KR101877943B1 - 유도 전력 전송 픽업 회로들 - Google Patents

Abstract

1차 컨덕터로부터 전력을 수신하는 유도 전력 전송(IPT) 픽업 회로는 픽업 코일(L2)이 시스템 동작 주파수에서 공진될 수 있도록 픽업 코일(L2) 및 보상 커패시터(C2), 스위치(S1, S2), 및 복수의 리액티브 소자들(L3, C3)로서 스위치가 온 상태 또는 오프 상태 중 한쪽에 있을 때 전력이 픽업 회로의 출력에 공급되는 것을 감소시키기 위해 동작 주파수에서 공진되는 복수의 리액티브 소자들(L3, C3)을 갖는다.

Description

유도 전력 전송 픽업 회로들{INDUCTIVE POWER TRANSFER PICK UP CIRCUITS}

본 발명은 IPT(inductive power transfer) 시스템들에 관한 것이다.

IPT 픽업 회로들은 전력을 부하에 제공하기 위해 교류(AC)를 처리할 수 있다. 조명과 같은 IPT 응용들을 위해 적절한 AC 처리 회로들의 전력 및 전압 출력 요건이 증가함에 따라, 전력을 조절하기 위해 사용되는 AC 스위치 상에 스트레인(strain)도 증가한다. 특허 공개 WO 2010/030195A1에 기재되어 있는 표준 AC 처리 픽업에서, 스위치가 정격되어야 하는 VA 곱은 대략 부하 의존 양호도(quality factor)의 제곱(즉,

)에 비례하여 발생한다. 그러나, 픽업의 전력 용량은 단지 Q2에 비례하여 발생한다. 따라서, 큰 전력 출력들 및 상대적으로 높은 회로 Q를 획득하기 위해, 수정된 컨트롤러가 요구된다.

WO 2010/030195에 기재되어 있는 병렬 동조 AC 컨트롤러 회로들 내의 스위치 및 전류 정격들은 부하를 구동하는데 필요한 토폴로지(topology) 및 동조량에 의존하는 정격들을 갖는다. 매우 높은 전력 응용들에서, 스위치 정격은 매우 비싸고 고가일 수 있다. 예를 들어, 도 1의 병렬 AC 처리 픽업 회로는 피크 부하 전압(

)과 함께 피크 공진 인덕터 처리를 취급하기 위해 정격되어야 하는 한편, 도 2에 도시된 것과 같은 AC 처리 픽업 회로의 직렬 동조 변형 내의 스위치들은 피크 부하 전류(

)와 함께, 피크 공진 인덕터 전압을 처리하기 위해 정격되어야 한다.

DC 출력 전압이 도 1의 병렬 동조 회로로부터 유도되도록 요구되면, 정류기(도시되지 않음)에 입력되는 AC 전압의 피크들은 출력 DC 전압의 157%이어야 한다. DC 출력이 요구될 때 도 2의 직렬 동조 회로 내의 전류에 대해서도 마찬가지이다. 회로 Q, 출력 전력, 및 출력 전압이 증가함에 따라, 이용가능한 스위치 기술의 제한들은 표준 병렬 및 직렬 동조 AC 처리 토폴로지들 둘 다에서 맞추어 설계하는 것이 점점 곤란해진다.

WO 2010/030195A1에 기재되어 있는 병렬 동조, AC 처리 픽업에서, AC 스위치는 공진 인덕터와 직접적으로 병렬이므로 피크 공진 인덕터 전류 및 피크 부하 전압을 잔존시키기 위해 정격되어야 한다. 그러므로, 회로가

에서 실행되도록 설계되었다고 가정하면, 스위치가 정격되어야 하는

또는 VA 곱은

이고, 이는

보다 약간 높다. 그러나, AC 스위치의 목적은 회로 Q를 제어하는 것이다. 만약

이상이 AC 부하와 병렬인 스위치를 흐르도록 허용되면, 회로 Q는 내려간다. 만약

이하가 AC 부하와 병렬인 스위치를 흐르도록 허용되면, 회로 Q는 올라간다. 이와 같이, 스위치의 최소 VA 정격은 적어도 픽업의 최대 출력 전압

에 의해 곱해지는 단락 전류이어야 한다. 그러므로, 스위치들 모두의 VA 정격은 전력 제어를 위해 필요한 최소 스위치 정격의

배이다.

필요한 피크 스위치 전압 및 전류 정격들이 감소될 수 있는 회로 토폴로지를 제공하는 것이 유리하다.

본 발명의 목적은 스위치 스트레스들을 감소시키는 IPT 시스템들에 대한 픽업 회로들과 관련하여 픽업 회로들을 위해 연결되는 장치 또는 방법들을 제공하는 것이다. 대안적으로, 본 발명의 목적은 유용한 대안을 공지된 장치 또는 방법들에 적어도 제공하는 것이다.

일 측면에서, 본 발명은 선택된 동작 주파수에서 1차 컨덕터로부터 전력을 수신하는 유도 전력 전송(IPT) 픽업 회로를 제공하고, 회로는

픽업 코일 및 보상 커패시터;

동작가능 상태와 동작불가능 상태 사이에서 제어가능한 스위치 수단; 및

복수의 추가 리액티브 소자들로서, 스위치 수단이 동작가능 또는 동작불가능 상태들 중 한쪽에 있을 때, 전력이 픽업 회로의 출력에 공급되는 것을 실질적으로 감소시키거나 방지하기 위해 선택된 동작 주파수에서 공진되는 복수의 추가 리액티브 소자들을 갖는다.

바람직하게는, 스위치 수단이 동작가능 또는 동작불가능 상태들 중 다른 쪽에 있고, 전력이 부하에 공급된다. 바람직하게는, 스위치 수단이 동작가능 또는 동작불가능 상태들 중 다른 쪽에 있고, 픽업 코일 및 보상 커패시터가 공진된다.

바람직하게는, 스위치 수단이 동작가능 또는 동작불가능 상태들 중 다른 쪽에 있을 때, 픽업 코일, 보상 커패시터 및 복수의 리액티브 소자들 중 적어도 하나가 함께 공진된다.

