JPS5921286A - 高周波発振器−インバ−タ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はガス放電ランプの始動兼安定化用高周波回路に
関するものである。特に本発明は１個以上の放電ランプ
を作動させるための高効率で、高周波の電子式インバー
タ回路に関するものである。

本発明の第１の重要な特徴は５０〜６０　Ｉ（ｚの交流
供給電圧の各周期中にインバータの作動周波数が自動的
に変化して、ランプ放電電流を調整するようにする多数
の高周波モードの作動周波数を発生させる独特な発振器
−インバータ安定回路の提供にある。

従来技術 放電ランプの附勢および安定化のために従来がら種々の
技法が用いられている。初期の安定回路は直流電圧また
は６０　Ｈｚの交流電圧によって附勢しており、交流供
給電圧で附勢する場合には多少太き目の磁気安定変圧器
を使用する必要があった。

これらの初期の安定回路の欠点は安定系そのものによる
電力損失が比較的大きいことにより効率が相対的に劣る
点にある。最近では放電ランプを一般的には１５　ＫＨ
ｚ〜５０　ＫＨｚの範囲内の高周波で作動させることに
よって放電ランプを附勢スる系の効率萄改着することが
提案されている。

斯種の高周波安定装置については肌Ａ、　Ｒａ１ｃｅに
よる米国特許第４，２２０，８９６号に記載されている
。

これには直流電源により附勢して、インダクタとキャパ
シタ（コンデンサ）との直列回路を含む安定回路を介し
て放電ランプを作動させる高周波共振フィードバックイ
ンバータについて記載されている。この場合、放電ラン
プはキャパシタ間に接続され、かつインバータの周波数
はインバータの交流出力電圧レベルを調整すべく調節さ
れると共に安定フィルタの入力端子における力率を殆ど
１に維持すべく調節される。

Ｔ　、Ｐ　、　ＫＯｈｌｅｒによる米国特許第４，２５
９，６１４号では、ブツシュ−プルトランジスタ発振イ
ンバータを用いて、インバータの発振周波数を決定する
直列共振ＬＧ回路を具えている安定回路を介して一対の
放電ランプを附勢するようにしている。この場合には、
ランプのピーク電流を検出し゛、そのピーク電流を用い
てインバータの周波数を制御して、ランプ電流が増大し
たらインバータの周波数が、低下するようにして回路の
電力消費量を制限している。

高周波インバータ発振器の他の例として、Ｌ、Ｊ。

Ｐｅｒｐｅｒによる米国特許第４．０１．７，７８７号
によるものがあり、これは補足直流電源を具えており、
これにより変動している直流主電源を補充して発振器を
絶えず作動状態に維持すると共に交流ピーク線電流を十
分に低減させるようにしている。

本発明の第２の特徴はインバータ発振器を１個または複
数個の放電ランプに結合させる新規な磁気インピーダン
ス変圧器の提供にある。放電ランプが一旦点灯したら、
このランプに供給される加熱電力または電流を自動的に
低下させて、所謂自動加熱作動モードとするのに高周波
漏れリアクタンス変圧器が用いられる。変圧器の漏れリ
アクタンスは放１にランプを保設する安定化作用もする
。

高（ｆｌ、波インバーター発振器を放電ランプに結合さ
せる小形の高周波漏れインダクタンス変圧器の使用につ
いてはＦ、Ｗ、　Ｐａｇｅｔによる米国特許第３．５７
９，０２６号に示されている。この特許に記載されてい
る余波整流器は朱だろ波していない整流直流電流を高周
波発振器−インバータに供給するようにし、このインバ
ータを高周波漏ね変圧器を介して一対の放電ランプに結
合させている。インバータの発振周波数はそ１＋に供給
される電圧に依存する。ランプは漏れ変圧器の二次巻線
によって附勢される予熱電極を有しており、上記二次巻
線は変圧器の一次巻線にしっかり結合されている。

ランプの放電電流を制御するために手動調整の可変リア
クタンスを用いる低［に彼女定器についてはＧ、Ｔ、に
、　Ｌａｒｋ等による米国特許第２．４，５８，２７７
号に記載されている。この特許における安定器ではラン
プの放電電流が増大するとランプフィラメントの加熱電
流が低下するようになっている。力六グ国特許第６７０
，７９７号にはランプ電断に対する加熱電圧がランプ点
灯後、Ｌりもランプ点′月以前の方が高くなるよう（こ
変圧器巻線を新規な配陪とした放電ランプ安定回路が記
載されている。

発明の概要 本発明の主目的は１個以上のガス放電ランプ４・作動さ
せる改良形静的１ンバータを提供することにある。

本発明の他の目的は構造が簡単で、しかも順価で、かつ
作動が確実で新規な軽量、かつ物理的に小形の安定器−
インバータを提供することにある。

さらに本発明のＬ１的は高効率２呈し、かつ放電ランプ
附勢系の力率がほぼ１を呈する安定器−インバータを提
供するにある。

本発明のさらに他の目的は第３高調波のひずみを極めて
低いレベルにまで低下させ、かつ無線周波妨害（ＲＦ゛
工）を殆どなくずようにした安定器−インバータを提供
することにある。

本発明の他の目的は本来正弦波状の出力電圧を放電ラン
プに有利に供給する安定器−インバータを提供すること
にある。

本発明の第２の特徴による主目的は放電ランプを誘導的
に安定化させるだけでなく、ランプのフイラメン）　Ｗ
Ｅ流も自動的に制御してランプ点灯前後における陰極温
度を最適とすることによりランプの寿命を伸ばすと共に
放電ランプ附勢系の電力損を低減させることにより、そ
の系の効率を高めるようにする新規な漏れリアクタンス
変圧器付きの高周波安定器−インバータを提供するにあ
る。

