JPH0667214B2 - 高周波発振器―インバータ装置 - Google Patents

高周波発振器―インバータ装置

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JPH0667214B2
JPH0667214B2 JP58092584A JP9258483A JPH0667214B2 JP H0667214 B2 JPH0667214 B2 JP H0667214B2 JP 58092584 A JP58092584 A JP 58092584A JP 9258483 A JP9258483 A JP 9258483A JP H0667214 B2 JPH0667214 B2 JP H0667214B2
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エドワ−ド・ヘンリイ・スタツプ
マ−ク・ウエストン・フエロ−ズ
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エヌ ベー フィリップス フルーイランペンファブリケン
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Description

【発明の詳細な説明】 発明の関連する技術分野 本発明はガス放電ランプの始動兼安定化用高周波回路に
関するものである。特に本発明は１個以上の放電ランプ
を作動させるための高効率で、高周波の電子式インバー
タ回路に関するものである。
本発明の第１の重要な要件は50〜60Hzの交流供給電圧の
各周期中にインバータの作動周波数が自動的に変化し
て、ランプ放電電流を調整するようにする多数の高周波
モードの作動周波数を発生させる独特な発振器−インバ
ータ安定回路の提供にある。
従来技術 放電ランプの附勢および安定化のために従来から種々の
技法が用いられている。初期の安定回路は直流電圧また
は60Hzの交流電圧によつて附勢しており、交流供給電圧
で附勢する場合には多少大き目の磁気安定変圧器を使用
する必要があつた。これらの初期の安定回路の欠点は安
定系そのものによる電力損失が比較的大きいことにより
効率が相対的に劣る点にある。最近では放電ランプを一
般的には15KHz〜50KHzの範囲内の高周波で作動させるこ
とによつて放電ランプを附勢する系の効率を改善するこ
とが提案されている。
斯種の高周波安定装置についてはD.A.Raiceによる米国
特許第4,220,896号に記載されている。これには直流電
源により附勢して、インダクタとキヤパシタ（コンデン
サ）との直列回路を含む安定回路を介して放電ランプを
作動させる高周波共振フイードバツクインバータについ
て記載されている。この場合、放電ランプはキヤパシタ
間に接続され、かつインバータの周波数はインバータの
交流出力電圧レベルを調整すべく調節されると共に安定
フイルタの入力端子における力率を殆ど１に維持すべく
調節される。
T.P.Kohlerによる米国特許第4,259,614号では、プツシ
ユ−プルトランジスタ発振インバータを用いて、インバ
ータの発振周波数を決定する直列共振LC回路を具えてい
る安定回路を介して一対の放電ランプを附勢するように
している。この場合には、ランプのピーク電流を検出
し、そのピーク電流を用いてインバータの周波数を制御
して、ランプ電流が増大したらインバータの周波数が低
下するようにして回路の電力消費量を制限している。
高周波インバータ発振器の他の例として、L.J.Perperに
よる米国特許第4,017,787号によるものがあり、これは
補足直流電源を具えており、これにより変動している直
流主電源を補充して発振器を絶えず作動状態に維持する
と共に交流ピーク線電流を十分に低減させるようにして
いる。
本発明の第２の要件はインバータ発振器を１個または複
数個の放電ランプに結合させる新規な磁気インピーダン
ス変圧器の提供にある。放電ランプが一旦点灯したら、
このランプに供給される加熱電力または電流を自動的に
低下させて、所謂自動加熱作動モードとするのに高周波
漏れリアクタンス変圧器が用いられる。変圧器の漏れリ
アクタンスは放電ランプを保護する安定化作用もする。
高周波インバータ−発振器を放電ランプに結合させる小
形の高周波漏れインダクタンス変圧器の使用については
F.W.Pagetによる米国特許第3,579,026号に示されてい
る。この特許に記載されている全波整流器は未だろ波し
ていない整流直流電流を高周波発振器−インバータに供
給するようにし、このインバータを高周波漏れ変圧器を
介して一対の放電ランプに結合させている。インバータ
の発振周波数はそれに供給される電圧に依存する。ラン
プは漏れ変圧器の二次巻線によつて附勢される予熱電極
を有しており、上記二次巻線は変圧器の一次巻線にしつ
かり結合されている。ランプの放電電流を制御するため
に手動調整の可変リアクタンスを用いる低周波安定器に
ついてはG.T.K.Lark等による米国特許第2,458,277号に
記載されている。この特許における安定器ではランプの
放電電流が増大するとランプフイラメントの加熱電流が
低下するようになつている。カナダ国特許第670,797号
にはランプ電極に対する加熱電圧がランプ点灯後よりも
ランプ点灯以前の方が高くなるように変圧器巻線を新規
な配置とした放電ランプ安定回路が記載されている。