일 실시예에서, 픽업 코일 및 보상 커패시터는 병렬로 연결된다. 바람직하게는, 출력은 보상 커패시터와 병렬로 제공된다.

바람직하게는, 복수의 추가 리액티브 소자들은 직렬로 연결되는 커패시터 및 인덕터를 포함한다.

바람직하게는, 직렬 연결된 커패시터 및 인덕터는 픽업 코일 및 보상 커패시터와 병렬로 연결된다.

바람직하게는, 스위치 수단은 커패시터와 병렬로 연결된다. 바람직하게는, 출력은 DC 전원을 제공하기 위해 정류기를 포함한다.

일 실시예에서, 픽업 코일 및 보상 커패시터는 직렬로 배열된다. 바람직하게는, 출력은 보상 커패시터와 직렬로 제공된다.

바람직하게는, 복수의 추가 리액티브 소자들은 병렬로 연결되는 커패시터 및 인덕터를 포함한다. 바람직하게는, 병렬 연결된 커패시터 및 인덕터는 픽업 코일 및 보상 커패시터와 직렬로 연결된다.

바람직하게는, 스위치 수단은 인덕터와 직렬로 연결된다. 바람직하게는, 추가 보상 커패시터는 피크 스위치 전압을 감소시키기 위해 인덕터와 병렬로 연결된다.

바람직하게는, 출력은 DC 전원을 제공하기 위해 정류기를 포함한다.

추가 측면에서, 본 발명은 이전 제시들 중 어느 하나에 따른 픽업 회로를 포함하는 IPT 시스템을 제공한다.

추가 측면에서, 본 발명은 픽업 코일 및 보상 커패시터를 갖는 유도 전력 전송(IPT) 픽업 회로를 제어하는 방법을 제공하고, 방법은 하나 이상의 추가 리액티브 소자들이 공진되게 함으로써 부하에 대한 전원을 제어하는 스위치 수단을 동작시키는 단계를 포함한다.

바람직하게는, 방법은 전력이 픽업 회로의 출력에 공급되는 것을 실질적으로 방지하기 위해 리액티브 소자들이 공진되게 하도록 동작가능 또는 동작불가능 상태 중 한쪽에 스위치 수단을 배치하는 단계를 포함한다.

바람직하게는, 방법은 부하에 대한 전력을 초래하기 위해 동작가능 또는 동작불가능 상태들 중 다른 쪽에 스위치 수단을 배치하는 단계를 포함한다.

바람직하게는, 방법은 전력을 부하에 공급하기 위해 픽업 코일 및 보상 커패시터가 공진되게 하도록 동작가능 또는 동작불가능 상태들 중 다른 쪽에 스위치 수단을 배치하는 단계를 포함한다.

다른 측면에서, 본 발명은 선택된 동작 주파수에서 1차 컨덕터로부터 전력을 수신하는 유도 전력 전송(IPT) 픽업 회로를 제공하며, 회로는

픽업 코일;

픽업 코일과 직렬로 연결되는 동조 커패시터;

픽업 회로에 대한 전력의 전송을 제어하기 위해 동작가능 상태와 동작불가능 상태 사이에서 제어가능한 스위치 수단; 및

피크 스위치 전압을 감소시키기 위해 픽업 코일과 병렬로 연결되는 보상 커패시터를 갖는다.

바람직하게는, 보상 커패시터는 스위치가 동작불가능 상태에 있을 때 픽업 코일과 비공진된다. 바람직하게는, 스위치 수단은 픽업 코일과 직렬로 연결된다.

바람직하게는, 픽업 회로에 의해 공급되는 부하는 픽업 코일과 직렬로 연결된다.

본 발명의 추가 측면들은 이하의 설명으로부터 명백해질 것이다.

본 발명의 하나 이상의 예들은 이하 첨부 도면들을 참조하여 논의될 것이다.
도 1은 공지된 병렬 동조 IPT 픽업 회로의 회로도이다.
도 2는 공지된 직렬 동조 IPT 픽업 회로의 회로도이다.
도 3은 개선된 병렬 동조 IPT 픽업 회로의 회로도이다.
도 4는 DC 출력을 갖는 도 3의 픽업 회로의 도면이다.
도 5는 도 4의 회로에 대한 동작 파형들을 도시한다.
도 6은 도 3의 회로에 대한 동작 파형들을 도시한다.
도 7은 3개의 상이한 제어 출력 전압 레벨들에서 동작하는 도 1에 따른 1.2 킬로와트 시스템의 측정된 부하 전류(상부 트레이스) 및 전압(하부 트레이스)을 도시한다:
(a). 50 볼트;
(b). 120 볼트;
(c). 240 볼트.
도 8은 3개의 상이한 제어 출력 전압 레벨들에 동작하는 도 3에 따른 1.2 킬로와트 시스템의 측정된 부하 전류(상부 트레이스) 및 전압(하부 트레이스)을 도시한다:
(a). 50 볼트;
(b). 120 볼트;
(c). 240 볼트.
도 9는 회로 비율(KL = L2/L3)을 설정함으로써 정규화된 스위치 전류 정격(픽업 단락 전류에 관하여)의 설계를 도시한다.
도 10은 회로 비율(KL = L2/L3)을 설정함으로써 각종 동작 Q(픽업 개로 전압에 관하여) 하에 정규화된 스위치 전압 정격의 설계를 도시한다. (a) KL=1, (b) KL=5.
도 11은 (a) IL2(상부 트레이스) 및 IL3(하부 트레이스), (b) 출력 전압(상부 트레이스) 및 스위치 전압(하부 트레이스)을 갖는 도 3의 회로의 동작 파형들을 도시한다.
도 12는 새로운 직렬 동조 IPT 픽업 회로의 회로도이다.
도 13은 DC 출력을 포함하는 도 12의 회로를 도시한다.
도 14는 도 12의 회로의 동작 파형들이다.
도 15는 (a) 정규화된 스위치 전류, (b) 정규화된 스위치 전압에 관하여 커패시터 비율(Kc=C3/C2)의 선택을 갖는 도 12의 회로에 대한 설계 조건들을 도시한다.
도 16은 스위치 과도 현상을 최소화하기 위해 도 2 및 도 12의 직렬 동조 공진 회로들이 추가 C2p를 통해 부분 병렬 동조 커패시터를 사용할 수 있는 것을 도시한다. 여기서, 그것은 도 2의 회로에 적용된 것으로 도시되어 있다.
도 17은 도 12의 회로 토폴로지를 도시하지만 피크 스위치 전압들을 감소시키는 비공진 병렬 커패시터를 포함한다.
도 18은 도 13의 회로 토폴로지를 도시하지만 피크 스위치 전압들을 감소시키는 비공진 병렬 커패시터를 포함한다.
도 19는 조명 부하에 대한 상이한 병렬 동조 AC 조절기들과 표준 상용 조광기 사이의 전체 고조파 왜곡 비교를 도시한다.
도 5 내지 도 11, 도 14 및 도 15에 도시된 도면들은 그들이 관련되는 회로들의 기본 모델도로부터 유도되었다. 이와 같이, 파형들은 스위칭 과도 현상으로부터 고조파를 경험할 것 같은 실제적인 회로들에서 약간 상이할 수 있다.

