B；二极管203A、203B；以及负载205A、205B。每个初级绕组201A、201B经由可饱和的可透磁磁芯PCA，PCB磁耦合至相应的次级绕组202A、202B。磁芯PCA、PCB由第一绕组201A、201B来充电，第一绕组201A、201B分别与二极管135A、135B串联。磁芯PCA，PCB由第二绕组202A、202B来放电，第二绕组202A、202B分别与二极管203A、203B和负载205A、205B串联。
初级绕组201A、201B分别处于开关器件133A、133B的路径中。二极管203A、203B和电阻器205A、205B分别与电感器202A、202B的次级绕组串联。每个初级绕组201A、201B及其磁芯的特征在于，电压时间积分等于或大于相应续流二极管131A、131B的反向恢复时间。由于这种特性，在电压控制电路145的开发中，续流二极管131A、131B的恢复时间不再是严格的设计参数。
电压控制电路145以如下方式与图2E的能量存储设备200A’、200B’一起工作。当通过开关器件129A、129B之一以及通过续流二极管131A、131B之一将电流从中性线105馈送到电压控制电路145的输出时，以及当开关器件133A、133B之一接通时，相应的电感器201A、201B将通过产生用于对抗瞬态开路电流的感应电压来防止在续流二极管131A、131B的恢复时间期间产生瞬态开路电流。一旦电流路径变成断电的，电感器中存储的能量就可以耗散在单极负载(例如，与电阻器205串联的二极管203A或与电阻器205B串联的二极管203B)中。存储在电感器201A、201B中的能量不需要通过电阻器来耗散。备选地，电感器所存储的能量可以用于对辅助电路供电，以提高系统的总体效率。
唯一需要考虑的电感是输出滤波器电感器137的电感，这是因为正确选择电容器139的值会隔离电机的电感对电压控制电路145的影响。
在由于线电压的改变而出现负载阻抗的快速相位瞬变的情况下，在输出滤波器的电感器137上会产生感应“反冲”电压。这会在电压控制电路中产生大的电压泄漏，大的电压泄漏会损坏开关器件。为了防止产生大电压，可以如图3A所示在电压控制电路145的输出147处应用双极钳位电路300。双极钳位电路300用于抑制在电压控制电路145中产生大电压，并防止开关133A、133B、129A和129B烧毁。
图3B示出了根据本发明实施例的双极钳位电路的示例。例如而非限制性地，可以通过使用两个钳位二极管301A、301B和两个偏置源303A、303B来实现双极钳位电路300。如偏置源303A、303B一样，二极管301A极性相反。钳位二极管301A、301B仅用在快速瞬变信号经过电压控制电路145的情况下(例如，在系统启动期间，或在有非常快速且非常大的线电压变化时)。偏置源303A、303B被配置为使得偏置源303A、303B的峰值电压输出比线电压103的最大峰值大。偏置源303A、303B不提供电流，但能够在不影响电压控制电路145其余部分的功能的情况下吸收大量的电荷。根据瞬变信号的极性，二极管301A、301B将允许两个偏置源303A、303B之一吸收电荷。
例如，如图3C所示，双极钳位电路300可以包括偏置源303A、303B，偏置源303A、303B包含：第一电容器302A、302B；第二电容器304A、304B；电阻器305A、305B；以及阈值二极管306A、306B。如这里所使用的，“阈值二极管”是指起到二极管作用的电路元件或电路元件的组合，当该阈值二极管两端的电压在预定的阈值电压以上时，该阈值二极管导通。阈值二极管的一个示例是齐纳二极管。二极管301A的阴极和二极管301B的阳极与电压控制电路145的输出147相连。电容器302A的一个端子和电阻器305A连接至二极管301A的阳极，电容器302B的一个端子和电阻器305B连接至二极管301B的阴极。电容器304A的一个端子连接至电阻器305A的第二端子，电容器304B的一个端子连接至电阻器305B的第二端子。四个电容器302A，302B，304A，304B都具有与公共的中性线105连接的第二端子。阈值二极管306A、306B分别与电容器304A、304B并联。尽管为了示例而示出了阈值二极管306A、306B，然而备选地可以使用能够起到阈值二极管作用的任何其他电路。
通过考虑以下示例，可以理解双极钳位电路300的操作。在偏置源303B中，可以将二极管301B和电容器302B看作是没有负载的峰值整流器。在正常情况下，例如，在输出147处的正弦电压的情况下，二极管301B将把电容器302B和304B充电至正弦电压的峰值。只要该峰值恒定，二极管301B就实际上不导通。阈值二极管306B被选择为具有比绝对最大峰值线电压略大的阈值电压。因此，在正常情况下，阈值二极管306B不会导通。一旦在输出147上出现大的正峰值瞬变(例如，具有比电容器302B上存储的峰值电压大的电压)，电容器302B就开始导通并为瞬变提供到公共中线105的低阻抗路径。由于电容器302B和二极管301B处于低阻抗路径中，在电容器302B的值足够大以至于可以捕获几个快速脉冲的情况下，只要电容器302B上的电压大于电容器304上的电压，电阻器305B和电容器304B就可以为电容器302B提供放电路径。如果瞬变持续时间比瞬变电容器302B、304B可以处理的范围更长，则阈值二极管306B将开始导通。在一些实施例中，可以使用与阈值二极管串联的可选电阻器来为控制电路提供一个警报信号。对于负瞬变脉冲，二极管301B和偏置源303B使用电容器302A、304A、电阻器305A和阈值二极管306A来实现类似的过程。