本発明のさらに他の目的は、ランプの加熱電力およびラ
ンプ作動電流の高効率安定化を同時に自動的に制御する
改良形高周波安定変圧器を提供するにある。

本発明の他の目的は無線周波妨害の伝導および放射レベ
ルが十分に低くなる改良形高周波安定変圧器を提供する
ことにある。

本発明によれば、ＡＣ−Ｄｏコンバータからの未ろ被整
流直流電流が供給される電流給■を式のＤクラスの高周
波発振器−インバータ回路を具えている１個以上のガス
放電ランプ用の高周波安定器−インバータ装置に４二っ
て上述したよう音［１的を達成する。上記Ｄクラスの発
振器には切換再生電源回路形式の復、１１η回路を結合
させ、ｉ」変未ろ波面流入力電圧が所定レベル以下に降
下する際に常に上記復調回路により発振器−インバータ
回路に電力を供給せしめるようにする。発振器−インバ
ータ回路は高周波インピーダンス整合変圧器と、限流安
定化目的のための追加的な直列接続のキャパシタンスま
たはインダクタとを介してランプ負荷に結合させる。整
合変圧器として新規な改良形漏れ変圧器を形成すること
に上り、直列接続の無効安定素子を省くことができる。

インバータの発振同波数はインバータ供給電圧のレベル
に依存し、その周波数は自動的に変化して、供給電圧に
１２０Ｈｚのりプル成分があってもランプ電流企はぼ一
定に維持するように上記直列接続の無効安定素子のイン
ピーダンスを変化させるようになる。

再生電源回路を設けることによりＡ　Ｏ／Ｄ　Ｏコンバ
ータに通常利用される大形フィルタコンデンサの寸法を
小さくすることができ、これにより効率な高め、かつ突
入電流を低くすることができるｄ給電線における第３高
同波のレベルを低減させると共に上記電線に帰還される
無線周波妨害を低減させるために、再生電源回路には同
調回路網を設ける。この再生電源回路は線路同波数のり
プルを成るレベルにまで低減させて、ランプの最小ピー
ク重下がランプのアー　り電圧よりも常に大きくなるよ
うにするため、ランプは脱イオンしなくなる。

本発明の他の利点は、整流した線間電圧からのｔ　２０
　Ｈｚの残留リプルによるランプ電流の変動を低減させ
るようにインバータ発振器の同波数が変調されることに
ある。

発振器をランプに結合させる高面波変圧器は新規な漏れ
リアクタンス変圧器をもって構成することができ、この
変圧器は限流安定化作用だけでなく、放電ランプ用の加
熱電力も自動的に制御する。

上記変圧器はランプ電流とは逆の関係を呈する加熱電力
（電流）を発生する。特に、放電ランプの点灯後には加
熱電力を自動的に低減させて、陰極温度を最適にし得る
ため・陰極の劣化を最小にしてランプ寿命を延はすこと
かできる。

高周波漏れ変圧器は一次区分と、二次区分と、ギツプイ
」きコア、即ち空隙等を含む分路区分とを有している強
磁性コア（例えばフェライト材料）で構成する。−次巻
線は、それが並列コンデンサと共に並列共振回路を成し
て、発振器−インバータの基本作動周波数を決定するイ
ンダクタンス値を呈するように形成する。−次巻線の巻
回数をＮ回トし、かつフェライトコアの断面を適当にＦ
ｉｌすることによって変圧器の一次コア区分が飽和しな
いようにする。好ましくは、変圧器の中央コア部分が飽
和しないようにして、変圧器での電力消費を低くし、電
力結合を最適とし、ひずみを低くするようにする。

Ｍ回巻回する変圧器二次巻線は変圧器の二次コア区分に
装着し、この二次巻線全一次巻線とは物理的に分離させ
て漏れリアクタンス（インダクタンス）として作用させ
、磁界だけで一次巻線に結合させる。

変圧器の二次コア区分は放電ランプに対するフイラメ〉
・ト加熱巻線も具えており、この巻線の巻回数は通常二
次巻線の巻回数Ｍよりも少なくする。

加熱巻線は二次巻線にしつかり結合させるのが好適であ
るが、このことは漏れ変圧器の必須要件ではない。加熱
巻線の部分は変圧磁路の磁気分路部分のまわりに巻回し
て、特定用途に所望されるように非直線応答特性を呈す
るようにすることもできる。

放電ランプの点灯前には、本来−次巻線によって発生さ
れるすべての磁束を二次巻線に磁気結合させて、ランプ
フィラメント用の加熱電力を最大にすると共に、ランプ
の点灯に必要な開放電圧を高くする。ランプ点灯後、二
次巻線には多少の磁束が変圧器コアのギャップ付きコア
部分を経て結−合されるだけであるため、陰極の加熱電
力は低くなる。二次コア区分に結合される磁束は二次巻
線の巻回数（Ｍ）と二次巻線に流れる電流によって左右
される。ランプ電流が低下すると加熱電流が高くなり、
ランプ電流が高くなると加熱電流が低くなるため、加熱
電力はランプ電流とは逆の関係にある。この動作モード
のことを自動−加熱モードと称し、このモードではラン
プ作動中に加熱電力が低下するために高効率となる。ラ
ンプ点灯後の二次巻線への磁束結合の低下によって漏れ
リアクタンスが発生し、ランプ電流を制限する。ランプ
に対する安定化作用は変圧器の漏れリアクタンスによっ
て行なわれ、従って通常の安定化コンデンサまたはイン
ダクタをなくすか、またはそれらの寸法を小さくするこ
とができる。

二次側のインピーダンスは周波数に感応し、これを放電
ランプ（負荷）に結合させてこのランプの作動レベルを
設定する。−次共振タンク回路と二次側から磁気的に反
射されるリアクタンスとによって決定される発振器−イ
ンバータの作動同波数が変化すると、二次側のインピー
ダンスも変化する。このように二次側のインピーダンス
が変化すると発振器−インバータの共振周波数が変化し
て、二次巻線からランプ負荷に与えられる電力はランプ
の作動中一定に保たれるようになる。