発明が解決しようとする課題 本発明の主目的は１個以上のガス放電ランプを作動させ
る改良形静的インバータを提供することにある。
本発明の他の目的は構造が簡単で、しかも廉価で、かつ
作動が確実で新規な軽量、かつ物理的に小形の安定器−
インバータを提供することにある。
さらに本発明の目的は高効率を呈し、かつ放電ランプ附
勢系の力率がほぼ１を呈する安定器−インバータを提供
するにある。
本発明のさらに他の目的は第３高調波のひずみを極めて
低いレベルにまで低下させ、かつ無線周波妨害（RFI）
を殆どなくすようにした安定器−インバータを提供する
ことにある。
本発明の他の目的は本来正弦波状の出力電圧を放電ラン
プに有利に供給する安定器−インバータを提供すること
にある。
課題を解決するための手段 本発明は、50〜60Hzの交流電源により少なくとも１個の
放電ランプを始動させ、かつ作動させる高周波発振器−
インバータ装置であって、該装置が： 前記交流電源に接続する一対の入力端子と； 前記入力端子に結合させる入力端子および実質上未ろ波
の整流直流電流を供給する出力端子を有している整流回
路と； 少なくとも１個のトランジスタを含む発振器−インバー
タ回路と； 前記トランジスタに結合される一次巻線および前記放電
ランプに結合される二次巻線を有している変圧器を含
み、前記発振器−インバータ回路の出力電圧を少なくと
も１個の放電ランプに結合させる安定結合回路と； 前記変圧器の一次巻線に結合され、前記50〜60Hzの交流
電源に比べて高い発振作動周波数を呈する前記発振器−
インバータ回路に対する並列共振回路を形成するコンデ
ンサであって、前記整流回路を前記発振器−インバータ
回路に接続して前記作動周波数での発振を生ぜしめるコ
ンデンサと； 前記50〜60Hzの交流電源により定められる所定の電圧し
きい値レベルに応じて前記発振器−インバータ回路に接
続したり、離したりする切換手段を含む再生電源回路で
あって、これにより発振器−インバータ回路の発振周波
数を実質上変化させ、かつランプの作動状態にてランプ
電流を一定に維持させるようにする再生電源回路； とを具えている高周波発振器−インバータ装置におい
て、電気的インピーダンスが周波数の関数として変化す
る周波数依存インピーダンス素子（40）を前記変圧器の
二次巻線間に前記１つの放電ランプと直列に接続し、前
記インピーダンスが前記発振周波数の変化に応じて変化
してランプ電流を所定の限定範囲内に維持し得るように
したことを特徴とする高周波発振器−インバータ装置に
ある。
再生電源回路を設けることによりAC／DCコンバータに通
常利用される大形フイルタコンデンサの寸法を小さくす
ることができ、これにより効率を高め、かつ突入電流を
低くすることができる。給電線における第３高周波のレ
ベルを低減させると共に上記電線に帰還される無線周波
妨害を低減させるために、再生電源回路には同調回路網
を設ける。この再生電源回路は線路周波数のリプルを或
るレベルにまで低減させて、ランプの最小ピーク電圧が
ランプのアーク電圧よりも常に大きくなるようにするた
め、ランプは脱イオンしなくなる。本発明の他の利点
は、整流した線間電圧からの120Hzの残留リプルによる
ランプ電流の変動を低減させるようにインバータ発振器
の周波数が変調されることにある。
発振器をランプに結合させる高周波変圧器は漏れリアク
タンス変圧器をもつて構成することができ、この変圧器
は限流安定化作用だけでなく、放電ランプ用の加熱電力
も自動的に制御する。上記変圧器はランプ電流とは逆の
関係を呈する加熱電力（電流）を発生する。特に、放電
ランプの点灯後には加熱電力を自動的に低減させて、陰
極温度を最適にし得るため、陰極の劣化を最小にしてラ
ンプ寿命を延ばすことができる。
高周波漏れ変圧器は一次区分と、二次区分と、ギツプ付
きコア、即ち空隙等を含む分路区分とを有してい強磁性
コア（例えばフエライト材料）で構成する。一次巻線
は、それが並列コンデンサと共に並列共振回路を成し
て、発振器−インバータの基本作動周波数を決定するイ
ンダクタンス値を呈するように形成する。一次巻線の巻
回数をＮ回とし、かつフエライトコアの断面を適当に設
計することによつて変圧器の一次コア区分が飽和しない
ようにする。好ましくは、変圧器の中央コア部分が飽和
しないようにして、変圧器での電力消費を低くし、電力
結合を最適とし、ひずみを低くするようにする。
Ｍ回巻回する変圧器二次巻線は変圧器の二次コア区分に
装着し、この二次巻線を一次巻線とは物理的に分離させ
て漏れリアクタンス（インダクタンス）として作用さ
せ、磁界だけで一次巻線に結合させる。
変圧器の二次コア区分は放電ランプに対するフイラメン
ト加熱巻線も具えており、この巻線の巻回数は通常二次
巻線の巻回数Ｍよりも少なくする。加熱巻線は二次巻線
にしつかり結合させるのが好適であるが、このことは漏
れ変圧器の必須要件ではない。加熱巻線の部分は変圧磁
路の磁気分路部分のまわりに巻回して、特定用途に所望
されるように非直線応答特性を呈するようにすることも
できる。
放電ランプの点灯前には、本来一次巻線によつて発生さ
れるすべての磁束を二次巻線に磁気結合させて、ランプ
フイラメント用の加熱電力を最大にすると共に、ランプ
の点灯に必要な開放電圧を高くする。ランプ点灯後、二
次巻線には多少の磁束が変圧器コアのギヤツプ付きコア
部分を経て結合されるだけであるため、陰極の加熱電力
は低くなる。二次コア区分に結合される磁束は二次巻線
の巻回数（Ｍ）と二次巻線に流れる電流によつて左右さ