스위치 스트레스를 낮추는 2개의 새로운 컨트롤러 토폴로지들이 제안된다. 하나는 WO 2010/030195A1에 기재되어 있는 AC 처리 컨트롤러의 병렬 동조 경우들에 적용가능하다. 다른 하나는 WO 2011/046453에 기재되어 있는 도 2의 것과 같은 직렬 동조 회로들에 적용가능하다. Q2 = 5의 공진 동조 계수를 갖는 실제적인 IPT 시스템 요건들을 충족시키기 위해 적용될 때, 새로운 토폴로지들은 종래의 AC 처리 조절기들에 비해서 스위치 VA 정격들이 3.8배까지 떨어지는 결과를 낳는다. 제안된 토폴로지들 하에, 스위치 차단 전압들은 요구된 출력 전압과 관계없이 설계자에 의해 제어가능하다. 5보다 큰 Q2 값들에 대해, 상대적 스위치 스트레스는 더 떨어질 것이다.

제안된 병렬 및 직렬 공진 컨트롤러들로부터의 AC 출력 전압은 WO 2010/030195A1 및 WO 2011/046453의 AC 픽업에서와 다르게, 사인파이다. 이와 같이, 부하에 걸친 RFI 및 고조파 왜곡은 또한 감소할 것이다.

제안된 병렬 동조 공진 컨트롤러는 AC 스위치가 오프될 때 제로 출력 전력에서 동작하는데 반하여, 제안된 직렬 동조 공진 컨트롤러는 AC 스위치가 오프될 때 최대 전력에서 동작하는데, 그것은 이 토폴로지에서 도 2의 것에 비해 그의 효율을 개선시킨다.

양 토폴로지들은 제어된 DC 출력을 가능하게 하도록 구성될 수 있지만, 새로운 직렬 동조 공진 컨트롤러는 본래 DC 인덕터가 필요하지 않기 때문에 낮은 전압 DC 출력을 위해 표준 병렬 동조 픽업으로 가능한 것보다 더 작고 더 비용 효율적인 DC 출력 픽업 설계가 된다.

수정된 AC 제어 병렬 동조 공진 컨트롤러

최저 손실을 갖는 실제적인 스위치들을 사용하여 제안된 픽업 회로의 출력 전력을 조절하기 위해, 스위치를 그러한 높은 전압들 및 전류들에 노출시키지 않는 이전에 논의된 AC 처리 회로들에 관한 변형들이 본 명세서에서 제안된다. 병렬 동조 픽업 코일들에 적용가능한 그러한 회로의 일례는 도 3에 도시되어 있다. 당해 기술에서 통상의 기술자들은 개념들이 명백히 이해될 수 있고 "병렬 동조, 공진 컨트롤러"로서 이 문헌의 나머지에서 언급되도록 스위치 스트레스를 감소시키는 잠재적으로 많은 상이한 배치들이 있지만 일례만이 여기서 논의되는 것을 이해할 것이다. 이 컨트롤러는 도 3에서의 S1, S2, D1 및 D2로 구성되는 AC 스위치에 기초하고, WO 2010/030195A1에 기재된 바와 같이 인접한 인덕터-커패시터 쌍(L3 및 C3)의 임피던스를 변경하기 위해 공진 커패시터(이 경우에 C3)를 클램핑하는 방법을 사용한다.

이하의 설명은 도 3의 회로가 어떻게 기능하는지를 설명한다. 여기서, L2는 VLF 내지 LF 범위(전형적으로 고전력 응용들의 매체에 대해 10-140kHz) 내의 주파수에서 동작하는 트랙(도시되지 않음)과 같은 IPT 1차 컨덕터에 느슨하게 결합되는 픽업 인덕터이다. 픽업 인덕터(L2)는 L2가 공진될 때, 전력이 1차 컨덕터로부터 픽업 회로로 전달되도록 이하에 더 설명되는 바와 같이 보상 커패시터(C2) 및 L3를 사용하여 트랙 주파수에서 공진하도록 동조된다.