本発明のさらに他の目的は消費電力が低く、かつ電力結
合が最適な改良形の不飽和漏れ変圧器を提供することに
ある。

／ 実施例の説明 以下図面につき本発明を説明する。

１個以上のガス放電ランプを点灯させると共に作動さセ
る本発明による発振器−インバータ装置の一例を示す第
１図において、ブリッジ整流器１゜間にはＲＦＩフィル
タ１１を介して１２０Ｖ６０Ｈｚの交流給１毬線を結合
させる。受動ＲＦＩフィルタ１１は給電線と発振器−イ
ンバータ装置との間の相互作用を最小にするものであっ
て、これは同一コア（例えば２個のＥ形コア、環状コア
等）に巻回する一対の２本巻きのコイル１２および１３
で構成し、これらの各コイルを各交流給電端子とブリッ
ジ入力端子１４および１５との間に接続する。なお、上
記コイル１２および１８は６０Ｈｚの交流線電流が流れ
ている間これらコイルの相互結合によって高周波を減衰
するように巻回して接続する。

ＲＦＩフィルタは６０Ｈｚの交流入力端子間に接続され
るコンデンサ１６およびブリッジ入力端子１４と１５と
の間に接続されるコンデンづも具えている。コンデンサ
１６．１７は高周波伝導される放射波を通常モード（微
分）で除去する。

コンデンサ１８および１９をブリッジ入力端子１４と１
５との間に直列に接続し、これらのコンデンサ１８と１
９との間の接続点は接地する。コンデンサ１８および１
９の容量値は、漏れ電流をピーク値で５　ｍＡ以下に限
定している間における普通のモードでのフィルタリング
量が最大となるように選定する。ＲＦＩフィルタは遮断
周波数（２πｆ口）以上で６０　ｄＢの減衰度を呈する
基本π区分低域通過フィルタとする。

バリスタ素子２０を端子１４と１５との間に結合させて
過渡電圧を抑制し、かつ交流給電線の電圧が非直線性抵
抗関数（Ｉ＝ＫＶｃｒ、ここにαは非直線性の伝導率を
表わし、この値は安定器回路に使用すべきバリスタ装置
の場合には通常２５以上である。）に依存することから
して、上記バリスタ素子によって安定化回路を交流給電
線に伝導される過渡電圧から保護する。ＶＤＲ（バリス
タ素子）２０間に高い過渡電圧が発生すると、そのイン
ピーダンスは極めて高い値（はぼ開放インピーダンス）
から比較的低い値にまで変化して、その過渡電圧を安全
レベルに有効にクランプするようになる。バリスタ２ｏ
の固有容量はフィルタ機能を増進させる。

ブリッジ整流器１ｏはその大刀端子１４．１５に供給さ
れる６０Ｈ２の線電圧を整流して、出力端子２１，２２
に１２０Ｈ２の変調エンベロープを呈する脈動直流出力
電圧を出力さぜる。この脈動直流電圧の平滑化は下記に
述べるような独特な同調再生電源によって行な゛う。こ
の電源の場合、最大電圧（Ｖｍａｘ）が６０　Ｈｚの交
流大刀電圧のピーク電圧に相当するようにするが、最小
電圧（Ｖｍｉｎ　）は電圧が変化しない周期を最小にす
べく選定した最小値に相当するようにし、また５０Ｈｚ
の各作動周期内では常に放電ランプが消灯しないように
すべくする。ブリッジの出方端子２１．２２に現われる
平滑化脈動直流供給電圧の一般波形は第２Ａ図に示すよ
うになる。

ブリッジの出力端子間にはＲＦＩを抑制し、過渡１ｕ　
ＬＥをさらに抑制すると共に最小のフィルタリング作用
をさせるために容量値の低い平滑コンデンサ２３（例え
ば約０．５μＦ）を結合させる。このコンデンサの容量
値は小さいため、回路は高力率を呈する。

高周波発振器−インバータ段２４にはインダクタコイル
２５を介して脈動直流′電圧を供給する。

インダクタコイル２５は高周波結合変圧器２６に巻回し
、かつ直流電流を処理するために分離させる。」二記イ
ンダクタ２５は変圧器−次巻線２７゜２８の中央タップ
点に接続する。−次巻線２７゜２８には並列にキャパシ
タ（コンデンサ）２９を接続し、このコンデンサ２９の
容量値を発振器−インバータ回路の選択周波数（ｆｏ−
％πｍｌ了）にて−次インダクタンスと共振する値に選
定する０一対のＮＰＮスイッチングトランジスタ３０゜
８１のコレクタ電極を一次巻線２７．２８の両端にそれ
ぞれ接続し、上記両トランジスタのエミッタをブリッジ
整流器１０の出力端子２２に接続する。この回路は（直
列インダクタ２５を介して）電流が送給される並列共振
（２７〜２９）切換モードの電力発振器／増幅器と称す
ることができる。

この回路は高周波出力を発生させるのに極めて有効なも
のであり、すべての回路構成部品が理想的なもの（損失
がない）である場合、その回路の効率は１００％を呈す
るようになる。実際の回路でも９５％以上の効率を呈す
る。

前記スイッチングトランジスタ３０および３Ｊのベース
電極には変圧器二次巻線３２の両端を接続シ、この二次
巻線の中央タップ点をインダクタ８８と、抵抗８４と、
ダイオード８５とより成る直列回路を経てブリッジ出力
端子２２に接続する。

なお、上記二次巻線３２および直列回路３８〜８５はト
ランジスタ８０および３１にスイッチング駆動信号を与
えるための一手段に過ぎず、バイポーラトランジスタ用
の他の適当なベース駆動回路を用いることもできる。

本例ではトランジスタ８０および８１をバイポーラトラ
ンジスタとするが、これらのトランジスタの代りに、例
えばＪＦＥＴ　、　ＭＯ３ＦＥ’Ｉ’　、　ＴＲＩＡＣ
’９　ノ如き他の半導体スイッチを使用することもでき
る。

始動抵抗８６は電圧源■。０（端子２１における電圧）
を抵抗３４とダイオード３５との間の接続点に結合させ
て、電ＩＥｖｏｏをスイッチングトランジスタ８０．８
１のベース電極に供給して、回路の発振を開始させる。

ベース駆動回路は本来方形波電流をスイッチングトラン
ジスタに供給して、これらのトランジスタを飽和状態に
駆動させてオン状態にする。

従って、直流供給電圧を高周波の交流電圧に変換するた
めのインバータ回路は、一対の能動スイッチとしてのト
ランジスタ８０．３１と同調並列共振回路（２７〜２９
）とで構成されるものと見なせる。スイッチングトラン
ジスタ８０．３１はベース駆動回路（８２〜８５）によ
って駆動されるために、これらのトランジスタは矩形状
の電流波形を規定する２極スイツチのように作動する。