本发明的实施例不限于与单相AC感应电机一起使用，可以扩展到与多相感应电机一起操作，如图4所示的三相AC感应电机，图4示出了根据本发明的实施例将三相功率因子校正器系统400用于三相感应电机421中的功率因子校正。对于三相AC感应电机，可以将单相功率因子校正器使用三次，但是并不推荐这么做，因为没有负载的三相AC感应电机可以单相运行。因此，一个非对称三相电源线与非对称电机之间的平衡会使得功率因子校正器的系统控制非常复杂。然而，有一种更好的方案可以控制三相电机的功率因子，该方案包括：控制一相中的功率因子，测量该相中的电流，并针对其余的两相使用电流跟踪系统。在AC电机文献的相关部分中并没有记载以下发现的内容：三相无负载电机可以在三相之间任意改变驱动电流的来源。在过去，三相之间的平衡并不是主要问题。该现象是在尤为关注三相平衡之后才被观察到的。
实际的功率因子校正发生在相电压之一中，例如，电压相位401中。相电压401A中的功率因子校正使用电流相位采样器405和电压相位采样器407对来自供电线输入电压401A的相位信息进行采样，并将该信息进一步馈送至相位比较器409。相位比较器409接收该电压相位信号和电流相位信号，并产生与输入电压和输入电流之间的相位移位成比例的相位信号。相位比较器409还可以采用与以上关于图1A所描述的方式相类似的方式来产生输入电压极性信号。将这些信号馈送至开关控制电路411A，开关控制电路411A对这些信息进行处理并产生一个或多个脉宽调制极性控制开关控制信号，如关于开关控制电路123所描述的。然后将这些信号馈送至电压控制电路413A，电压控制电路413A进一步将该信息转换成正弦输出电压，所述正弦输出电压的幅度与脉宽调制斩波信号的占空比以及电机421的相电压401A的机械负载成比例。采用与以上关于电压控制电路而描述的方式相类似的方式，电压控制电路413A的该正弦输出电压提供电机421的第一相输入电压431A，以将该相的功率因子保持在最佳水平。如上所述，电压控制器413A可以包括能量存储设备和双极钳位电路。
通过使用电流幅度采样器403B、403C，其余两个输入相电压431B和431C可以跟踪第一输入相电压401A的电流。三个相输入电压401A、401B和401C分别由电流幅度采样器403A、403B和403C来接收。电流幅度采样器403A、403B、403C分别接收针对输入到三相AC感应电机421的AC电源的第一、第二和第三相电压401A、401B和401C的AC电压，并且分别产生第一、第二和第三电流幅度信号，所述第一、第二和第三电流幅度信号分别与第一、第二和第三相电压401A、401B和401C成比例。
所有三个电流幅度采样器403A、403B、403C的输出都输入至电流采样加法器417。电流采样加法器417将所有三个电流幅度采样器403A、403B、403C的输出加在一起，并将该信息馈送至电流基准器件419。电流基准器件419将该信号除以3，并输出得到的信号作为电流比较器415B、415C的基准信号。电流比较器415B、415C分别都被配置为接收电流基准器件419的输出(即，求和后的电流幅度信号除以3的商)。第一电流比较器415B还接收来自第二电流采样403B的第二电流幅度信号，并输出与第二电流幅度信号和电流基准器件419的输出之间的差值成比例的幅度差信号。第二电流比较器415C接收来自第三电流采样器403C的电流幅度信号，并输出与第三电流幅度信号和电流基准器件419的输出之间的差值成比例的第二幅度差信号。
将这些信号馈送至相应的开关控制电路411B、411C，每个开关控制电路411B、411C对该信息进行处理并针对每一相产生一个或多个脉宽调制极性控制开关控制信号。将这些信号馈送至相应的电压控制电路413B、413C，电压控制电路413B、413C进一步将该信息转换成正弦电压，所述正弦电压的幅度与脉宽调制斩波信号的占空比以及电机的每个相应相的机械负载成比例。这些正弦电压提供电机421的第二和第三相输入电压431B、431C，以将每一相的功率因子保持在最优水平。可以如以上关于图1至图3B所描述的来配置和操作电压控制电路413A、413B、413C。
图4所示的配置具有的优点在于，电机421的所有三个分支都具有相等的电流，而与电源系统的电压非对称性无关。因此，功率因子校正器系统400将相等的负载分传递至所有三个相，而同时将功率因子保持在最优水平。由于功率因子校正回路和电流平衡回路是分开的，所以系统的设计不那么复杂。
从以上可以看出，本发明的实施例允许AC感应电机中的功率因子校正而同时避免与现有的功率因子校正系统有关的缺点。然而，本发明的实施例不限于功率因子校正。本发明的实施例可以用于实现在任何类型的AC电压源和任何类型负载的情况下的电压控制。在具体实施例中，可以使用与图2A所示的电压控制电路相类似的电压控制电路，例如作为稳压器或降压变压器。