れる。ランプ電流が低下すると加熱電流が高くなり、ラ
ンプ電流が高くなると加熱電流が低くなるため、加熱電
力はランプ電流とは逆の関係にある。この動作モードの
ことを自動−加熱モードと称し、このモードではランプ
作動中に加熱電力が低下するために高効率となる。ラン
プ点灯後の二次巻線への磁束結合の低下によつて漏れリ
アクタンスが発生し、ランプ電流を制限する。ランプに
対する安定化作用は変圧器の漏れリアクタンスによつて
行なわれ、従つて通常の安定化コンデンサまたはインダ
クタをなくすか、またはそれらの寸法を小さくすること
ができる。
二次側のインピーダンスは周波数に感応し、これを放電
ランプ（負荷）に結合させてこのランプの作動レベルを
設定する。一次共振タンク回路と二次側から磁気的に反
射されるリアクタンスとによつて決定される発振器−イ
ンバータの作動周波数が変化すると、二次側のインピー
ダンスも変化する。このように二次側のインピーダンス
が変化すると発振器−インバータの共振周波数が変化し
て、二次巻線からランプ負荷に与えられる電力はランプ
の作動中一定に保たれるようになる。
実施例の説明 以下図面につき本発明を説明する。
１個以上のガス放電ランプを点灯させると共に作動させ
る本発明による発振器−インバータ装置の一例を示す第
１図において、ブリツジ整流器10間にはRFIフイルタ11
を介して120V 60Hzの交流給電線を結合させる。受動RFI
フイルタ11は給電線と発振器−インバータ装置との間の
相互作用を最小にするものであつて、これは同一コア
（例えば２個のＥ形コア，環状コア等）に巻回する一対
の２本巻きのコイル12および13で構成し、これらの各コ
イルを各交流給電端子とブリツジ入力端子14および15と
の間に接続する。なお、上記コイル12および13は60Hzの
交流線電流が流れている間これらコイルの相互結合によ
つて高周波を減衰するように巻回して接続する。RFIフ
イルタは60Hzの交流入力端子に接続されるコンデンサ16
およびブリツジ入力端子14と15との間に接続されるコン
デンサ17も具えている。コンデンサ16,17は高周波伝導
される放射波を通常モード（微分）で除去する。
コンデンサ18および19をブリツジ入力端子14と15との間
に直列に接続し、これらのコンデンサ18と19との間の接
続点は接地する。コンデンサ18および19の容量値は、漏
れ電流をピーク値で5mA以下に限定している間における
普通のモードでのフイルタリング量が最大となるように
選定する。RFIフイルタは遮断周波数 以上で60dBの減衰度を呈する基本π区分低域通過フイル
タとする。
バリスタ素子20を端子14と15との間に結合させて過渡電
圧を抑制し、かつ交流給電線の電圧が非直線性抵抗関数
（Ｉ＝KVα、ここにαは非直線性の伝導率を表わし、こ
の値は安定回路に使用すべきバリスタ装置の場合には通
常25以上である。）に依存することからして、上記バリ
スタ素子によつて安定回路を交流給電線に伝道される過
渡電圧から保護する。VDR（バリスタ素子）20間に高い
過渡電圧が発生すると、そのインピーダンスは極めて高
い値（ほぼ開放インピーダンス）から比較的低い値にま
で変化して、その過渡電圧を安全レベルに有効にクラン
プするようになる。バリスタ20の固有容量はフイルタ機
能を増進させる。
ブリツジ整流器10はその入力端子14,15に供給される60H
zの線電圧を整流して、出力端子21,22に120Hzの変調エ
ンベロープを呈する脈動直流出力電圧を出力させる。こ
の脈動直流電圧の平滑化は下記に述べるような独特な同
調再生電源によつて行なう。この電源の場合、最大電圧
（Vmax）が60Hzの交流入力電圧のピーク電圧に相当する
ようにするが、最小電圧（Vmin）は電圧が変化しない周
期を最小にすべく選定した最小値に相当するようにし、
また50Hzの各作動周期内では常に放電ランプが消灯しな
いようにすべくする。ブリツジの出力端子21,22に現わ
れる平滑化脈動直流供給電圧の一般波形は第2A図に示す
ようになる。
ブリツジの出力端子間にはRFIを抑制し、過渡電圧をさ
らに抑制すると共に最小のフイルタリング作用をさせる
ために容量値の低い平滑コンデンサ23（例えば約0.5μ
Ｆ）を結合させる。このコンデンサの容量値は小さいた
め、回路は高力率を呈する。
高周波発振器−インバータ段24にはインダクタコイル25
を介して脈動直流電圧を供給する。インダクタコイル25
は高周波結合変圧器26に巻回し、かつ直流電流を処理す
るために分離させる。上記インダクタ25は変圧器一次巻
線27,28の中央タツプ点に接続する。一次巻線27,28には
並列にキヤパシタ（コンデンサ）29を接続し、このコン
デンサ29の容量値を発振器−インバータ回路の選択周波
数 にて一次インダクタンスと共振する値に選定する。
一対のNPNスイツチングトランジスタ30,31のコレクタ電
極を一次巻線27,28の両端にそれぞれ接続し、上記両ト
ランジスタのエミツタをブリツジ整流器10の出力端子22
に接続する。この回路は（直列インダクタ25を介して）
電流が送給される並列共振（27〜29）切換モードの電力
発振器／増幅器と称することができる。この回路は高周
波出力を発生させるのに極めて有効なものであり、すべ
ての回路構成部品が理想的なもの（損失がない）である
場合、その回路の効率は100％を呈するようになる。実
際の回路でも95％以上の効率を呈する。