共振回路をスイッチング周波数に同調させると、高周波
がその共振回路によって除去されるため、共振出力電圧
は本来正弦波状の電圧となる。チョークコイル（インダ
クタ）２５は本来一定の直流電流（工ｄ。）を−次巻線
２７．２８の中央タップ点に供給する。各スイッチング
トランジスタは、それが導通する際に直流電流をすべて
搬送するたメ、各トランジスタを流れる電流は０値かう
１ｄ。

にまで変化する。スイッチングトランジスタ８０゜８１
は相対的に専用の時間インターバルで導通ずる。

直列に接続した一対の放電ランプ３７および８８をコン
デンサ４０を介して変圧器二次巻線８９に結合させる。

上記放電ランプは、例えば慣例のラビッドスタート形の
４０Ｗけい光灯のようなものとすることができる。放電
ランプの陰極を変圧器二次巻１１４１，４２および４８
によって加熱する。

この場合、これらの各二次巻線の出力電圧はラピッドス
タート形のランプを点灯させるための必要条件に従うべ
く選定する。放電ランプ８７の陰極を適当に加熱した後
にその放電ランプに後続するランプを逐次始動させるた
めに、放電ランプ３７にはコンデンサ４４を並列に接続
する。

一方のランプを他方のランプより先に始動させ、かつ″
瞬時始動”するランプがないようにするために、変圧器
巻線の巻回比をｌ！整して、巻線４１゜４２間の開放電
圧が放電ランプを瞬時始動させるのに必要な値よりも低
くなるようにする。場合によっては、特にランプ対ラン
プおよびランプ対大地面の固有容置がランプを点灯させ
るのに十分な場合にはコンデンサ４４を省くことができ
る。

コンデンサ４ｏは放電ランプに直列に接続される周波数
依存性の可変インピーダンスとして作動して、ランプ電
流を制限すると共に制御することによりランプの点灯を
安定化させるようにする。

以下詳述するように、発振器−インバータ回路の作動周
波数が変化すると、直列コンデンサ４ｏのインピーダン
スはランプ電流を一定に維持せしめるように変化する。

図示の回路ではコンデンサを安定化素子として用いてい
るが、これはインダクタの如き他の周波数依存性のイン
ピーダンスと置換することができる。

復調器、即ち切換再生電源回路を容瓜値の低いコンデン
サ２８と組合わぜることによって、ランプ点灯安定化系
の力率が高くなり、高調波が抑制、即ち交流線電流の高
調波成分が低減し、かつ発振器−インバータ回路の周波
数が自動的に変化する。

再生電源回路はダイオード４７，４８を含む全波整流回
路に結合さセる変圧器の別の対の巻ｍ４５゜４６で構成
する。これらの巻線４５．４６は２本巻きに巻回し、か
つ変圧器の一次巻線２７．２８にしつかり結合させる。

ダイオード４７，４８の陰極をコンデンサ４９とダイオ
ードスイッチ５０との直列回路における共通接続点に接
続する。斯かる直列回路はブリッジ整流器１０の出力端
子２１と２２との間に接続する。巻線４５．４６の中央
タップ点を、コンデンサ５１とこれに並列に接続したイ
ンダクタ５ｚとより成る共振゛平滑化”′フィルタを介
してブリッジ整流器の出力端子２２に接続するＯ ５０回路網５１．５２は並列共振タンク回路を成し、こ
れはダイオード４７および４８の導通時にコンデンサ４
９に流れてしまうピーク充［１１１流を有効に積分する
。このようにすれば、タンク回路５１．５２からのエネ
ルギーが蓄積コンデンサ４９にスムースに、かつ連続的
に転送される。５０回路網５１．５２を調整することに
よって６０　Ｈｚの交流入力供給電流の高調波成分を制
御して変えることができる。インダクタンスおよびキャ
パシタンス値を適当に選定することによって第３次。

第す次等の高調波のレベルを回路の作動に悪影響を及ぼ
さない許容レベルにすることができる。

同様に構成した回路でも上述したような同調ＬＯ。

回路網を持たない再生電源回路では線ｉｌ流の高調波成
分が許容できないレベル、例えば第８高調波に対して４
０％以上のレベルを呈するようになる。

なお、。平滑化″回路網として単一の並列ＬＯ回路網を
示したが、これは同一の作用をすべく設計した他の回路
とすることもできる。再生電源は成る再生電源を制御し
、かつ調整する能動回路を用いて作製することができる
。例えば、ダイオードスイッチ５０の代りにインバータ
、負荷および６０Ｈ２の入力交流線電流の必要条件に応
じてトリガされるＭＯＳＩＴ　、　ＪＦＥＴのような能
動スイッチを用いることができる。

素子４５〜５２によって構成する再生電源回路は６０）
（Ｚの整流交流供給電圧を有効に復ルーし、かつダイオ
ード５０か導通している期間中発振器−インバータに電
力を供給する。２本巻き巻線４５゜４６の巻回比は適当
に選定して、ランプの電圧を脱イオン電位以上に保つと
共に、これと同時に復調作用を生ぜじめる時間的周期を
最小とするのに十分な帰還電圧をダイオード５ｏの出方
端子に与えるようにする。ダイオード４７．４８はＲＦ
Ｉ問題を最小にするために、逆再生時間（ｔｒｒ　）の
低い所ではゆるやかな逆再生特性を呈する回復の速い整
流装置とするのが好適である。

変圧器の二次巻線４５．４６には高周波の交流信号が発
生１シ、この信号はダイメート４７．４８により整流さ
れて、コンデンサ４９に直流！圧しベルとして蓄積され
る。コンデンサ４９の容展値は、発振器−インバータを
作動させると共に復調作用をさせるのに十分な電力を与
える十分な電荷を蓄積し得るように選定する必要がある
。