例如而非限制性地，如图5所示，电压控制系统500可以包括输入滤波器107，输入滤波器107耦合至信号调节电路117’和开关控制器123，信号调节电路117’和开关控制器123是电压控制电路145’的一部分。电压控制电路145’可以包括可以如以上关于图2A所述来配置的开关器件129A、129B、133A、133B以及二极管131A、131B、135A、135B。控制电路还包括可以如上所述来配置的能量存储电路200A、200B。从节点N处的电压得到的输出电压147可以耦合至负载141’，负载141’可以是任何类型的负载。可选的扼流电感器137可以耦合在节点N与负载141’之间，可选的电容器139可以与负载141’并联耦合。可以如上所述来配置的可选的双极钳位电路300可以与电感器139并联耦合。
如上所述，开关控制电路123响应于电压控制信号119和极性信号121来产生极性控制信号125A、125B和开关控制信号127A、127B。电压控制信号调节开关控制信号127A、127B的占空比。如上所述，改变开关控制信号127A、127B的占空比使得改变了输出电压147相对于输入AC电压103的大小。
信号调节电路117’对来自AC电源101的输入AC电压103和输出电压进行采样。信号调节电路117’还接收来自源502的电压比信号503。例如而非限制性地，电压比源502被示为基于电压源和电位计。信号调节电路117’产生电压控制信号119和极性信号121。在图5所示的实施例中，信号调节电路117’将电压比输入503与输出电压147跟AC电压103之比相比较，并响应于电压比输入来调节电压控制信号119的值，以调节斩波信号的占空比，从而改变AC输出电压的大小，以最小化电压比输入503与AC输出电压147跟AC输入电压103之比之间的差值。这样，输出电压147与输入电压103之比可以跟踪由电压比输入503来确定的期望比值。例如而非限制性地，信号调节电路117’可以包括比较器504，比较器504将电压比输入503与输出/输入电压比相比较，并产生合适的电压控制信号119。
例如，比较器504可以将输入和输出电压的RMS电压比与来自电源502的DC电压形式的电压比输入503相比较。在这种情况下，电压控制电路145’可以用作降压变压器。可以简单地通过调节电压比输入503来调节这种变压器的变压比。发明人构建并测试了图5所示类型的300瓦特变压器。该变压器被示为表现出降压变压器的期望特性，即，降低的输出电压和提高的输出电压。此外，变压器的尺寸和重量是相同功率比的传统变压器的尺寸和重量的百分之一。
控制电路145’的应用不限于变压器。例如，信号调节电路可以被配置为将时变电压比输入503与输入电压103和输出电压147的瞬时值之比相比较，而不是将DC电压与输入和输出电压的RMS值之比相比较。例如，电压比输入503可以是AC基准电压。在这种情况下，信号调节电路117’可以将AC基准电压与输入和输出电压的瞬时比值相比较，并产生电压控制信号119，电压控制信号119用于相对于基准AC电压使输出电压147的波形稳定。在这种应用中，期望斩波信号127A、127B的频率fc与AC电压103的频率相比足够大，例如大约因子30或更大。
从上文可以看出，本发明的实施例在电力应用中具有许多应用。针对AC感应电机中的功率因子校正的实施例可以提供提高的效率和降低的能量使用。针对电压控制的其他实施例使得可以实现比传统组件更轻且更紧凑的组件，如，电压控制器、稳压器和变压器。在电气和电子设备中，空间和重量的节省具有很多种用途。
尽管以上是对本发明优选实施例的完整描述，然而也可以使用各种替换、修改和等同方案。因此，本发明的范围不应由以上描述来确定，而是应当由所附权利要求及其等价物的整个范围来确定。本文描述的任何特征(不论优选与否)，都可以与本文描述的其他特征(不论优选与否)相组合。在所附权利要求中，除非明确说明，否则不定冠 词“一种”或“一”表示该不定冠词后面的项目是一个或多个。除非在给定的权利要求中使用短语“用于....的装置”明确阐述了这种限制，否则所附权利要求不应被解释为包括装置加功能限制。

Claims (61)

1.一种电压控制电路，包括：
a)第一固态开关器件和第二固态开关器件，第一固态开关器件和第二固态开关器件中的每一个包括：
i)输入端子；
ii)输出端子；
iii)控制端子，适于接收斩波信号，其中斩波信号的值确定了电流是否能够在输入端子与输出端子之间流动；
b)具有阳极和阴极的第一二极管以及具有阳极和阴极的第二二极管，其中第一开关的输出端子和第二开关的输入端子适于接收AC电压，第一固态开关器件的输入端子连接至第一二极管的阴极，第二固态开关器件的输出端子耦合至第二二极管的阳极，第一二极管的阳极和第二二极管的阴极电耦合至节点；
c)第三固态开关器件和第四固态开关器件，其中第三固态开关器件和第四固态开关器件中的每一个具有：
i)输入端子；
ii)输出端子；
iii)控制端子，适于接收极性信号，其中极性信号的值确定了电流是否能够在输入端子与输出端子之间流动；以及
d)具有阳极和阴极的第三二极管以及具有阳极和阴极的第四二极管，其中第三固态开关器件的输入端子耦合至第三二极管的阴极，第四固态开关器件的输出端子耦合至第四二极管的阳极，第三二极管的阳极和第四二极管的阴极电耦合至所述节点，第三开关的输出端子和第四开关的输入端子适于耦合至AC电源的中性线。