도 3에서의L3 및 C3가 트랙 주파수에서 공진으로 동조되는 추가 리액티브 소자들이면, AC 스위치가 개방 회로로서 될 때, L3 및 C3는 공진하고 픽업 인덕터(L2) 양단에 단락을 형성하는 것을 알 수 있다. 이 효과적인 단락이 발생하면, 부하(R2)에 전달되는 전력은 제로일 것이다. 도 3에서의 보상 커패시터(C2)가 선택되어 그것이 트랙 주파수에서 L2 및 L3의 조합된 병렬 임피던스로 공진하면, AC 스위치가 단락된 경우, L3, C3 및 AC 스위치의 조합된 리액턴스는, 병렬 공진 탱크에 의해 보여지는 바와 같이, 간단히 XL3(즉 L3의 리액턴스)일 것이다. 따라서, 부하에 전달되는 전력은 C2, L2 및 L3의 조합된 병렬 임피던스가 트랙 주파수에서 공진되기 때문에 최대일 것이다. 그러므로, AC 스위치가 동작가능(즉 폐쇄) 상태에 있을 때, 전력이 부하에 공급된다. AC 스위치가 동작불가능(즉 개방) 상태에 있을 때, 어떤 전력도 1차 컨덕터로부터 전달되지 않으므로, 전력이 부하에 공급되지 않거나, 적어도 부하(즉 출력)로의 전력의 공급이 실질적으로 감소되거나 방지된다.

DC 출력이 소망되면, 이 때 회로는 인덕터(LDC) 및 CDC의 형태인 출력 필터와 함께 동조 커패시터(C2) 양단에 정류기를 추가함으로써 도 4에 도시된 것으로 수정될 수 있다.

도 4의 회로의 시뮬레이션된 동작이 도 5에 도시되며, 여기서 출력 전력은 스위치들 각각이 트랙 주파수(T/2)의 반 사이클 각각에 있는 시간을 변화시킴으로써 변화된다. 스위치들이 존속하는 이 시간은 0 - T/2에서 이론적으로 변화할 수 있는 클램프 시간(Tc)으로 칭해진다. 시뮬레이션에서, 트랙 주파수는 25㎲가 이론적 최대 클램프 시간을 나타내도록 20kHz로 설정된다. 클램프 시간이 제로이면, 부하에 전달되는 어떤 전력도 존재하지 않는 한편, 전체 클램프 시간의 경우 최대 전력이 부하에 이용가능하다. 도 5에 도시된 바와 같이, Tc는 초기에 최대이고 제로 근접으로 서서히 감소된 다음에 다시 최대에 가까워지도록 램프(ramp)되어, 전력이 변화될 수 있게 한다. 초기에 최대 전력이 출력되고, 그 후에 컨트롤러가 반전력으로 램프 다운된 다음에, 제로 전력으로 램프 다운되고, 그 후에 다시 최대 전력까지 램프 업된다. 출력 전력이 손실 없이 신속히 증가될 수 있을지라도, 출력 전력이 제어 없이 신속히 감소되면, 높은 과도 스위치 전압들이 발생할 것이다. 적절한 슬루 레이트(slew rate)로 전압을 램핑하는 것은 도 5에 도시된 바와 같이 이 문제를 제거하고, 조명 제어를 위해 그러한 슬루 레이트는 50Hz 주요 주파수에서 동작하는 조명 컨트롤러들로 가능한 것보다 훨씬 더 빠른 조명 출력의 제어된 감소를 가능하게 할 수 있는 것에 주목해야 한다.

제안된 병렬 동조 공진 컨트롤러의 특정 장점은 스위치들이 오프될 때 그것이 제로 출력 전력에서 동작한다는 것인데, 이는 시동 기간 동안 IPT 시스템이 우선 턴 온될 때, 공진 전압이 제어불가능하게 증강되는 것 없이, 컨트롤러가 시동하기 위해 필요로 하는 만큼 많은 시간을 갖는 것을 의미한다. 그것은 컨트롤러가 고장났을 때 또한 당연히 안전한데, 왜냐하면 그것은 스위치들이 오프 상태에 있을 때 당연히 픽업을 디커플링하기 때문이다. 더욱이, 제안된 병렬 동조, 공진 컨트롤러 내의 출력 전압은 도 1의 표준 병렬 동조 AC 처리 컨트롤러에서와 다르게, 완전히 사인파이다. 이것은 피크 부하 전압들이 주어진 RMS 값에서 낮아지고 RFI가 감소되는 것을 의미한다. 도 6은 스위치들 양단의 전압이 클램핑 제어로 인해 왜곡됨에도 불구하고, 부하 양단의 전압이 사인파인 것을 나타낸다. 도 7 및 도 8은 Voc = 85V 및 Isc=6A를 갖는 통상의 픽업으로부터 고저항 동작되는 1.2kW 필립스 240V 스테이지 라이트를 각각 구동시키는 도 1의 공지된 컨트롤러 및 도 3의 제안된 컨트롤러의 동작의 차이를 도시한다. 도 7에 도시된 바와 같이, 도 1의 회로로부터 동작될 때, 스위치 전압 및 출력 AC 전압은 반드시 동일한 것이고 스위치의 클램핑 동작으로 인해 전압 및 전류의 현저한 왜곡이 있다. 도 8은 도 3의 회로의 동작 하에 이 라이트를 가로지르는 동일한 출력 RMS 전압들을 갖는 동작을 도시한다. 도시된 바와 같이, 전압 또는 전류의 어떤 현저한 왜곡도 없다.

도 3의 제안된 병렬 동조, 공진 컨트롤러 회로의 실제적인 단점은 여기서

에 비례하는 것으로 표시되는 인덕터(L3)의 용량(

인 경우) 및 스위치에 필요한 차단 전압 정격 사이의 트레이드 오프(trade off)이다. 회로가 최대 출력 전력을 전달하고 있는 경우를 고려한다. AC 스위치로 인해, C3는 완전히 단락되므로, 등가 회로는 병렬인 L2, L3, C2 및 R2로 구성된다. 그러므로,

이다. 그와 같이

이고 V0는 부하 의존인 한편 IPT 설계의 요건들(모두가 설계자의 통제를 크게 벗어남)에 따라 ω는 전형적으로 고정됨을 고려할 때,

는

를 증가시킴으로써 감소될 수 있다. 그러나, L3가 증가할수록, 시뮬레이션은

(및 따라서 스위치 전압

)가 또한 증가하는 것을 나타낸다. 최대

대 최대

의 비율은 이하의 비율을 사용하여 설계에 의해 선택될 수 있다:

K_L이 스위치 전류 및 전압 상에 갖는 충격은 각각 도 9 및 도 10에 도시되어 있다. 도 9는 고정된 Q에서 KL의 각종 값들에 대한 픽업 단락 전류에 관하여 정규화되는 스위치 전류 정격을 도시한다. 도 10은 Q의 각종 값들에 대한 픽업 개로 전압에 관하여 정규화되는 스위치 전압 정격을 도시한다. 여기서, 도 10(a)는 KL=1을 갖는 반면에, 도 10(b)는 값 KL=5를 갖는다. 도시된 바와 같이, 최대 정상 상태 값은

로서 주어지는(동작 Q와 관계없이) 반면에, Q=3인 도 9로부터, 그것은 정상 상태 스위치 전류(

)인 것으로 도시된다. 이와 같이, KL은 스위치 전압 및 전류가 주어진 응용에 대해 적절히 이용가능한 스위치들에 일치되는 것을 보장하는데 유용하다. 도 11은 KL=3 ~ Q2max일 때 도 3의 이 새로운 회로의 제어된 동작을 도시하고, 그것은 제어된 출력을 1.2kW 라이트에 제공하고 있다. 예상된 바와 같이, 스위치 전류들은 Isc와 유사하게 존속한다.

예로서, 이하의 파라미터들: 400V DC 출력에서의 f = 20kHz,

, P0 = 2kW를 충족시키기 위해 도 4의 DC 출력 토폴로지에 기초한 회로가 요구되어 설계되었다면, 이 때 공지된 실제적인 픽업이 L2 = 157μH, Voc = 88.9V 및 Isc = 4.5A를 갖는 것을 가정하면, 이 명세들로부터 필요한 Q2 = 5임이 계산될 수 있다. L3가 L2와 같게 설정되면, L3의

정격은 L2와 같아질 것이다. 시뮬레이션에 따르면, 피크 스위치 전압은 이 때 ~166V일 것이고, 피크 스위치 전류은 32.5A일 것이며 스위치의 전체 VA 정격은 적어도 5.4kVA이다. 실제 고전력 스위치들은 통상 전류 정격들보다 더 좋은 전압 차단 능력을 가지므로, 고전압이지만 고전류 스위치를 필요로 하는 설계는 바람직하지 않다. 픽업 코일(VC2) 양단의 스위치 차단 전압(VDS) 및 공진 전압은 각종 출력 전력 레벨들에서 도 4에 도시되어 있다. 피크 스위치 전류는 IL3를 흐르는 피크 전류와 동일하다. L3 = L2 Q2이도록 설계를 변경함으로써, 피크 스위치 전압은 대략 피크 AC 부하 전압으로 변경되는데, 이는 도 1의 종래의 AC 처리 픽업 회로에 있는 것이다. 그러나, 피크 스위치 전압이 648V로 상승될지라도, 피크 스위치 전류는 8.6A로 떨어지고, L3의 용량은 L2의 것보다 2.5배로 떨어진다. 스위치의 VA 정격은 이제 마지막 예와 유사한 5.6kVA이다. 종래의 병렬 동조를 사용하여 동일한 파라미터들을 충족시키기 위해, 도 1의 AC 처리 회로는 적어도

또는 628V의 스위치 전압 정격을 필요로 한다. 피크 스위치 전류 정격은

, 또는 32.4A가 될 필요가 있을 것이다. 그러므로, 스위치의 전체 VA 정격은 적어도 20.3kVA이거나, 도 4의 공진 컨트롤러를 사용할 때보다 대략 3.8배 높아야 한다. 그 결과, 새롭게 제안된 회로에 대한 스위치의 VA 정격은 상당히 떨어지고 소망된 스위치 전압은 이제 인덕터 비율의 적절한 선택에 의해 출력 전압과 관계없이 설정될 수 있다:

.

수정된 AC 제어 직렬 동조 공진 컨트롤러

WO 2011/046453에 기재되어 있는 바와 같이 도 2에 도시된 직렬 동조 AC 처리 컨트롤러는 피크 스위치 전압 및 전류 요건들을 감소시키기 위해 수정될 수도 있다. 그러한 수정된 컨트롤러의 일례는 도 12에 도시되어 있으며, 여기서 "직렬 동조, 공진 컨트롤러"로서 지칭된다.

이하의 기재는 도 12의 회로가 어떻게 기능하는지를 설명한다. 여기서, L2는 VLF 내지 LF 범위(전형적으로 고전력 응용들의 매체에 대해 10-140kHz) 내의 주파수에서 동작하는 트랙(도시되지 않음)과 같은 IPT 1차 컨덕터에 느슨하게 결합되는 픽업 인덕터이다. 픽업 인덕터(L2)는 L2가 공진될 때 전력이 1차 컨덕터로부터 픽업 회로로 전달되도록 이하에 더 설명되는 바와 같이 보상 커패시터(C2 및 C3)를 사용하여 트랙 주파수에서 공진하도록 동조된다.

인덕터(L3) 및 커패시터(C3)는 추가 리액티브 소자들이다. 인덕터(L3)가 트랙 주파수에서 C3와 공진하기 위해 선택되는 것을 가정한다. S1, S2, D1 및 D2로 구성되는 AC 스위치가 온되는 경우를 고려한다. C3 및 L3가 트랙 주파수에서 병렬 공진 회로를 형성하기 때문에, 그들은 회로의 나머지에 대해 개방 회로로서 함께 나타남으로써, 부하에 전달되는 전력을 제로로 감소시킨다. 이제 커패시터(C2)가 선택되어 그것이 커패시터(C3) 및 픽업 인덕터(L2)와 직렬일 때 트랙 주파수에서 공진하는 것을 가정한다. AC 스위치가 오프될 때, 인덕터(L3)는 회로의 나머지로부터 분리될 것이고, C2, C3 및 픽업 인덕터(L2)가 트랙 주파수에서 공진하기 때문에, 부하에 전달되는 전력은 최대에 있다. 그러므로, 이 실시예에서, AC 스위치가 동작불가능(즉 개방) 상태에 있을 때, 전력이 부하에 공급된다. AC 스위치가 동작가능(즉 폐쇄) 상태에 있을 때, 어떤 전력도 1차 컨덕터로부터 전달되지 않으므로, 전력이 부하에 공급되지 않거나, 적어도 부하(즉 출력)로의 전력이 공급이 실질적으로 감소되거나 방지된다.