前記スイツチングトランジスタ30および31のベース電極
には変圧器二次巻線32の両端を接続し、この二次巻線の
中央タツプ点をインダクタ33と、抵抗34と、ダイオード
35とより成る直列回路を経てブリツジ出力端子22に接続
する。なお、上記二次巻線32および直列回路33〜35はト
ランジスタ30および31にスイツチング駆動信号を与える
ための一手段に過ぎず、バイポーラトランジスタ用の他
の適当なベース駆動回路を用いることもできる。
本例ではトランジスタ30および31をバイポーラトランジ
スタとするが、これらのトランジスタの代りに、例えば
JEET,MOSFET,TRIAC等の如き他の半導体スイツチを使用
することもできる。始動抵抗36は電圧限Vcc（端子21に
おける電圧）を抵抗34とダイオード35との間の接続点に
結合させて、電圧Vccをスイツチングトランジスタ30,31
のベース電極に供給して、回路の発振を開始させる。ベ
ース駆動回路は本来方形波電流をスイツチングトランジ
スタに供給して、これらのトランジスタを飽和状態に駆
動させてオン状態にする。
従つて、直流供給電圧を高周波の交流電圧に変換するた
めのインバータ回路は、一対の能動スイツチとしてのト
ランジスタ30,31と同調並列共振回路（27〜29）とで構
成されるものと見なせる。スイツチングトランジスタ3
0,31はベース駆動回路（32〜35）によつて駆動されるた
めに、これらのトランジスタは矩形状の電流波形を規定
する２極スイツチのように作動する。共振回路をスイツ
チング周波数に同調させるので、それにより高調波が除
去されるため、得られる出力電圧は本来正弦波状の電圧
となる。チヨークコイル（インダクタ）25は本来一定の
直流電流（Idc）を一次巻線27,28の中央タツプ点に供給
する。各スイツチングトランジスタは、それが導通する
際に直流電流をすべて搬送するため、各トランジスタを
流れる電流は０値からIdcにまで変化する。スイツチン
グトランジスタ30,31は相対的に専用の時間インターバ
ルで導通する。
直列に接続した一対の放電ランプ37および38を安定コン
デンサ40を介して変圧器二次巻線39に直列に結合させ
る。上記放電ランプは、例えば慣例のラピツドスタート
形の40Wけい光灯のようなものとすることができる。放
電ランプの陰極を変圧器二次巻線41,42および43によつ
て加熱する。この場合、これらの各二次巻線の出力電圧
はラピツドスタート形のランプを点灯させるための必要
条件に従うべく選定する。放電ランプ37の陰極を適当に
加熱した後にその放電ランプに後続するランプを逐次始
動させるために、放電ランプ37にはコンデンサ44を並列
に接続する。
一方のランプを他方のランプより先に始動させ、かつ
“瞬時始動”するランプがないようにするために、変圧
器巻線の巻回比を調整して、巻線41,42間の開放電圧が
放電ランプを瞬時始動させるのに必要な値よりも低くな
るようにする。場合によつては、特にランプ対ランプお
よびランプ対大地面の固有容量がランプを点灯させるの
に十分な場合にはコンデンサ44を省くことができる。
コンデサ40は放電ランプに直列に接続される周波数依存
性の可変インピーダンスとして作動して、ランプ電流を
制限すると共に制御することによりランプの点灯を安定
化させるようにする。以下詳述するように、発振器−イ
ンバータ回路の作動周波数が変化すると、直列コンデン
サ40のインピーダンスはランプ電流を一定に維持せしめ
るように変化する。図示の回路ではコンデンサを安定化
素子として用いているが、これはインダクタの如き他の
周波数依存性のインピーダンスと置換することができ
る。
復調器、即ち切換再正電源回路を容量値の低いコンデン
サ23と組合わせることによつて、ランプ点灯安定化系の
力率が高くなり、高調波が抑制、即ち交流線電流の高調
波成分が低減し、かつ発振器−インバータ回路の周波数
が自動的に変化する。再生電源回路はダイオード47,48
を含む全波整流回路に接合させる変圧器の別の対の巻線
45,46で構成する。これらの巻線45,46は２本巻きに巻回
し、かつ変圧器の一次巻線27,28にしつかり結合させ
る。ダイオード47,48の陰極をコンデンサ49とダイオー
ドスイツチ50との直列回路における共通接続点に接続す
る。斯かる直列回路はブリツジ整流器10の出力端子21と
22との間に接続する。巻線45,46の中央タツプ点を、コ
ンデンサ51とこれに並列に接続したインダクタ52とより
成る共振“平滑化”フイルタを介してブリツジ整流器の
出力端子22に接続する。
LC回路網51,52は並列共振タンク回路を成し、これはダ
イオード47および48の導通時にコンデンサ49に流れてし
まうピーク充電電流を有効に積分する。このようにすれ
ば、タンク回路51,52からのエネルギーが蓄積コンデン
サ49にスムースに、かつ連続的に転送される。LC回路網
51,52を調整することによつて60Hzの交流入力供給電流
の高調波成分を制御して変えることができる。インダク
タンスおよびキヤパシタンス値を適当に選定することに
よつて第３次，第５次等の高調波のレベルを回路の作動
に悪影響を及ぼさない許容レベルにすることができる。
同様に構成した回路でも上述したような同調LC回路網を
持たない再生電源回路では線電流の高調波成分が許容で
きないレベル、例えば第３高調波に対して40％以上のレ
ベルを呈するようになる。なお、“平滑化”回路網とし
て単一の並列LC回路網を示したが、これは同一の作用を