ダイオード５０はスイッチとして作用し、これはブリッ
ジ整流器１０の出力端子２・１に現わｎる１　２０　Ｈ
ｚの整流脈動直流電圧がコンデンサ４９間の電圧レベル
以下のレベルとなる度毎にターン・オンする。このダイ
オード５０のターン・オン期間中にはダイオードブリッ
ジ１０が逆バイアスされ、これにより交流給電線と周波
数変換段とが有効に分離される。従って、発振器−イン
バータを駆動させるエネルギーはコンデンサ４９により
ダイオードスイッチ５０を経て供給される。整流脈動直
流電圧がコンデンサ４９（また、コンデンサ２８）にお
ける電圧以上に上昇すると、ダイオード５０が逆バイア
スされるため、再生電源はスイッチ・オフされる。

ダイオード５０が導通している間、コンデンサ２８間の
電圧はコンデンサ４９間の電圧に追従する。これがため
、ダイオード５０がターン・オンすると、端子２１の電
圧■。０は名目上コンデンサ４９の電圧となるため、ト
ランジスタ８０または８１のコレクタのピーク電圧はコ
ンデンサ４９の電圧のπ倍となる。この間にダイオード
４７および４８の陰極電圧はコンデンサ４９の電圧レベ
ルとなるが、上記ダイオード４７および４８の陽極は巻
線２７，２８に対する巻線４５．４６の巻回比で前記π
倍のコンデンザ電圧を約分した電圧を受電する。斯かる
巻回比はダイオード４７．４８がターン・オフして、コ
ンデアザ５１．インダクタ５２およびコンデンサ４９を
含む回路網がタンク回路と分離されるように選定するこ
とができる。

なお、上記ダイオードのターン・オフ時間は再生帰還回
路での復調量と電力損とがバランスするように選定する
。

ダイオード５０が、６０Ｈｚの交流供給電圧のピーク電
圧に向って増大する端子２１における電圧でバイアスさ
れたり、バイアスされなかったりする場合に、ダイオー
ド４７および４８は再び導通するようになるため、並列
共振回路２７〜２９は再生電源回路で有効に分路される
ようになる。変圧器２６の一次巻線に確実に結合される
反射インピーダンスは並列共振回路２７〜２９の共振周
波数を有効に変更させて、発振器−インバータの周波数
をシフトさせる。

本発明によるソリッド−ステートの電源回路は、多重モ
ードの作動周波数、即ち作動周波数が６０Ｈｚの所定の
周期にわたって変化する多数の作動周波数を発生させる
高周波発振器−インバータ全特徴とするものである。特
に、上述した回路は全６０Ｈｚサイクルにわたりランプ
電流を連続的に与えるのに必要な周波数で常に作動させ
るようにする。これは２つの別個の高周波限定値（ｆｌ
と５２）で、これら２つの周波数間の遷移部分を円滑に
して発振器−インバータを作動させることによって達成
される。発振器−インバータの発振出力周波数は、共振
回路の部品またはランプ回路を変更しないでも常にｉｔ
ｉランプを駆動させる正弦波状の出力電圧で自動的に変
更される。

Ｆ）主電源回路によれば、慣例の大成のＡＣ−ＤＣブリ
ッジ回路に必要とされるような容量値の大きいフィルタ
ーコンデンサを必要としなくても簡単なブリッジ整流装
置（１０）を使用する（−とができる。再生電源回路の
使用によって放電ランプの点灯安定化系の力率が９０％
以上になり、同時に、１１１流の高調波成分および伝導
される放射波のレベルが低下する。なお再生電源回路は
直列ｍＷ並列共振回路２７〜２９の周波数をシフトさせ
ることのできる制御素子でもある。

電源回路の出力段はインピーダンス整合変圧器とランプ
電流を制限する直列リアクタンスとで構成する。変圧器
はランプを作動させるためのフィラメント電力も連続的
に供給する。ランプに直列の無効素子（容量性のものか
、誘導性のもの）のインピーダンスは、ランプ電流を選
定範囲内の値に維持し、従ってプラズマによって脱イオ
ン化が決して生じないように発振器−インバータの作動
周波数を変えることによ°りて変化させる。

負荷のない発振器−インバータ回路によって発生される
高周波信号の変調エンベロープを第２ｂ図に示しである
。周波＠ｆ□およびｆ、はこの変調エンベロープ内に見
られる。正弦波高周波電圧ｆ□は最大供給電圧の範囲内
に発生し、正弦波高周波電圧ｆ２は再生電源回路をダイ
オード５０を介して発振器−インバータに結合させてい
る期間中に発生する。この後者の期間中発振器−インバ
ータに供給される電圧は第２ａおよび２ｂ図の波形の水
平平坦部分から明らかなようにほぼ一定である。

再生電源回路が発振器−インバータに結合されていない
期間中にはブリッジ整流器１０の出力端子２１．２２に
よって供給される整流脈動直流電圧の振幅変化に応じて
変化する正弦波の振幅を有する周波数ｆ工の電圧が発生
ずる。

変調エンベ四−プ内の周波数ｆ□およびｆ２は、放電ラ
ンプに対する直列リアクタンス素子が誘導性のものか、
容量性のものかに応じて、また選定回路素子に応じても
変化する。直列リアクタンス素子が容量性のもの、即ち
第１図のコンデンサ４０のようなものである場合には、
周波数ｆ１が周波数ｆ２よりも小さく、例えば周波数で
その差が２５〜８０％小さくなるように発振器−インバ
ータ回路を調整する。従って、発振器供給電圧が（第２
Ａ図の）供給電圧波形の平坦部分によって表わされる低
い値になると、周波数ｆ２の電圧を発生して所定振幅値
のランプ電流を発生する。供給電圧が増大すると、即ち
再生電源回路がダイオードスイッヂ５ｏによって切り離
された後には発振器−インバータが高振幅値の電圧を発
生する。