초기에 제안된 병렬 동조 공진 컨트롤러에서와 같이, DC 출력은 이 경우에 AC 부하 대신 DC 커패시터 전에 정류기를 추가함으로써 이 회로로부터 생성될 수 있다. 이것이 직렬 동조 시스템이기 때문에, DC 인덕터는 필요하지 않다. 이 DC 출력 배치는 도 13에 도시되어 있다.

제안된 직렬 동조, 공진 컨트롤러가 220V, 1200W AC 부하에 전력을 공급하는 것에 기초한 회로가 설계되어 시뮬레이션될 수 있다. 과도하게 높은 전류가 텅스텐 할로겐 백열 전구들이 턴 온될 때에 의해 요구되기 때문에, 직렬 동조 IPT 픽업들은 병렬 동조 회로들보다 이 부하들을 구동하는데 더 적용가능할 수 있다. 그러나, 표준 직렬 동조 AC 처리 픽업 내의 피크 스위치 전압이

이기 때문에, 도 2의 표준 직렬 동조 AC 처리 토폴로지는 높은 출력 전압이 요구되는 응용들에 특히 적합하지 않다. 그러나, 도 12의 수정된 회로는 이 문제를 극복한다.

예로서, VOC = 220V, ISC = 1.09A를 갖는 픽업 인덕터 L2 =1.61 mH를 사용하여 이하의 사양들: 220V AC 출력에서의 f = 20kHz 픽업 코일 PSu = 240 VA, P0 = 1.2kW를 충족시키기 위해 직렬 동조 회로가 스테이지 라이트에 전력을 공급하도록 설계되면, 이 때 이 사양들을 사용하여, Q2 = 5인 것이 결정될 수 있다. 시뮬레이션에 따르면, C3 = QC2이면, (L3)의

정격은 픽업 인덕터 코일(L2)의 것보다 3.6배 작을 것이다. 그 결과, L3는 L2 보다 ~3.6배 작은 용량을 가질 것이다. 시뮬레이션에 따르면, 그 결과들은 도 14에 도시되어 있고, 피크 스위치 전압은 386V일 것이며, 피크 스위치 전류는 9.5A일 것이다. 그러므로, 스위치의 전체 VA 정격은 적어도 3.7kVA이어야 한다. 실제로, 비율 Kc = C2/C3는 스위치 전압(도 15(b))에 영향을 미치는 것 없이, 도 15(a)에 도시된 바와 같이 정상 상태 동작 하에 필요한 최대 스위치 전류를 조정하기 위해 선택될 수 있다. 그러나, RMS 조건 Isw =(Kc+1)Isc에서, 피크 스위치 전류는

이다.

도 2의 종래의 직렬 동조 AC 처리 픽업 회로를 사용하여 동일한 파라미터들을 충족시키기 위해, 피크 스위치 전압은 적어도

= 1.59kV일 것이다. 스위치 전류 정격은 > Q2Isc = 5.45A일 필요가 있을 것이다. 그러므로, 스위치의 전체 VA 정격은 적어도 8.7kVA, 또는 도 12의 직렬 동조 공진 컨트롤러가 사용된 경우보다 2.4배 높아야 한다. IPT 응용들을 위해 요구된 바와 같이 1.59kV를 차단하는 한편 VLF 주파수들에 동작할 수 있는 스위치들은 통상적으로 실제적이지 않고, 이와 같이 도 2의 표준 직렬 동조 AC 처리 회로는 제안된 사양들을 충족시키는데 적합하지 않다. 그러나, 병렬 동조 경우에서와 같이, 도 12의 직렬 동조 공진 컨트롤러가 적절할 수 있다. 도 12는 스위치가 오프될 때 최대 전력에서 동작하는 반면에, 스위치가 온될 때, 스위치 전류가 상대적으로 작다. 그 결과, 제안된 픽업의 효율은 도 2의 표준 직렬 동조 AC 처리 픽업보다 높아야 한다.

제안된 병렬 동조 공진 컨트롤러와 같이, 피크 스위치 전압 및 인덕터(L3)의 용량 및 비용 사이에 트레이드 오프가 있다. 그러나, 도 13의 회로에 도시된 바와 같이 DC 출력에 대한 직렬 동조 공진 컨트롤러 토폴로지를 사용할 때, 수백 볼트 출력은 과도한 스위치 차단 전압들을 필요로 하지 않고 생성될 수 있다. DC 인덕터가 직렬 동조 픽업으로부터 DC를 생성하기 위해 요구되지 않기 때문에, L3의 임의의 추가 사이즈 및 비용은 DC 인덕터의 결핍에 의해 부분적으로 또는 완전히 상쇄될 수 있다.

직렬 공진 회로들 내의 과도 현상의 최소화

상술한 바와 같이, 도 12의 출력 전압은 도 2의 표준 병렬 동조 AC 처리 컨트롤러의 것과 다르게, 완전히 사인파이다. 이것은 피크 부하 전압들이 주어진 RMS 값에서 낮아지고 RFI가 감소되는 것을 의미한다. 스위치 전압 발진 및 RFI는 표준 직렬 동조 AC 처리 회로에 대한 특정 문제이고 또한 여기서 다루어질 필요가 있다. 표준 직렬 동조 AC 컨트롤러(도 2)의 턴 오프는 오프상태 스위치의 바디 다이오드(body diode)가 역 바이어스될 때 발생한다. 이 때, 다이오드의 역 복귀 전류가 픽업 인덕터 코일(L2)을 흐르기 시작하지만, 역 복귀 전하가 공핍됨에 따라 제로로 신속히 떨어진다. 픽업 인덕터을 통한 이러한 큰

는 AC 스위치의 블로킹 하프(blocking half)에 걸쳐 정전압 스파이크를 초래한다. 그 다음, 전압 스파이크는 스위치의 커패시턴스(CDS)가 픽업 인덕터와 공진할 때 스위치 차단 전압(VDS)에서 높은 주파수 발진을 유도한다. EMI를 생성할 뿐만 아니라, 이것은 스위치들에 걸쳐 존재하는 피크 전압을 상당히 증가시킨다. 스위치들 모두에 걸친 간단한 RC 스너버(snubber)는 이 문제를 경감할 수 있지만 스너버의 저항 손실들은 픽업의 효율을 감소시킨다.