すべく設計した他の回路とすることもできる。再生電源
は或る再生電源を抑制し、かつ調整する能動回路を用い
て作製することができる。例えば、ダイオードスイツチ
50の代りにインバータ，負荷および60Hzの入力交流線電
流の必要条件に応じてトリガされるMOSFET,JFETのよう
な能動スイツチを用いることができる。
素子45〜52によつて構成する再生電源回路は60Hzの整流
交流供給電圧を有効に復調し、かつダイオード50が導通
している期間中発振器−インバータに電力を供給する。
２本巻き巻線45,46の巻回比は適当に選定して、ランプ
の電圧を脱イオン電位以上に保つと共に、これと同時に
復調作用を生ぜしめる時間的周期を最小とするのに十分
な帰還電圧をダイオード50の出力端子に与えるようにす
る。ダイオード47,48はRFI問題を最小にするために、逆
再生時間（trr）の低い所ではゆるやかな逆再生特性を
呈する回復の速い整流装置とするのが好適である。
変圧器の二次巻線45,46には高周波の交流信号が発生
し、この信号はダイオード47,48により整流されて、コ
ンデンサ49に直流電圧レベルとして蓄積される。コンデ
ンサ49の容量値は、発振器−インバータを作動させると
共に復調作用をさせるのに十分な電力を与える十分な電
荷を蓄積し得るように選定する必要がある。
ダイオード50はスイツチとして作用し、これはブリツジ
整流器10の出力端子21に現われる120Hzの整流脈動直流
電圧がコンデンサ49間の電圧レベル以下のレベルとなる
度毎にターン・オンする。このダイオード50のターン・
オン期間中にはダイオードブリツジ10が逆バイアスさ
れ、これにより交流給電線と周波数変換段とが有効に分
離される。従つて、発振器−インバータを駆動させるエ
ネルギーはコンデンサ49によりダイオードスイツチ50を
経て供給される。整流脈動直流電圧がコンデンサ49（ま
た、コンデンサ23）におけ電圧以上に上昇すると、ダイ
オード50が逆バイアスされるため、再生電源はスイツチ
・オフされる。
ダイオード50が導通している間、コンデンサ23間の電圧
はコンデンサ49間の電圧に追従する。これがため、ダイ
オード50がターン・オンすると、端子21の電圧Vccは名
目上コンデンサ49の電圧となるため、トランジスタ30ま
たは31のコレクタのピーク電圧はコンデンサ49の電圧の
π倍となる。この間にダイオード47および48の陰極電圧
はコンデンサ49の電圧レベルとなるが、上記ダイオード
47および48の陽極は巻線27,28に対する巻線45,46の巻回
比で前記π倍のコンデンサ電圧を約分した電圧を受電す
る。斯かる巻回比はダイオード47,48がターン・オフし
て、コンデンサ51,インダクタ52およびコンデンサ49を
含む回路網がタンク回路と分離されるように選定するこ
とができる。なお、上記ダイオードのターン・オフ時間
は再生帰還回路での復調量と電力損とがバランスするよ
うに選定する。
ダイオード50が、60Hzの交流供給電圧のピーク電圧に向
つて増大する端子21における電圧でバイアスされたり、
バイアスされなかつたりする場合に、ダイオード47およ
び48は再び導通するようになるため、並列共振回路27〜
29は再生電源回路で有効に分路されるようになる。変圧
器26の一次巻線に確実に結合される反射インピーダンス
は並列共振回路27〜29の共振周波数を有効に変更させ
て、発振器−インバータの周波数をシフトさせる。
本発明によるソリツド−ステートの電源回路は、多重モ
ードの作動周波数、即ち作動周波数が60Hzの所定の周期
にわたつて変化する多数の作動周波数を発生させる高周
波発振器−インバータを特徴とするものである。特に、
上述した回路は全60Hzサイクルにわたりランプ電流を連
続的に与えるのに必要な周波数で常に作動させるように
する。これは２つの別個の高周波限定値（f1とf2）で、
これら２つの周波数間の遷移部分を円滑にして発振器−
インバータを作動させることによつて達成される。発振
器−インバータの発振出力周波数は、共振回路の部品ま
たはランプ回路を変更しないでも常に放電ランプを駆動
させる正弦波状の出力電圧で自動的に変更される。
再生電源回路によれば、慣例の大抵のAC−DCブリツジ回
路に必要とされるような容量値の大きいフイルタ−コン
デンサを必要としなくても簡単なブリツジ整流装置（1
0）を使用することができる。再生電源回路の使用によ
つて放電ランプの点灯安定化系の力率が90％以上にな
り、同時に線電流の高調波成分および伝導される放射波
のレベルが低下する。なお再生電源回路は直列給電並列
共振回路27〜29の周波数をシフトさせることのできる制
御素子でもある。
電源回路の出力段はインピーダンス整合変圧器とランプ
電流を制限する直列リアクタンスとで構成する。変圧器
はランプを作動させるためのフイラメント電力も連続的
に供給する。ランプに直列の無効素子（容量性のもの
か、誘導性のもの）のインピーダンスは、ランプ電流を
選定範囲内の値に維持し、従つてプラズマによつて脱イ
オン化が決して生じないように発振器−インバータの作
動周波数を変えることによつて変化させる。
負荷のない発振器−インバータ回路によつて発生される
高周波信号の変調エンベローブを第2b図に示してある。
周波数f1およびf2はこの変調エンベローブ内に見られ
る。正弦波高周波電圧f1は最大供給電圧の範囲内に発生
し、正弦波高周波電圧f2は再生電源回路をダイオード50