2.根据权利要求1所述的电压控制电路，还包括：
e)电感器，具有第一端子和第二端子，其中第一端子耦合至所述节点；以及
f)输出电容器，耦合至电感器的第二端子，其中输出电容器被配置为耦合在电感器的第二端子与中性线之间。
3.根据权利要求2所述的电压控制电路，还包括：双极钳位电路，耦合在电感器的第一端子与中性线之间，其中所述双极钳位电路包括彼此并联耦合的第一钳位组件和第二钳位组件，其中：
a)第一钳位组件包括耦合在第一钳位二极管的阴极与中性线之间的第一偏置源，其中第一钳位二极管的阳极耦合至电感器的第一端子；以及
b)第二钳位组件包括耦合在第二钳位二极管的阳极与中性线之间的第二偏置源，其中第二钳位二极管的阴极耦合至电感器的第一端子。
4.根据权利要求3所述的电压控制电路，其中，第一偏置源和第二偏置源分别都包括一个或多个电容器。
5.根据权利要求4所述的电压控制电路，其中，第一偏置源和第二偏置源包括第一阈值二极管和第二阈值二极管，其中每个阈值二极管由比AC电压的峰值大的阈值电压来表征。
6.根据权利要求1所述的电压控制电路，还包括：能量存储电路，耦合在所述节点与第一二极管的阳极之间，或耦合在所述节点与第二二极管的阴极之间，其中能量存储电路被配置为：在极性控制信号的极性改变之后，减小第三二极管或第四二极管在反向恢复时间期间的瞬态开路电流。
7.根据权利要求6所述的电压控制电路，其中，能量存储电路包括存储电感器，所述存储电感器具有：耦合在所述节点与第一二极管的阳极之间或耦合在所述节点与第二二极管的阴极之间的初级绕组，以及电感性地耦合至初级绕组的可透磁磁芯，其中初级绕组和磁芯被选择为使得存储电感器的电压时间积分由比与初级绕组耦合的第一二极管或第二二极管的反向恢复时间长的、反向偏置的耗散时间来表征。
8.根据权利要求7所述的电压控制电路，还包括与存储电感器的初级绕组并联耦合的反冲二极管。
9.根据权利要求7所述的电压控制电路，还包括与磁芯电感性地耦合的次级绕组以及与次级绕组串联耦合的第五二极管和负载，其中，第五二极管被配置为：在初级绕组中有电流时，防止磁芯中存储的磁能通过次级绕组而被释放，在没有电流通过初级绕组时，对磁芯中存储的磁能进行释放。
10.根据权利要求6所述的电压控制电路，还包括开关控制器，开关控制器被配置为：接收电压控制信号和电压极性信号，所述电压极性信号取决于AC电压的极性；产生第一极性控制信号和第二极性控制信号，第一极性控制信号和第二极性控制信号耦合至第一固态开关器件和第二固态开关器件的控制端子；产生第一脉宽调制极性控制斩波控制信号和第二脉宽调制极性控制斩波控制信号，第一脉宽调制极性控制斩波控制信号和第二脉宽调制极性控制斩波控制信号耦合至第三固态开关器件和第四固态开关器件的控制端子，其中，斩波控制信号的占空比取决于电压控制信号的值，从而从所述节点处的电压得到的AC输出电压取决于电压控制信号的值。
11.根据权利要求10所述的电压控制电路，还包括耦合至开关控制电路的信号调节电路，其中信号调节电路被配置为接收AC电压、AC输出电压和电压比输入并产生电压控制信号和电压极性信号，其中，信号调节电路被配置为：将电压比输入与输出电压和AC电压之比相比较，并响应于电压比输入来调节电压控制信号的值，以调节斩波信号的占空比，从而改变AC输出电压的幅度，以最小化电压比输入与AC输出电压和AC电压之比之间的差异。
12.根据权利要求11所述的电压控制电路，还包括：
e)电感器，具有第一端子和第二端子，其中第一端子耦合至所述节点；以及
f)输出电容器，耦合至电感器的第二端子，其中，输出电容器被配置为耦合在电感器的第二端子与中性线之间，输出电压是在电感器与输出电容器之间的结合处的电压。
13.根据权利要求1所述的电压控制电路，还包括：第一能量存储电路，耦合在所述节点与第一二极管的阳极之间；以及第二能量存储电路，耦合在所述节点与第二二极管的阴极之间，其中第一能量存储电路和第二能量存储电路被配置为减小第三二极管和第四二极管在反向恢复时间期间的瞬态开路电流。
14.根据权利要求13所述的电压控制电路，其中，第一能量存储电路包括第一存储电感器，第一存储电感器具有耦合在所述节点与第一二极管的阳极之间的第一初级绕组、以及电感性地耦合至第一初级绕组的可透磁的第一磁芯，其中第一初级绕组和第一磁芯被选择为使得第一存储电感器的电压时间积分由比第一二极管的反向恢复时间长的反向偏置的耗散时间来表征。
15.根据权利要求14所述的电压控制电路，还包括：与第一磁芯电感性地耦合的第一次级绕组以及与第三绕组串联耦合的第五二极管和第一负载，其中第五二极管被配置为：当第一初级绕组中有电流时，防止第一磁芯中存储的磁能通过第一次级绕组而被释放，当没有电流通过第一初级绕组时，对第一磁芯中存储的磁能进行释放。
16.根据权利要求15所述的电压控制电路，其中，第二能量存储电路包括第二存储电感器，所述第二存储电感器具有耦合在所述节点与第二二极管的阴极之间的第二初级绕组、以及电感性地耦合至第二初级绕组的可透磁的第二磁芯，其中第二初级绕组和第二磁芯被选择为使得第二存储电感器的电压时间积分由比第二二极管的反向恢复时间长的反向偏置的耗散时间来表征。