この高電圧によってランプ電流が増大するようにナル。

しかし再生電源回路が発振器−インバータ回路から切り
離された場合には、変圧器２６の二次側回路の反射イン
ピーダンスが変化を来たし、発振器−インバータ回路の
発振周波数は低周波ｆ□に変化する。この低周波電圧ｆ
□は変圧器２６および直列コンデンサ４ｏを介してラン
プに結合される。低周波電圧ｆ□によって容量性リアク
タンスを増大させることにより供給電圧が６０Ｈｚの交
流供給電圧の全周期にわたり実質上変化してもランプ電
流がかなり一定に維持されるようにする。

これがため、再生電源回路を脈動直流電圧の予定レベル
にて発振器−インバータ回路に接続したり、その回路か
ら離す際の並列共振タンク回路への反射インピーダンス
の変化によって、直列リアクタンス素子のインピーダン
スが自動的に変化してランプ電流を一定とするように発
振周波数が自動的に変化するようになることは明らかで
ある。

直列コンデンサ４０の代りにインダクタを用いる場合に
は発生周波数ｆ　が周波数ｆ、よりも太きくなる。従っ
て、誘導性の安定器の場合には供給電圧のピーク値にて
高い作動周波数が発生し１また供給電圧の低い期間には
低周波が発生するようになる。なお、斯かる低い供給電
圧が発生するのは再生電源回路の一定直′流電圧によっ
て発振器−インバータ回路を作動させる場合である。従
って、誘導性のりアクタンスは供給電圧の値が高い場合
には高くなり、ランプ電流を一定に維持するようになる
。周波数ｆ□とｆ２との間およびｆ８とｆｏとの間の周
波数変換点は本来なめらかであり、この変換点は再生電
源回路が導通ダイオードスイッチ５０を介して発振器−
インバータに結合される期間中に発生することは明らか
である。ブリッジ供給電圧が低い時には直流供給電圧を
所定の最小値、に維持することによって、再生電源回路
が正規の作動中にランプの脱イオン作用を防止するよう
にする。

周波数ｆ□およびｆ２は適当に選定して、ランプ電流が
前記所定範囲内に保持されて、ランプ寿命を延ばすこと
になるランプ電流の波高率が最適となるようにすると共
に、アーク内に２５４ｎｍの放射を最適に発生させて、
けい光体による有効光へのエネルギー変換が最大となる
ようにする。

第８図は新規な漏れ変圧器構造をしているインピーダン
ス変圧器を示し、これは限流（安定化）作用をすると共
にランプヒータの電力を自動的に制御して、安定器の全
給電系の効率を改善するものである。漏れ変圧器によっ
て発振器−インバータ回路を放電ランプに結合させて、
この変圧器を第１図の変圧器２６および安定コンデンサ
４０の代りに用いると、安定コンデンサを節約すること
ができる。この際、放電ランプの誘導性の安定化は変圧
器そのものの漏れリアクタンスによって達成される。従
って、ランプを変圧器二次巻線５５の両端間に直接接続
して、二次巻線の可変リアクタンスによって、ランプの
電圧−電流特性を制御することができる。このような漏
れ変圧器はＲＦＩの放射および伝導を著しく低減させる
。変圧器二次巻線と放電ランプとの接続を第４図に示し
である。なお、変圧器の巻線８２．４５．４６は第１図
の変圧器と同様に接続するため、これらは第４図には図
示してない。

高周波漏れ変圧器はフェライト材料製を可とする磁気コ
ア５６を具えており、このコアの中央脚部には空隙５７
を形成しである。ランプ加熱巻線５８．５９および６０
を伴なう二次巻線５５はコアの右側脚部に巻回すると共
に一次巻線６１は左側脚部に巻回する。斯くしてランプ
加熱巻線を二次巻線にしつかり結合させる。第１図のコ
ンデンサ２９は一次巻線６１に並列に接続して、コンデ
ンサ２９とこの一次巻線とで発振器−インノ（−タ回路
の同調並列共振回路を形成する。−次巻線の両端はスイ
ッチングトランジスタ３ｏ、８１（第１図）のコレクタ
電極に接続する。

変圧器の二次側部分は一次巻線に電気的に接続しないで
、この二次側部分によって負荷にエネルギーを転送する
と共に、特に負荷が放電ランプの如き負性インピーダン
ス装置である場合にはその負荷を制御し、かつ調整する
ようにする。

二次巻線に結合させた放電ランプを点灯させるためには
、二次巻線の両端間の開放電圧をランプの放電開始に必
要な電圧以上とする必要がある。

負荷がけい光灯の場合、斯かる変圧器はランプ陰極が放
電の開始を助長する電子を放出するような電力も提供す
る。放電ランプ用の加熱巻線５８〜６０は、負荷に電流
が流れず、従って二次側に電流がない場合に、これらの
加熱巻線が最大電力をランプの陰極に転送するように変
圧器の二次側に結合させる。

変圧器は一次および二次区分と、ギャップ付きの分路区
分とより成り、この変圧器は並列コンデンサと共振して
、発振器−インバータの基本作動周波数を設定する一次
巻線を具えている。この−次巻線の巻回数をＮ回とし、
かつフェライト−コアを適当な断面形状を有するように
して、変圧器の一次区分が飽和しないようにする。実際
には、変圧器のどの部分も常に飽和しないようにして、
変圧器での電力消費を低くシ、ひずみも最小とし、かつ
電力を最適に結合させるように変圧器を形成するのが好
適である。

変圧器の二次巻線は物理的には一次巻線とは分離させる
。二次巻線は磁界による漏れリアクタンス（インダクタ
ンス）だけで−次巻線に結合させる。二次巻線に負荷が
ない場合におけるこの二次巻線の開放電圧は一次巻線と
二次巻線との巻回比によって定められる。ランプの点灯
前には一次巻線によって発生される磁束のすべてが二次
巻線にリンクされて、最大の加熱電力および開放電圧を
発生する。ランプ点灯後には二次巻線に電流が流れるた
め、多少の一次磁束がコア５６のギャップ付き中央脚部
に流れ、従ってランプ電流を制限する漏れリアクタンス
が発生する。ランプ点灯後には磁束リンケージ、即ち二
次側への磁束結合が低下し、これにより陰極加熱電力が
自動的に低減する。