を介して発振器−インバータに結合させている期間中に
発生する。この後者の期間中発振器−インバータに供給
される電圧は第2aおよび2b図の波形の水平平坦部分から
明らかなようにほぼ一定である。再生電源回路が発振器
−インバータに結合されていない期間中にはブリツジ整
流器10の出力端子21,22によつて供給される整流脈動直
流電圧の振幅変化に応じて変化する正弦波の振幅を有す
る周波数f1の電圧が発生する。
変調エンベローブ内の周波数f1およびf2は、放電ランプ
に対する直列リアクタンス素子が誘導性のものか、容量
性のものかに応じて、また選定回路素子に応じても変化
する。直列リアクタンス素子が容量性のもの、即ち第１
図のコンデンサ40のようなものである場合には、周波数
f1が周波数f2よりも小さく、例えば周波数でその差が25
〜30％小さくなるように発振器−インバータ回路を調整
する。従つて、発振器供給電圧が（第2A図の）供給電圧
波形の平坦部分によつて表わされる低い値になると、周
波数f2の電圧を発生して所定振幅値のランプ電流を発生
する。供給電圧が増大すると、即ち再生電源回路がダイ
オードスイツチ50によつて切り離された後には発振器−
インバータが高振幅値の電圧を発生する。この高電圧に
よつてランプ電流が増大するようになる。しかし再生電
源回路が発振器−インバータ回路から切り離された場合
には、変圧器26の二次側回路の反射インピーダンスが変
化を来たし、発振器−インバータ回路の発振周波数は低
周波f1に変化する。この低周波電圧f1は変圧器26および
直列コンデンサ40を介してランプに結合される低周波電
圧f1によつて容量性リアクタンスを増大させることによ
り供給電圧が60Hzの交流供給電圧の全周期にわたり実質
上変化してもランプ電流がかなり一定に維持されるよう
にする。
これがため、再生電源回路を脈動直流電圧の予定レベル
にて発振器−インバータ回路に接続したり、その回路か
ら離す際の並列共振タンク回路への反射インピーダンス
の変化によつて、直列リアクタンス素子のインピーダン
スが自動的に変化してランプ電流を一定とするように発
振周波数が自動的に変化するようになることは明らかで
ある。
直列コンデンサ40の代りにインダクタを用いる場合には
発生周波数f1が周波数f2よりも大きくなる。従つて、誘
導性の安定器の場合には供給電圧のピーク値にて高い作
動周波数が発生し、また供給電圧の低い期間には低周波
が発生するようになる。なお、斯かる低い供給電圧が発
生するのは再生電源回路の一定直流電圧によつて発振器
−インバータ回路を作動させる場合である。従つて、誘
導性のリアクタンスは供給電圧の値が高い場合には高く
なり、ランプ電流を一定に維持するようになる。周波数
f1とf2との間およびf2とf1との間の周波数変換点は本来
なめらかであり、この変換点は再生電源回路が導通ダイ
オードスイツチ50を介して発振器−インバータに結合さ
れる期間中に発生することは明らかである。ブリツジ供
給電圧が低い時には直流供給電圧を所定の最小値に維持
することによつて、再生電源回路が正規の作動中にラン
プの脱イオン作用を防止するようにする。
周波数f1およびf2は適当に選定して、ランプ電流が前記
所定範囲内に保持されて、ランプ寿命を延ばすことにな
るランプ電流の波高率が最適となるようにすると共に、
アーク内に254nmの放射を最適に発生させて、けい光体
による有効光へのエネルギー変換が最大となるようにす
る。
第３図は漏れ変圧器構造をしているインピーダンス変圧
器を示し、これは限流（安定化）作用をすると共にラン
プヒータの電力を自動的に制御して、安定器の全給電系
の効率を改善するものである。漏れ変圧器によつて発振
器−インバータ回路を放電ランプに結合させて、この変
圧器を第１図の変圧器26および安定コンデンサ40の代り
に用いると、安定コンデンサを節約することができる。
この際、放電ランプの誘導性の安定化は変圧器そのもの
の漏れリアクタンスによつて達成される。従つて、ラン
プを変圧器二次巻線55の両端間に直接接続して、二次巻
線の可変リアクタンスによつて、ランプの電圧−電流特
性を制御することができる。このような漏れ変圧器はRF
Iの放射および伝導を著しく低減させる。変圧器二次巻
線と放電ランプとの接続を第４図に示してある。なお、
変圧器の巻線32,45,46は第１図の変圧器と同様に接続す
るため、これらは第４図には図示してない。
高周波漏れ変圧器はフエライト材料製を可とする磁気コ
ア56を具えており、このコアの中央脚部には空隙57を形
成してある。ランプ加熱巻線58,59および60を伴なう二
次巻線55はコアの右側脚部に巻回すると共に一次巻線61
は左側脚部に巻回する。斯くしてランプ加熱巻線を二次
巻線にしつかり結合させる。第１図のコンデンサ29は一
次巻線61に並列に接続して、コンデンサ29とこの一次巻
線とで発振器−インバータ回路の同調並列共振回路を形
成する、一次巻線の両端はスイツチングトランジスタ3
0,31（第１図）のコレクタ電極に接続する。
変圧器の二次側部分は一次巻線に電気的に接続しない
で、この二次側部分によつて負荷にエネルギーを転送す
ると共に、特に負荷が放電ランプの如き負性インピーダ
ンス装置である場合にはその負荷を制御し、かつ調整す
るようにする。
二次巻線に結合させた放電ランプを点灯させるために
は、二次巻線の両端間の開放電圧をランプの放電開始に
必要な電圧以上とする必要がある。負荷がけい光灯の場