17.根据权利要求16所述的电压控制电路，还包括与第二磁芯电感性地耦合的第二次级绕组、以及与第二次级绕组串联耦合的第六二极管和第二负载，其中，第六二极管被配置为：当第二初级绕组中有电流时，防止第二磁芯中存储的磁能通过第二次级绕组而被释放，当没有电流流过第二初级绕组时，对第二磁芯中存储的磁能进行释放。
18.根据权利要求6所述的电压控制电路，其中，能量存储电路包括具有第一绕组的第一电感器、具有第二绕组的第二电感器、以及将第一绕组和第二绕组磁耦合的可透磁磁芯，其中第一绕组耦合在所述节点与第一二极管的阳极之间或者耦合在所述节点与第二二极管的阴极之间。
19.根据权利要求18所述的电压控制电路，其中，第一绕组、第二绕组和磁芯被配制为使得通过第一绕组和第二绕组的磁通量始终相同。
20.根据权利要求19所述的电压控制电路，其中，第一绕组和第二绕组包括围绕磁芯而缠绕的一段同轴线缆或双绞线。
21.根据权利要求1所述的电压控制电路，还包括开关控制器，所述开关控制器具有：与第一开关器件和第二开关器件的控制端子耦合的一个或多个斩波信号输出，以及与第三开关器件和第四开关器件的控制端子耦合的一个或多个极性信号输出，其中开关控制器被配制为接收相位信号，所述相位信号的大小与A电压和相关AC电流之间的相位移位成比例，并且开关控制器被配制为响应于相位信号来调节斩波信号的占空比，从而改变所述节点处AC输出电压的幅度，以减小AC电压与AC电流之间的相位移位。
22.一种用于AC感应电机的功率因子校正器，包括：
a)输入滤波器，被配制为：从AC电压源接收AC电压，并使AC电压衰减，以产生滤波后的AC电压；
b)电流相位采样器，被配制为：从输入滤波器接收滤波后的AC电压，并输出与AC电压所关联的AC电流的相位有关的电流相位信号；
c)信号调节电路，被配制为：从AC电压得到电压相位信息，从电流相位采样器接收电流相位信号，以及产生大小与AC电压与AC电压所关联的电流之间的相位移位成比例的相位信号，和取决于AC电压的极性的电压极性信号；
d)第一开关控制器，被配制为：从信号调节电路接收相位信号和电压极性信号，并产生一个或多个极性控制信号、第一脉宽调制极性控制斩波控制信号和第二脉宽调制极性控制斩波控制信号；
e)第一电压控制电路，被配制为：接收滤波后的AC电压，从控制放大器接收第一极性控制信号和第二极性控制信号、第一斩波信号和第二斩波信号，以及输出幅度与脉动的第一斩波信号或第二斩波信号的占空比成比例的AC输出电压，其中开关控制器被配制为：响应于相位信号来调节斩波信号的占空比，从而改变AC输出电压的幅度，以减小AC电压与AC电流之间的相位移位；以及
f)电容器，被配制为防止电压控制电路对电流相位采样器造成干扰。
23.根据权利要求22所述的功率因子校正器，其中，e)包括：
第一固态开关器件和第二固态开关器件，第一固态开关器件和第二固态开关器件中的每一个包括：
i)输入端子，适于接收AC电压；
ii)输出端子；
iii)控制端子，适于接收第一斩波信号或第二斩波信号，其中斩波信号的值确定了电流是否能够在输入端子与输出端子之间流动；
具有阳极和阴极的第一二极管以及具有阳极和阴极的第二二极管，其中第一开关的输出端子和第二开关的输入端子适于从电流相位采样器接收滤波后的AC电压，第一固态开关器件的输入端子连接至第一二极管的阴极，第二固态开关器件的输出端子耦合至第二二极管的阳极，第一二极管的阳极和第二二极管的阴极电耦合至节点；
第三固态开关器件和第四固态开关器件，其中第三固态开关器件和第四固态开关器件中的每一个具有：
i)输入端子，适于接收AC电压；
ii)输出端子；
iii)控制端子，适于接收极性信号，其中极性信号的值确定了电流是否能够在输入端子与输出端子之间流动；以及
具有阳极和阴极的第三二极管以及具有阳极和阴极的第四二极管，其中第三固态开关器件的输入端子耦合至第三二极管的阴极，第四固态开关器件的输出端子耦合至第四二极管的阳极，第三二极管的阳极和第四二极管的阴极电耦合至所述节点，第三开关的输出端子和第四开关的输入端子适于耦合至AC电源的中性线。
24.根据权利要求23所述的功率因子校正器，其中，电压控制电路包括：
电感器，具有第一端子和第二端子，其中第一端子耦合至所述节点；以及
输出电容器，耦合至电感器的第二端子，其中输出电容器被配置为耦合在AC感应电机的带电端子与中性端子之间。
25.根据权利要求24所述的功率因子校正器，还包括：双极钳位电路，耦合在电感器的第一端子与中性线之间，其中所述双极钳位电路包括彼此并联耦合的第一钳位组件和第二钳位组件，其中：
第一钳位组件包括耦合在第一钳位二极管的阴极与中性线之间的第一偏置源，其中第一钳位二极管的阳极耦合至电感器的第一端子；以及
第二钳位组件包括耦合在第二钳位二极管的阳极与中性线之间的第二偏置源，其中第二钳位二极管的阴极耦合至电感器的第一端子。
26.根据权利要求25所述的功率因子校正器，其中，第一偏置源和第二偏置源分别都包括一个或多个电容器。
27.根据权利要求26所述的功率因子校正器，其中，第一偏置源和第二偏置源包括第一阈值二极管和第二阈值二极管，其中每个阈值二极管由比AC电压的峰值大的阈值电压来表征。
28.根据权利要求24所述的功率因子校正器，还包括：能量存储电路，耦合在所述节点与第一二极管的阳极之间，或耦合在所述节点与第二二极管的阴极之间，其中能量存储系统被配置为：在AC电压的极性改变之后，减小第三二极管或第四二极管在反向恢复时间期间的瞬态开路电流。