새로운 무손실 접근법은 도 16에 도시된 바와 같이, 직렬 동조 커패시터 전에 최저량의 전압 부스트(voltage boost)를 사용하여 픽업 인덕터를 병렬 동조하는 것이다. 이것은 픽업 인덕터 코일을 가로지르는 저임피던스 경로에 역 복귀 전류를 제공하여, AC 스위치가 턴 오프될 때 전압 스파이크들 및 발진들을 최소화한다. 시뮬레이션은 이것이 피크 스위치 전압들을 최소화함으로써 효과적인 스너버의 역할을 하는 것을 제시했다. 시뮬레이션에서 사용되는 바와 같이 제안된 추가 병렬 보상 커패시터(C2P)(AC 스위치가 오프 즉 개방 또는 동작불가능할 때 동작 주파수에서 픽업 코일(L2)과 비공진되는)의 임피던스는 -10XL2로 설정되어, 10%의 전압 부스트가 되었다. 실제로, 커패시터의 추가는 L2의 유효 인덕턴스를 변경시키고 이것은 회로 내의 다른 동조 소자의 설계에 고려되어야 한다. C2P = -10XL2에 대해, C2P의 존재를 고려하는 새로운 유효 2차 인덕턴스(L2')는 L2' = 1.1 L2이다.

여기서 개설되는 스위치 차단 전압 발진 문제는 또한 도 12의 제안된 직렬 동조 공진 컨트롤러 내의 L3에 적용되지만, 문제는 추가 커패시터의 사용에 의해 완화될 수도 있어, 스위치 선택에서 추가적 자유 및 그 결과 낮아지는 스위치 전압 및 VA 요건들을 가능하게 한다.

도 17 및 도 18은 각각 도 12 및 도 13의 토폴로지들을 도시하지만, 인덕터(L3)와 병렬인 추가 보상 커패시터(CL3P)를 갖는다. 이전 단락에서 설명된 바와 같이, CL3P는 AC 스위치가 개방될 때 인덕터(L3)를 통과하는 전류를 위해 경로를 제공하고 따라서 스너버에 대한 요구를 회피한다. 예를 들어, 비공진 병렬 커패시터(CL3P)는 이 병렬 소자들의 조합된 리액턴스가 유도성이고 L3의 리액턴스의 대략 110%이도록 인덕터(L3)의 것에 대략 10배인 리액턴스를 가질 수 있다.

상기로부터, 본 발명은 회로 제어 및 효율에 있어서 및 스위치 스트레스들을 최소화함에 있어 중요한 장점들을 제공하는 것을 알 수 있다. 더욱이, 상기 논의는 제어된 가변 리액티브 소자를 획득하기 위해 더 리액티브 소자들 중 하나와 조합하여 AC 스위치를 사용해서 픽업 회로를 제어하는 것에 초점이 맞추어졌지만, 다른 구성들도 가능하다. 예를 들어, 가변 리액턴스를 발생시키는 구성들은 또한 예를 들어 "포화가능 인덕터/리액터"를 사용하는 것 또는 릴레이들을 사용하여 이진 가중 커패시터 뱅크(bank)를 스위칭하는 것과 같은 유도 전송 분야 내에 공지되어 있다. 이 문헌에서 설명된 바와 같은 인덕터/커패시터 동조 부문은 또한 이들의 다른 구성들에 적용될 수 있었고, AC 스위치로 회로를 동조할 때와 유사한 또는 동일한 장점들을 발생시킬 수 있다.

새로운 회로들은 또한 부하에 걸쳐 고조파 왜곡을 상당히 감소시킨다. 일례는 조명 부하에 대한 주어진 출력 전력을 위해 전체 고조파 왜곡의 레벨을 나타내는 도 19에 도시되어 있다. 라인 1은 표준 상용 조광기 회로를 나타낸다. 라인 2는 도 1의 토폴로지를 사용하는 병렬 동조 픽업 회로의 이용을 나타낸다. 매우 낮은 레벨의 왜곡을 나타내는 라인 3은 도 3의 것과 같은 본 명세서에서 개시되어 있는 새로운 병렬 동조 픽업 토폴로지의 이용을 나타낸다.

더욱이, 당해 기술에서 통상의 기술자는 WO 2010/030195에 기재되어 있는 공지된 회로가 트랙 상에 용량성 부하를 반사하지만, 이 문헌에 기재되어 있는 회로들이 트랙 상으로 유도성 부하를 반사할 수 있는 것을 인식할 것이다. 이 리액티브 부하들은 전체 IPT 시스템의 동조 측면들을 제어하기 위해 사용될 수 있다. 일례에서, 상이한 픽업 회로 토폴로지들을 개별 픽업들에 사용함으로써 반사 리액턴스들이 서로 효과적으로 무시되어 소망된 결과를 달성할 수 있다.

당해 기술에서 통상의 기술자들은 또한 WO 2010/030195에 기재되어 있는 회로와 같이, 본 명세서에서 개시되어 있는 새로운 회로들이 회로의 Q를 제어 및/또는 미세 동조할 수 있는 것을 인식할 것이다.

본 명세서에서 설명되어 있는 현재 바람직한 실시예들에 대한 각종 변경들 내지 수정들이 당해 기술에서 통상의 기술자들에게 명백해지는 것을 상기로부터 알 수 있을 것이다. 그러한 변경들 및 수정들은 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 그의 의도된 장점들을 표시하는 것 없이 이루어질 수 있다. 그러므로, 그러한 변경들 및 수정들이 본 발명 내에 포함되는 것이 의도된다.