合、斯かる変圧器はランプ陰極が放電の開始を助長する
電子を放出するような電力も提供する。放電ランプ用の
加熱巻線58〜60は、負荷に電流が流れず、従つて二次側
に電流がない場合に、これらの加熱巻線が最大電力をラ
ンプの陰極に転送するように変圧器の二次側に結合させ
る。
変圧器は一次および二次区分と、ギヤツプ付きの分路区
分とより成り、この変圧器は並列コンデンサと共振し
て、発振器−インバータの基本作動周波数を設定する一
次巻線を具えている。この一次巻線の巻回数をＮ回と
し、かつフエライト−コアを適当な断面形状を有するよ
うにして、変圧器の一次区分が飽和しないようにする。
実際には、変圧器のどの部分も常に飽和しないようにし
て、変圧器での電力消費を低くし、ひずみも最小とし、
かつ電力を最適に結合させるように変圧器を形成するの
が好適である。
変圧器の二次巻線は物理的には一次巻線とは分離させ
る。二次巻線は磁界による漏れリアクタンス（インダク
タンス）だけで一次巻線に結合させる。二次巻線に負荷
がない場合におけるこの二次巻線の開放電圧は一次巻線
と二次巻線との巻回比によつて定められる。ランプの点
灯前には一次巻線によつて発生される磁束のすべてが二
次巻線にリンクされて、最大の加熱電力および開放電圧
を発生する。ランプ点灯後には二次巻線に電流が流れる
ため、多少の一次磁束がコア56のギヤツプ付き中央脚部
に流れ、従つてランプ電流を制限する漏れリアクタンス
が発生する。ランプ点灯後には磁束リンケージ、即ち二
次側への磁束結合が低下し、これにより陰極加熱電力が
自動的に低減する。
負荷（ランプ）に並列に接続され、かつ負荷の作動電圧
レベルを設定する二次巻線のインピーダンスは周波数に
感応する。共振一次巻線と二次側からの磁気的に反射さ
れるリアクタンスとによつて決定される発振器−インバ
ータの作動周波数が変化すると、二次巻線がランプに与
える電力が一定となるように発振器−インバータ装置の
共振周波数（発振周波数）を変化せしめるように二次側
インピーダンスが変化する。磁路は負荷電力を制御する
必要に応じて変化し、負荷の電圧−電流特性は二次巻線
のインピーダンスの変化によつて左右されるようにな
る。
ランプ点灯後の変圧器の作動についても以下詳細に説明
する。電流が二次巻線に流れると、この二次巻線によつ
て発生される磁束に結合される一次巻線の保存磁束はギ
ヤツプ付きの分路区分における相対的に高い磁気抵抗間
にて磁束漏れする。この作用により二次巻線への磁気結
合が変化する。このように磁気結合が変化すると、二次
巻線の合成リアクタンスも変化し、それは巻線の巻回数
と、巻線を巻回するフエライトコアにより搬送される発
生磁束との双方の関数として変化する。このような作用
は二次側の漏れリアクタンスについても同様に云えるこ
とである。
変圧器はさらに、ランプ点灯前には一定の一次磁束を流
し、フエライトコアは低い磁気抵抗通路を成す。ランプ
点灯後には二次巻線に流れる電流によつて磁束が逆に流
れるため、二次巻線および加熱巻線には一次磁束が殆ど
結合されなくなる。
このような作動モードは自動−加熱モードと称されてお
り、このモードでは加熱電力がランプ電流とは逆の関係
となる。これに対し、第１図の装置では陰極加熱電力は
相対的に一定となる。第３および４図の装置でのランプ
の点灯後には磁束結合が低下して、加熱電力が低減す
る。その後ランプ電流の低下によつて加熱電流が自動的
に増大する。例えば、ランプが暗くなつて、ランプ電流
が低下する場合には、フイラメント加熱（電流）が自動
的に大きくなり、フイラメントの温度を一定に維持する
ようになる。加熱電流はランプ点灯後に著しく低下して
陰極の温度を最適値にし、かつランプ陰極の劣化を遅ら
せるためにランプ寿命は長くなる。電力の給電が遮断さ
れて、ランプ電流が流れなくなるか、或いはランプ電流
が多少低下する場合には、フイラメント加熱電流が自動
的に所望レベルにまで戻り、フイラメントは最適温度に
加熱される。
漏れ変圧器の陰極加熱用巻線の巻回比は二次巻線55の巻
回比に比べて低くする。陰極加熱用の巻線部分は変圧器
コアの磁気分路部分のまわりに巻回して、非直線性のレ
スポンス作用をさせるようにすることもできる。ランプ
点灯後に低減する加熱電流の量は、加熱用巻線と二次巻
線との巻回比および二次巻線に流れる電流に関係する。
変圧器の磁気構造をそれが決して飽和しないようにする
ことによつて電力損は確実に最小となる。発振器−イン
バータ段を介してランプに結合させる第３図の漏れ変圧
器を用いる発振器−インバータ安定器の作動は誘導的に
安定化させる回路として第１図につき説明した作動と同
じである。
本発明は上述した例のみに限定されるものでなく幾多の
変更を加え得ること勿論である。
【図面の簡単な説明】
第１図は１個以上のガス放電灯を点灯させ、かつ作動さ
せるための本発明による発振器−インバータ装置の一例
を示す回路図； 第2Aおよび2B図は第１図の装置の作動説明用波形図； 第３図は発振器−インバータ回路を放電ランプに結合さ
せるために第１図の装置に使用する改良形の漏れリアク
タンス変圧器を示す説明図； 第４図は第３図の変圧器を結合変圧器として一対の放電
ランプに使用する場合の電気的結線部の一部を示す説明