29.根据权利要求28所述的功率因子校正器，其中，能量存储电路包括存储电感器，所述存储电感器具有：耦合在所述节点与第一二极管的阳极之间或耦合在所述节点与第二二极管的阴极之间的初级绕组，以及电感性地耦合至绕组的可透磁磁芯，其中初级绕组和磁芯被选择为使得存储电感器的电压时间积分由比与绕组耦合的第一二极管或第二二极管的反向恢复时间长的、反向偏置的耗散时间来表征。
30.根据权利要求29所述的功率因子校正器，还包括与存储电感器的初级绕组并联耦合的反冲二极管。
31.根据权利要求29所述的功率因子校正器，还包括与磁芯电感性地耦合的次级绕组以及与次级绕组串联耦合的第五二极管和负载，其中，第五二极管被配置为：在初级绕组中有电流时，防止磁芯中存储的磁能通过次级绕组而被释放，在没有电流通过初级绕组时，对磁芯中存储的磁能进行释放。
32.根据权利要求22所述的功率因子校正器，还包括：第一能量存储电路，耦合在所述节点与第一二极管的阳极之间；以及第二能量存储电路，耦合在所述节点与第二二极管的阴极之间，其中第一能量存储电路和第二能量存储电路被配置为减小第三二极管和第四二极管在反向恢复时间期间的瞬态开路电流。
33.根据权利要求32所述的功率因子校正器，其中，第一能量存储电路包括第一存储电感器，第一存储电感器具有耦合在所述节点与第一二极管的阳极之间的第一初级绕组、以及电感性地耦合至第一初级绕组的可透磁的第一磁芯，其中第一初级绕组和第一磁芯被选择为使得第一存储电感器的电压时间积分由比第一二极管的反向恢复时间长的反向偏置的耗散时间来表征。
34.根据权利要求33所述的功率因子校正器，其中，第一能量存储电路还包括：与第一磁芯电感性地耦合的第一次级绕组以及与第三绕组串联耦合的第五二极管和第一负载，其中第五二极管被配置为：当第一初级绕组中有电流时，防止第一磁芯中存储的磁能通过第一次级绕组而被释放，当没有电流通过第一初级绕组时，对第一磁芯中存储的磁能进行释放。
35.根据权利要求34所述的功率因子校正器，其中，第二能量存储电路包括第二存储电感器，所述第二存储电感器具有耦合在所述节点与第二二极管的阴极之间的第二初级绕组、以及电感性地耦合至第二初级绕组的可透磁的第二磁芯，其中第二初级绕组和第二磁芯被选择为使得第二存储电感器的电压时间积分由比第二二极管的反向恢复时间长的反向偏置的耗散时间来表征。
36.根据权利要求35所述的功率因子校正器，其中，第二能量存储电路还包括与第二磁芯电感性地耦合的第二次级绕组、以及与第二次级绕组串联耦合的第六二极管和第二负载，其中，第六二极管被配置为：当第二初级绕组中有电流时，防止第二磁芯中存储的磁能通过第二次级绕组而被释放，当没有电流流过第二初级绕组时，对第二磁芯中存储的磁能进行释放。
37.根据权利要求24所述的功率因子校正器，其中，能量存储系统还包括：
第一变压器，具有耦合在第一二极管的阳极与第一节点之间的初级绕组，所述第一变压器具有与第五二极管和第一电阻器耦合在第一串联电路中的次级绕组；以及
第二变压器，具有耦合在第二二极管的阴极与第一节点之间的初级绕组，所述第二变压器具有与第六二极管和第二电阻器连接在第二串联电路中的次级绕组。
38.根据权利要求37所述的功率因子校正器，其中，第五二极管、第一电阻器和第一变压器的次级绕组被选择为使得第一串联电路由比第三二极管的反向恢复时间短的时间常数来表征。
39.根据权利要求38所述的功率因子校正器，其中，第六二极管、第二电阻器和第二变压器的次级绕组被选择为使得第二串联电路由比第四二极管的反向恢复时间短的时间常数来表征。
40.根据权利要求22所述的功率因子校正器，还包括：
a)电流采样求和器件，被配制为：接收第一电流幅度信号、第二电流幅度信号和第三电流幅度信号，并输出求和后的电流幅度信号，其中，所述第一电流幅度信号、第二电流幅度信号和第三电流幅度信号分别与输入至三相AC感应电机的AC电源的第一相、第二相和第三相的电流幅度成比例，第一相耦合至电流相位采样器；
b)第一电流幅度采样器、第二电流幅度采样器和第三电流幅度采样器，耦合至电流采样求和器件，其中第一电流幅度采样器、第二电流幅度采样器和第三电流幅度采样器被配制为：接收针对输入至三相AC感应电机的AC电源的第一相、第二相和第三相的AC电压，并分别产生第一电流幅度信号、第二电流幅度信号和第三电流幅度信号；
c)电流基准器件，被配制为：从电流采样求和器件接收求和后的电流幅度信号，并输出求和后的电流幅度信号除以3的商；
d)第一电流比较器和第二电流比较器，分别都被配制为从电流基准器件接收求和后的电流幅度信号除以3的商，其中，第一电流比较器接收第二电流幅度信号并输出第一幅度差信号，第一幅度差信号与第二电流幅度信号与求和后的电流幅度信号除以3的商之间的差值成比例；第二电流比较器接收第三电流幅度信号并输出第二幅度差信号，所述第二幅度差信号与第三电流幅度信号与求和后的电流幅度信号除以3的商之间的差值成比例；
e)第二开关控制器和第三开关控制器，分别被配制为：接收第一幅度差信号和第二幅度差信号，并产生一个或多个脉宽调制极性控制开关控制信号；以及