負荷（ランプ）に並列に接続され、かつ負荷の作動電圧
レベルを設定する二次巻線のインピーダンスは周波数に
感応する。共振−次巻線と二次側カラの磁気的に反射さ
れるリアクタンスとによって決定される発振器−インバ
ータの作動周波数が変化すると、二次巻線がランプに与
える電力が一定となるように発振器−インバータ装置の
共振周波数（発振周波数）を変化せしめるように二次側
インピーダンスが変化する。磁路は負荷電力を制御する
必要に応じて変化し・、負荷の電圧−電流特性は二次巻
線のインピーダンスの変化によって左右されるようにな
る。

ランプ点灯後の変圧器の作動についても以下詳細に説明
する。電流が二次巻線に流れると、この二次巻線によっ
て発生される磁束に結合される一次巻線の保存磁束はギ
ャップ付きの分路区分における相対的に高い磁気抵抗間
にて磁束漏れする。

この作用により二次巻線への磁気結合が変化する。

このように磁気結合が変化すると、二次巻線の合成りア
クタンスも変化し、それは巻線の巻回数と、巻線を巻回
するフェライトコアにより搬送される発生磁束との双方
の関数として変化する。このような作用は二次側の漏れ
リアクタンスについても同様に云えることである。

変圧器はさらに、ランプ点灯前には一定の一次磁束を流
し、フェライトコアは低い磁気抵抗通路を成す。ランプ
点灯後には二次巻線に流れる電流によって磁束が逆に流
れるため、二次巻線および加熱巻線には一次磁束が殆ど
結合されなくなる。

このような作動モードは自動−加熱モードと称されてお
り、このモードでは加熱電力がランプ電流とは逆の関係
となる。これに対し、第１図の装置では陰極加熱ｍ力は
相対的に一定となる。第８および４図の装置でのランプ
の点灯後には磁束結合が低下して、加熱電力が低減する
。その後ランプ電流の低下によって加熱電流が自動的に
増大する。例えば、ランプが暗くなって、ランプ電流が
低下する場合には、フィラメント加熱（電流）が自動的
に大きくなり、フィラメントの温度を一定に維持するよ
うになる。加熱電流はランプ点灯後に著しく低下して陰
極の湿度を最適値にし、かつランプ陰極の劣化を遅らせ
るためにランプ寿命は長くなる。電力の給電が遮断され
て、ランプ電流が流ｔ’ｔなくなるか、或いはランプ電
流が多少低下する場合には、フィラメント加熱電流が自
動的に所望レベルにまで戻り、フィラメントは最適温度
に加熱される。

漏れ変圧器の陰極加熱用巻線の巻回比は二次巻線５５の
巻回比に比べて低くする。陰極加熱用の巻線部分は変圧
器コアの磁気分路部分のまわりに巻回して、非直線性の
レスポンス作用をさせるようにすることもできる。ラン
プ点灯後に低減する加熱電流の量は、加熱用巻線と二次
巻線との巻回比および二次巻線に流れる電流に関係する
。変圧器の磁気構造をそれが決して飽和しないようにす
ることによって電力損は確実に最小となる。発振器−イ
ンバータ段を介してランプに結合させる第８図の漏れ変
圧器を用いる発振器−インバータ安定器の作動は誘導的
に安定化させる回路として第１図につき説明した作動と
同じである。

本発明は上述した例のみに限定されるものでなく幾多の
変更を加え得ること勿論である。

【図面の簡単な説明】

第１図は１個以上のガス放電灯を点灯させ、かつ作動さ
せるための本発明による発振器−インバータ装置の一例
を示す回路図； 第２Ａおよび２Ｂ図は第１図の装置の作動説明用波形図
シ 第８図は発振器−インバータ回路を放電ランプに結合さ
せるために第１図の装置に使用する改良形の漏れリアク
タンス変圧器を示す説明文；第４図は第３図の変圧器を
結合度ＬＬ器として一対の放電ランプに使用する場合の
！ｌｔＷ気的結線部の一部を示す説明図である。 １０・・・ブリッジ整流器　　１１・・・ＲＦＩフィル
タ１２、ｉ３・・・コイル １４．１５・・・ブリッジ入力端子 １６、　１７．　１８．　２９・・・コンデンサ２０・
・・バリスタ素子 ２１．２２・・・ブリッジ整流器出力端子２８・・・平
滑化コンデンサ ２４・・・高周波発振器−インバータ回路２５・・・イ
ンダクタコイル ２６・・・高周波結合変圧器 ２７．２８・・・変圧器−次巻線 ２９・・・コンデンサ （２７＝２９）・・・同調並列共振回路（２７〜３１）
・・・発振器−インバータ回路８０．８１・・・スイッ
チングトランジスタ８２・・・変圧器二次巻線　　ａ８
・・・インダクタ３４・・・抵抗３５・・・ダイオード （８２〜８５）・・・ベース駆動回路 ３６・・・始動抵抗　　　　　８７．８８・・・放電ラ
ンプ８９・・・変圧器二次巻線　　４０・・・りアクタ
ンス素子（周波数依存性可変インピーダンス素子）４１
〜４３・・・陰極加熱用変圧器二次巻線４５、　４６・
・・変圧器二次巻線 ４７．４８・・・ダイオード　４９・・・コンデンサ５
０・・・ダイオードスイッチ （５１，５２）・・・ＬＯ回路網 （４５〜５２）・・・再生ｍ源回路 ５５・・・変土器二次巻線　　５６・・・磁気コア５７
・・・ギャップ ５８〜６０・・・ランプ加熱巻線 ６１・・・変圧器−次巻線