Claims (30)

1. 선택된 동작 주파수에서 1차 컨덕터로부터 전력을 수신하는 유도 전력 전송(IPT) 픽업 회로로서,
   픽업 코일 및 보상 커패시터;
   동작가능 상태와 동작불가능 상태 사이에서 제어가능한 스위치 수단; 및
   복수의 추가 리액티브 소자들을 포함하며,
   상기 스위치 수단이 상기 동작가능 또는 동작불가능 상태들 중 한 상태에 있을 때, 전력이 상기 픽업 회로의 출력에 공급되는 것을 실질적으로 감소시키거나 방지하기 위해 상기 복수의 추가 리액티브 소자들이 상기 선택된 동작 주파수에서 공진하는 유도 전력 전송 픽업 회로.
2. 청구항 1에 있어서, 상기 스위치 수단이 상기 동작가능 또는 동작불가능 상태들 중 다른 상태에 있을 때, 전력이 부하에 공급되는 유도 전력 전송 픽업 회로.
3. 청구항 1에 있어서, 상기 스위치 수단이 상기 동작가능 또는 동작불가능 상태들 중 다른 상태에 있을 때, 상기 픽업 코일 및 보상 커패시터가 공진되는 유도 전력 전송 픽업 회로.
4. 청구항 1에 있어서, 상기 스위치 수단이 상기 동작가능 또는 동작불가능 상태들 중 다른 상태에 있을 때, 상기 픽업 코일 및 상기 보상 커패시터가 상기 복수의 리액티브 소자들 중 적어도 하나와 공진하는 유도 전력 전송 픽업 회로.
5. 청구항 1 에 있어서, 상기 스위치 수단은 AC 스위치를 포함하는 유도 전력 전송 픽업 회로.
6. 청구항 1에 있어서, 상기 픽업 코일 및 보상 커패시터는 병렬로 연결되는 유도 전력 전송 픽업 회로.
7. 청구항 6에 있어서, 상기 출력은 상기 보상 커패시터와 병렬로 제공되는 유도 전력 전송 픽업 회로.
8. 청구항 6에 있어서, 상기 복수의 추가 리액티브 소자들은 직렬로 연결된 커패시터 및 인덕터를 포함하는 유도 전력 전송 픽업 회로.
9. 청구항 8에 있어서, 상기 직렬 연결된 커패시터 및 인덕터는 상기 픽업 코일 및 보상 커패시터와 병렬로 연결되는 유도 전력 전송 픽업 회로.
10. 청구항 8에 있어서, 상기 스위치 수단은 상기 커패시터와 병렬로 연결되는 것을 특징으로 하는 유도 전력 전송 픽업 회로.
11. 청구항 7에 있어서, 상기 출력은 DC 전원을 제공하기 위해 정류기를 포함하는 유도 전력 전송 픽업 회로.
12. 청구항 1에 있어서, 상기 픽업 코일 및 보상 커패시터는 직렬로 배열되는 유도 전력 전송 픽업 회로.
13. 청구항 12에 있어서, 상기 출력은 상기 보상 커패시터와 직렬로 제공되는 유도 전력 전송 픽업 회로.
14. 청구항 12에 있어서, 상기 복수의 추가 리액티브 소자들은 병렬로 연결되는 커패시터 및 인덕터를 포함하는 유도 전력 전송 픽업 회로.
15. 청구항 14에 있어서, 상기 병렬 연결된 커패시터 및 인덕터는 상기 픽업 코일 및 보상 커패시터와 직렬로 연결되는 유도 전력 전송 픽업 회로.
16. 청구항 14에 있어서, 상기 스위치 수단은 상기 인덕터와 직렬로 연결되는 유도 전력 전송 픽업 회로.
17. 청구항 14에 있어서, 추가 보상 커패시터는 피크 스위치 전압을 감소시키기 위해 상기 인덕터와 병렬로 연결되는 유도 전력 전송 픽업 회로.
18. 청구항 13에 있어서, 상기 출력은 DC 전원을 제공하기 위해 정류기를 포함하는 유도 전력 전송 픽업 회로.
19. 청구항 1에 있어서, 상기 스위치 수단은 2개의 스위칭 소자를 포함하고, 각 스위칭 소자는 역병렬 다이오드를 갖는 유도 전력 전송 픽업 회로.
20. 청구항 1 내지 19 중 어느 하나에 기재된 유도 전력 전송 픽업 회로를 포함하는 유도 전력 전송 시스템.
21. 픽업 코일, 보상 커패시터 및 복수의 추가 리액티브 소자들을 갖는 유도 전력 전송(IPT) 픽업 회로를 제어하는 방법으로서,
    스위치 수단이 동작가능 또는 동작불가능 상태들 중 한 상태에 있을 때, 전력이 상기 픽업 회로의 출력에 공급되는 것을 실질적으로 감소시키거나 방지하기 위해 상기 복수의 추가 리액티브 소자들이 선택된 동작 주파수에서 공진하게 함으로써 부하로의 전력 공급을 제어하도록 상기 스위치 수단을 동작시키는 단계를 포함하는 방법.
22. 청구항 21에 있어서, 상기 스위치 수단이 동작가능 또는 동작불가능 상태들 중 한 상태에 있을 때 상기 리액티브 소자들이 공진되게하여 상기 픽업 회로의 출력으로의 전력 공급을 실질적으로 방지하는, 방법.
23. 청구항 22에 있어서, 상기 스위치 수단이 상기 동작가능 또는 동작불가능 상태들 중 다른 상태에 있을 때 상기 부하에 전력이 공급되게 하는, 방법.
24. 청구항 22 또는 23에 있어서, 상기 스위치 수단이 동작가능 또는 동작불가능 상태들 중 다른 상태에 있을 때 상기 픽업 코일 및 보상 커패시터가 공진되게 하여 상기 부하에 전력이 공급되게 하는, 방법.
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