f)第二电压控制电路和第三电压控制电路，分别都被配制为：从第二开关控制器和第三开关控制器接收所述一个或多个脉宽调制极性控制开关控制信号，并输出与第二相和第三相相对应的第二正弦电压和第三正弦电压，其中第二正弦电压和第三正弦电压由与来自第二和第三开关控制器的脉宽调制极性控制开关控制信号的占空比以及AC感应电机的机械负载成比例的幅度来表征，从而功率因子控制器能够控制三相AC感应电机的每一相的功率因子。
41.AC感应电机系统，包括：
a)AC感应电机；
b)输入滤波器，被配制为：从AC电压源接收AC电压，并使AC电压衰减以产生衰减后的AC电压；
c)电流相位采样器，被配制为：从输入滤波器接收衰减后的AC电压，并输出与AC电压所关联的AC电流有关的电流相位信号；
d)信号调节电路，被配制为：从AC电压得到电压相位信息，从电流相位采样器接收电流相位信号，以及产生大小与AC电压与AC电压所关联的电流之间的相位移位成比例的相位信号，和取决于AC电压的极性的电压极性信号；
e)开关控制器，被配制为：从信号调节电路接收相位信号和电压极性信号，并产生一个或多个极性控制信号以及第一脉宽调制极性控制斩波控制信号和第二脉宽调制极性控制斩波控制信号；
f)电压控制电路，被配制为：接收滤波后的AC电压，从控制放大器接收第一极性控制信号和第二极性控制信号、第一斩波信号和第二斩波信号，以及输出幅度与脉动的第一斩波信号或第二斩波信号的占空比成比例的AC输出电压，其中开关控制器被配制为：响应于相位信号来调节斩波信号的占空比，从而改变AC输出电压的幅度，以减小AC电压与AC电流之间的相位移位；以及
g)电容器，被配制为防止电压控制电路对电流相位采样器造成干扰。
42.根据权利要求41所述的系统，其中，电压控制电路包括：
第一固态开关器件和第二固态开关器件，第一固态开关器件和第二固态开关器件中的每一个包括：
i)输入端子；
ii)输出端子；
iii)控制端子，适于接收斩波信号，其中斩波信号的值确定了电流是否能够在输入端子与输出端子之间流动；
具有阳极和阴极的第一二极管以及具有阳极和阴极的第二二极管，其中第一开关的输出端子和第二开关的输入端子适于从电流相位采样器接收滤波后的AC电压，第一固态开关器件的输入端子连接至第一二极管的阴极，第二固态开关器件的输出端子耦合至第二二极管的阳极，第一二极管的阳极和第二二极管的阴极电耦合至节点；
第三固态开关器件和第四固态开关器件，分别都具有：
i)输入端子，适于接收AC电压；
ii)输出端子；
iii)控制端子，适于接收极性信号，其中极性信号的值确定了电流是否能够在输入端子与输出端子之间流动；以及
具有阳极和阴极的第三二极管以及具有阳极和阴极的第四二极管，其中第三固态开关器件的输入端子耦合至第三二极管的阴极，第四固态开关器件的输出端子耦合至第四二极管的阳极，第三二极管的阳极和第四二极管的阴极电耦合至所述节点，第三开关的输出端子和第四开关的输入端子适于耦合至AC电源的中性线。
43.根据权利要求42所述的系统，还包括：双极钳位电路，耦合在电感器的第一端子与中性线之间，其中所述双极钳位电路包括彼此并联耦合的第一钳位组件和第二钳位组件，其中：
a)第一钳位组件包括耦合在第一钳位二极管的阴极与中性线之间的第一偏置源，其中第一钳位二极管的阳极耦合至电感器的第一端子；以及
b)第二钳位组件包括耦合在第二钳位二极管的阳极与中性线之间的第二偏置源，其中第二钳位二极管的阴极耦合至电感器的第一端子。
44.根据权利要求43所述的系统，其中，第一偏置源和第二偏置源分别都包括一个或多个电容器。
45.根据权利要求44所述的系统，其中，第一偏置源和第二偏置源包括第一阈值二极管和第二阈值二极管，其中每个阈值二极管由比AC电压的峰值大的阈值电压来表征。
46.根据权利要求42所述的系统，还包括：能量存储电路，耦合在所述节点与第一二极管的阳极之间，或耦合在所述节点与第二二极管的阴极之间，其中能量存储系统被配置为：在极性控制信号的极性改变之后，减小第三二极管或第四二极管在反向恢复时间期间的瞬态开路电流。
47.根据权利要求46所述的系统，其中，能量存储电路包括存储电感器，所述存储电感器具有：耦合在所述节点与第一二极管的阳极之间或耦合在所述节点与第二二极管的阴极之间的初级绕组，以及电感性地耦合至初级绕组的可透磁磁芯，其中初级绕组和磁芯被选择为使得存储电感器的电压时间积分由比与绕组耦合的第一二极管或第二二极管的反向恢复时间长的、反向偏置的耗散时间来表征。
48.根据权利要求47所述的系统，还包括与存储电感器的初级绕组并联耦合的反冲二极管。
49.根据权利要求47所述的系统，还包括与磁芯电感性地耦合的次级绕组以及与次级绕组串联耦合的第五二极管和负载，其中，第五二极管被配置为：在初级绕组中有电流时，防止磁芯中存储的磁能通过次级绕组而被释放，在没有电流通过初级绕组时，对磁芯中存储的磁能进行释放。
50.根据权利要求42所述的系统，还包括：第一能量存储电路，耦合在所述节点与第一二极管的阳极之间；以及第二能量存储电路，耦合在所述节点与第二二极管的阴极之间，其中第一能量存储电路和第二能量存储电路被配置为减小第三二极管和第四二极管在反向恢复时间期间的瞬态开路电流。