図である。 10……ブリツジ整流器、11……RFIフイルタ 12,13……コイル 14,15……ブリツジ入力端子 16,17,18,19……コンデンサ 20……バリスタ素子 21,22……ブリツジ整流器出力端子 23……平滑化コンデンサ 24……高周波発振器−インバータ回路 25……インダクタコイル 26……高周波結合変圧器 27,28……変圧器一次巻線 29……コンデンサ （27〜29）……同調並列共振回路 （27〜31）……発振器−インバータ回路 30,31……スイツチングトランジスタ 32……変圧器二次巻線、33……インダクタ 34……抵抗、35……ダイオード （32〜35）……ベース駆動回路 36……始動抵抗、37,38……放電ランプ 39……変圧器二次巻線、40……リアクタンス素子 （周波数依存性可変インピーダンス素子） 41〜43……陰極加熱用変圧器二次巻線 45,46……変圧器二次巻線 47,48……ダイオード、49……コンデンサ 50……ダイオードスイツチ （51,52）……LC回路網 （45〜52）……再生電源回路 55……変圧器二次巻線、56……磁気コア 57……ギヤツプ 58〜60……ランプ加熱巻線 61……変圧器一次巻線
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ウオルタ−・グレツグ・ステネツク アメリカ合衆国ニユ−ヨ−ク州10510オツ シニング・エリス・プレ−ス60 (56)参考文献 特開 昭48−84479（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−125437（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−141076（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−125970（ＪＰ，Ａ)

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】50〜60Hzの交流電源により少なくとも１個
    の放電ランプを始動させ、かつ作動させる高周波発振器
    −インバータ装置であって、該装置が： 前記交流電源に接続する一対の入力端子と； 前記入力端子に結合させる入力端子および実質上未ろ波
    の整流直流電流を供給する出力端子を有している整流回
    路と； 少なくとも１個のトランジスタを含む発振器−インバー
    タ回路と； 前記トランジスタに結合される一次巻線および前記放電
    ランプに結合される二次巻線を有している変圧器を含
    み、前記発振器−インバータ回路の出力電圧を少なくと
    も１個の放電ランプに結合させる安定結合回路と； 前記変圧器の一次巻線に結合され、前記50〜60Hzの交流
    電源に比べて高い発振作動周波数を呈する前記発振器−
    インバータ回路に対する並列共振回路を形成するコンデ
    ンサであって、前記整流回路を前記発振器−インバータ
    回路に接続して前記作動周波数での発振を生ぜしめるコ
    ンデンサと； 前記50〜60Hzの交流電源により定められる所定の電圧し
    きい値レベルに応じて前記発振器−インバータ回路に接
    続したり、離したりする切換手段を含む再生電源回路で
    あって、これにより発振器−インバータ回路の発振周波
    数を実質上変化させ、かつランプの作動状態にてランプ
    電流を一定に維持させるようにする再生電源回路と； を具えている高周波発振器−インバータ装置において、 電気的インピーダンスが周波数の関数として変化する周
    波数依存インピーダンス素子（40）を前記変圧器の二次
    巻線間に前記１つの放電ランプと直列に接続し、前記イ
    ンピーダンスが前記発振周波数の変化に応じて変化して
    ランプ電流を所定の限定範囲内に維持し得るようにした
    ことを特徴とする高周波発振器−インバータ装置。
  2. 【請求項２】特許請求の範囲２記載の装置において、前
    記周波数依存インピーダンス素子をコンデンサまたはイ
    ンダクタの何れかとしたことを特徴とする高周波発振器
    −インバータ装置。
  3. 【請求項３】特許請求の範囲１または２に記載の装置に
    おいて、前記再生電源回路が前記発振器−インバータ回
    路における発振の振幅レベルを検出するために前記変圧
    器の第３巻線を具えており、かつ前記再生電源切換手段
    が前記第３巻線と前記整流回路の出力端子とに結合され
    る第２コンデンサおよびダイオードを含み、該ダイオー
    ドが前記整流回路の出力電圧に応じておよび第３巻線に
    より第２コンデンサに蓄積される電圧に応じて導通また
    は遮断されるべくバイアスされるようにし、前記再生電
    源回路が前記第３巻線を前記ダイオードおよび前記第２
    コンデンサに結合させるLC回路も含み、かつ該再生電源
    回路が積分回路網として作用して前記第３巻線から前記
    第２コンデンサに電気エネルギーを円滑に、かつ連続的
    に転送するように配置することにより、前記入力端子対
    における50〜60Hzの交流電流の高調波レベルを低減させ
    るようにしたことを特徴とする高周波発振器−インバー
    タ装置。
JP58092584A 1982-05-27 1983-05-27 高周波発振器―インバータ装置 Expired - Lifetime JPH0667214B2 (ja)

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