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 】、　５０〜６０　Ｈｚの交流電源により少なくとも１
   個の放電ランプを始動させ、かつ作動させる高置波発振
   器−インバータ装簡において、該装置が 前記交流電源に接続する一対の入力端子と；前記入力端
   子に結合させる入力端子および実質上米ろ波の整流直流
   電流を供給する出力端子を有している整流回路と； 少なくとも１個のトランジスタを含む発振器−インバー
   タ回路と； 前記トランジスタに結合される一次巻線および前記放電
   ランプに結合される二次巻線を有している変圧器を含み
   、前記発振器−インバータ回路の出力電圧を少なくとも
   １個の放電ランプに結合させる安定結合回路と；前記変
   圧器の一次巻線に結合されて、前記５０〜６０　Ｈｚの
   交流電源に比べて高い発振作動周波数を呈する共振回路
   を成すコンデン」Ｊと； 前記作動同波数にて発振させるために前記整流回路の出
   力端子を前記発振器−インバータ回路に結合させる結合
   手段と； ５０〜６０　Ｈｚの交流電源により定められる所定の電
   ＩＥ限界レベルに応じて発振器−インバータ回路に再生
   電源を接続したり、離したりする切換手段を含み、これ
   により発振器−インバータ回路の発振周波数を実質上変
   化させ、カッランプの作動状態にてランプＴＬｉ　流ｆ
   一定に維持させるようにする再生電源回路；とを具えて
   いることを特徴とする高周波発振器−インバータ装置。 ム　特許請求の範囲ｌ記載の装置において、電気的イン
   ピーダンスが周波数に応じて変化し、かつ前記１つの放
   電ランプと前記変圧器二次巻線との間に直列に接続され
   、インピーダンスが前記発振周波数の変化に応じて変化
   してランプ電流を所定の限定範囲内に維持せしめるよう
   にする周波数依存性のインピーダンス素子を具えている
   ことを特徴とする高尚波発振器−インバータ装置。 ＆　特許請求の範囲２記載の装置において、前記同波数
   依存性のインピーダンスｉ子をコンデンサまたはインダ
   クタの何れかとしたことを特徴とする高周波発振器−イ
   ンバータ装置。 表　特許請求の範囲１または２に記載の装置において、
   前記再生電源回路が発振器−インバータ回路における発
   振の振幅レベルを検出するために前記変圧器の第８巻線
   を具えており、かつ前記再生電源切換手段が前記第３巻
   線と整流回路の出力端子とに結合される第２コンデンサ
   およびダイオードを含むようにして、該ダイオードが整
   流回路の出力電圧に応じておよび第３巻線により第２コ
   ンデンサに蓄積される電圧に応じて導通または遮断され
   るべくバイアスされるようにしたこと分特徴とする高周
   波発振器−インバータ装置。 ６、　特許請求の範囲４記載の装置において、前記再生
   電源回路が前記第３巻線を前記ダイオードおよび前記第
   ２コンデンサに結合させる５０回路を含み、かつ該再生
   電源回路が積分回路網として作用して第３巻線から第２
   コンデンサに電気エネルギーを円滑に、かつ連続的に転
   送するように配置することにより、前記入力端子対にお
   りる５０〜６０　Ｈｚの高周波レベルを低減させるよう
   にしたことを特徴とする高周波発振器−インバータ装置
   。 ＆　特許請求の範囲１記載の装置において、前記一対の
   入力端子と整流回路の入力端子との開に無線周波妨害フ
   ィルタを結合させたことを特徴とする高周波発振器−イ
   ンバータ装置。 ７、　特許請求の範囲１記載の装置において、発振器−
   インバータ回路が前記並列共振回路にブツシュフル形式
   で接続されている第１および第２トランジスタと；これ
   らのトランジスタの制御電極に結合されて、これらのト
   ランジスタを互いに専用の時間同期で導通および遮断状
   態に交互にトリガさせるためのトリガ手段と；整流回路
   の出力を変圧器−次巻線における中央タップ点に直列的
   に結合させるための前記変圧器における他の巻線；とを
   具えており、かつ再生電源回路が発振器−インバータ回
   路における発振の振幅レベルを検出するための前記変圧
   器における第３巻線と；整流回路の出力端子に直列に接
   続される第２コンデンサおよびダイオードと；第２整流
   回路と；並列ＬＯ回路と；前記第３巻線を前記第２整流
   回路および並列ＬＯ回路を介して前記第２コンデンサと
   ダイオードとの接続点に結合させる結合手段；とを具え
   ていることを特徴とする高周波発振器−インバータ装置
   。 ８、　特許請求の範囲１記載の発振器−インバータ回路
   において、前記変圧器が閉成強磁性コアを具え、該コア
   における２つの窓を第１および第２強磁性コア脚部と、
   第３強磁性コア脚部とで画成し、該第３コア脚部が変圧
   器に十分な漏れインダクタンス特性を与える非磁性ギャ
   ップを含み、前記−次巻線を第１コア脚部に結合させ、
   かつ二次巻線を第２コア脚部に結合させて、二次巻線の
   ランプ電流全制限するのに十分等価的な安定インダクタ
   ンスを発生させるようにし、かつフィラメント加熱巻線
   手段を第２コア脚部および放電ランプの少なくとも１個
   の加熱電極に結合させ、前記変圧器を作動させてランプ
   の点灯後にそのランプ点灯前に供給した電流よりも低い
   フィラメント加熱電流を供給せしめるようにしたことを
   特徴とする発振器−インバータ回路。 ９　特許請求の範囲８記載の回路において、前記変圧器
   が前記第１コア脚部と、前記再生電源回路および１個の
   トランジスタの制御電極にそれぞれ結合される第１およ
   び第２巻線も具えていることを特徴とする発振器−イン
   バータ回路。 １０、第１および第２強磁性コア脚部と、変圧器に十分
   な漏れインダクタンス特性を与える非磁性ギャップを含
   む第３強磁性コア脚部とで画成される２つの窓を有して
   いる閉成強磁性コアと； 第１コア脚部に結合される一次巻線と；第２コア脚部に
   結合される二次巻線にあって、この二次巻線に流れる電
   流を制限するのに十分等価的な出力インダクタンスを発
   生させるようにする二次巻線と； 第２コア脚部に結合されて、この脚部に第２巻線に流れ
   る電流とは逆に変化する電流を与える手段； と２具えていることを特徴とする漏れリアクタンス変圧
   器。 １１　　特許請求の範囲１０記載の変圧器において、第
   １コア脚部と一次巻線とによって変圧器の一次側部分を
   形成し、変圧器の作動中に前記変圧器の一次コア部分が
   飽和しないように一次巻線の巻回数および第１コア脚部
   の断面を選定するようにしたことを特徴とする漏れリア
   クタンス変圧器。