51.根据权利要求50所述的系统，其中，第一能量存储电路包括第一存储电感器，第一存储电感器具有耦合在所述节点与第一二极管的阳极之间的第一初级绕组、以及电感性地耦合至第一初级绕组的可透磁的第一磁芯，其中第一初级绕组和第一磁芯被选择为使得第一存储电感器的电压时间积分由比第一二极管的反向恢复时间长的反向偏置的耗散时间来表征。
52.根据权利要求51所述的系统，其中，第一能量存储电路还包括：与第一磁芯电感性地耦合的第一次级绕组以及与第三绕组串联耦合的第五二极管和第一负载，其中第五二极管被配置为：当第一初级绕组中有电流时，防止第一磁芯中存储的磁能通过第一次级绕组而被释放，当没有电流通过第一初级绕组时，对第一磁芯中存储的磁能进行释放。
53.根据权利要求52所述的系统，其中，第二能量存储电路包括第二存储电感器，所述第二存储电感器具有耦合在所述节点与第二二极管的阴极之间的第二初级绕组、以及电感性地耦合至第二初级绕组的可透磁的第二磁芯，其中第二初级绕组和第二磁芯被选择为使得第二存储电感器的电压时间积分由比第二二极管的反向恢复时间长的反向偏置的耗散时间来表征。
54.根据权利要求53所述的系统，其中，第二能量存储电路还包括与第二磁芯电感性地耦合的第二次级绕组、以及与第二次级绕组串联耦合的第六二极管和第二负载，其中，第六二极管被配置为：当第二初级绕组中有电流时，防止第二磁芯中存储的磁能通过第二次级绕组而被释放，当没有电流流过第二初级绕组时，对第二磁芯中存储的磁能进行释放。
55.根据权利要求46所述的系统，其中，能量存储电路还包括：
a)第一变压器，具有耦合在第一二极管的阳极与第一节点之间的初级绕组，所述第一变压器具有与第五二极管和第一电阻器耦合在第一串联电路中的次级绕组；以及
b)第二变压器，具有耦合在第二二极管的阴极与第一节点之间的初级绕组，所述第二变压器具有与第六二极管和第二电阻器连接在第二串联电路中的次级绕组。
56.根据权利要求55所述的系统，其中，第五二极管、第一电阻器和第一变压器的次级绕组被选择为使得第一串联电路由比第三二极管的反向恢复时间短的时间常数来表征。
57.根据权利要求56所述的系统，其中，第六二极管、第二电阻器和第二变压器的次级绕组被选择为使得第二串联电路由比第四二极管的反向恢复时间短的时间常数来表征。
58.根据权利要求42所述的系统，其中，AC电感电机是三相AC电感AC电机，所述系统还包括：
a)电流采样求和器件，被配制为：接收第一电流幅度信号、第二电流幅度信号和第三电流幅度信号，并输出求和后的电流幅度信号，其中，所述第一电流幅度信号、第二电流幅度信号和第三电流幅度信号分别与输入至三相AC感应电机的AC电源的第一相、第二相和第三相的电流幅度成比例，第一相耦合至电流相位采样器；
b)第一电流幅度采样器、第二电流幅度采样器和第三电流幅度采样器，耦合至电流采样求和器件，其中第一电流幅度采样器、第二电流幅度采样器和第三电流幅度采样器被配制为：接收针对输入至三相AC感应电机的AC电源的第一相、第二相和第三相的AC电压，并分别产生第一电流幅度信号、第二电流幅度信号和第三电流幅度信号；
c)电流基准器件，被配制为：从电流采样求和器件接收求和后的电流幅度信号，并输出求和后的电流幅度信号除以3的商；
d)第一电流比较器和第二电流比较器，分别都被配制为从电流基准器件接收求和后的电流幅度信号除以3的商，其中，第一电流比较器接收第二电流幅度信号并输出第一幅度差信号，第一幅度差信号与第二电流幅度信号与求和后的电流幅度信号除以3的商之间的差值成比例；第二电流比较器接收第三电流幅度信号并输出第二幅度差信号，所述第二幅度差信号与第三电流幅度信号与求和后的电流幅度信号除以3的商之间的差值成比例；
e)第二开关控制器和第三开关控制器，分别被配制为：接收第一幅度差信号和第二幅度差信号，并产生一个或多个脉宽调制极性控制开关控制信号；以及
f)第二电压控制电路和第三电压控制电路，分别都被配制为：从第二开关控制器和第三开关控制器接收所述一个或多个脉宽调制极性控制开关控制信号，并输出与第二相和第三相相对应的第二正弦电压和第三正弦电压，其中第二正弦电压和第三正弦电压由与来自第二和第三开关控制器的脉宽调制极性控制开关控制信号的占空比以及AC感应电机的机械负载成比例的幅度来表征，从而功率因子控制器能够控制三相AC感应电机的每一相的功率因子。
59.一种能量存储电压调节电路，包括：
固态开关；
电容器；以及
能量存储电路和第一二极管，串联地电耦合在开关与电容器之间，其中能量存储电路包括：第一绕组，串联地电耦合在开关与电容器之间；可透磁磁芯，与第一绕组电感性地耦合；第二绕组，与磁芯电感性地耦合，从而第一绕组和第二绕组通过磁芯而彼此电感性地耦合；第二二极管和负载，与第二绕组串联地电耦合，其中，第一绕组和磁芯被选择为使得第一绕组的电压时间积分由比第一二极管的反向恢复时间长的反向偏置的耗散时间来表征，第二二极管被配制为：当第一绕组中有电流时，防止磁芯中存储的磁能通过第二绕组而被释放，当没有电流流过第一绕组时，对磁芯中存储的磁能进行释放。
60.根据权利要求59所述的能量存储电压调节电路，其中，第一绕组、第二绕组和磁芯被配制为使得通过第一绕组和第二绕组的磁通量始终相同。
61.根据权利要求60所述的能量存储电压调节电路，其中，第一绕组和第二绕组包括围绕磁芯而缠绕的一段同轴线缆或双绞线。
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