JPS63999A - ガス放電ランプ用高周波バラスト - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 主班公！量 本発明はけい光灯または高輝度ランプのようなガス放電
ランプを附勢するための回路に関する。

より詳細には本発明は固体スイッチを利用し、高周波電
流によりランプを附勢するようになっているバラストに
関する。だのタイプのバラスト回路は一般に利用できる
従来の６０Ｈｚのエネルギーを受け、周波数変換により
ランプを附勢するための高周波信号（２５〜１００ＫＨ
ｚの範囲）を発生するよう通常設計されている。

高周波ランプ附勢の利点、例えば電気エネルギーを光出
力へより効率良（変換できる利点は周知である。しかし
ながら過去において高周波の附勢がより効率的であると
いう一般に受は入れられた原理があるにもかかわらず、
高周波バラストに対して種々の試みが為されたが、商業
的に成功したものはほとんどなかった。商業的にこれま
で製造されている高周波バラストでも、１５）以上の欠
点を有している。

高周波バラスト回路を評価する上での別の重要なファク
ターは、附勢電流がランプの寿命を決めるという作用で
ある。エネルギーコストの増加により、バラストメーカ
ーおよびランプメーカーの双方は最近の数年間の間で高
周波の附勢に大いに注目するようになった。ランプメー
カーは附勢電流の波高率がある限度内に維持しなければ
ランプの寿命は大巾に短くなると結論づけていた。

例えばけい光灯が６０Ｈｚで磁気バラストにより附勢さ
れるとき、６０Ｈｚの電圧は正弦波であるのでランプ電
流の波高率（ＲＭＳ電流に対するピーク電流の比を定義
される）は約１．４１であった。

ランプメーカーは高周波で作動するランプを設計してい
たので、ランプ電流の波高率を所望範囲内に維持しなけ
ればならないことは明らかとなった。ランプ電流の加熱
効果は陰極がＲＭＳ電流の１．７倍の熱電子を放出でき
る点までランプ（けい光灯中の）の陰極を加熱するのに
充分であると考えられる。１．７の波高率を超える回路
は必ず陰極の熱電子放出能力を超えるので、この結果陰
極材料のスパッタリングが生じ、ランプの寿命が短くな
る。

従ってけい光灯を高周波附勢する上で好ましい波高率を
得るための条件は、バラストが商業的に認められる上で
の重要な基準となっている。ライン電圧をフィルターに
かけるため大きなインダクタとコンデンサを使用するだ
けで、所望の波高率が得られるが、より高い周波数で作
動しているにもかかわらずこれら部品の電力条件のため
、これら部品は高価になり、かつ多少大きくなる。

従って本発明の好ましい実施態様は、ランプ電流を検出
するための磁気部品を必要とせず、かつ他の固体バラス
ト回路の好ましい特性の多くを有する比較的簡単で安価
な回路によってランプ電流用の所望の波高率を得るガス
放電ランプ用高周波インバータバラストに関する。

主皿至黴叉 本発明は導通時にパワートランスの１次巻線に電流を流
すよう継続的にかつ双互に排他的に作動される第１およ
び第２のパワースイッチを使用する。パワートランスの
２次巻線にはランプ回路が接続される。パワースイッチ
を流れる電流を検出し、検出された電流が所定値に達し
たとき、導通状態のスイッチをターンオフし、その後、
相補的パワースイッチをターンオンし、パワートランス
の２次巻線に逆極性の電流を流すことにより、１次巻線
内の電流を制御する。ここでこのような制御を「電流モ
ード」の作動または調節と称す。後に示すように種々の
回路で電流モードの調節を使用できるが、主な利点はト
ランスの１次電流（および従って２次電流も同様）のピ
ーク値を実質的に一定に維持できることである。

インバータ回路用のＢ゛電圧全波整流される従来の６０
Ｈｚの電源および全波整流された電圧がゼロまで低下す
る期間中最低電圧を供給する補充電源から得られる。補
充電力は電圧のピーク中に充電されるコンデンサから供
給される。

好ましい実施態様では、パワースイッチはプッシュプル
回路の配列に接続され、電流モード調節により作動され
る。Ｂ゛電圧増加するとき、パワースイッチの作動周波
数（および従ってランプ電流の周波数）も増加する。こ
れに対応してＢ＋電圧が低くなると、作動周波数も低下
する。しかしながらスイッチを流れる最大電流は一定の
ままである。

負荷回路は、周波数と共にそのインピーダンスが増加す
るよう設計されている。Ｂ″電圧がより高い値にあると
き、作動周波数も高くなり、負荷インピーダンスはより
高い周波数で大きくなる。

これと逆に、電源電圧が低い値になると、インバータの
作動周波数も低くなり、負荷インピーダンスも低（なる
、このことは、Ｂ″電圧がそのピーク値から補充電圧の
値（ピーク電圧の半分）までかなり変化してもランプ電
流を等しくし、かつ負荷電流のピーク値を実質的に一定
値に維持すると言う効果を生じさせる。よってランプ電
流用の好ましい波高率が得られる。

本発明の別の特徴は、補充電源へ充電するためＢ゛電源
ら電力を取り出すので、主要電源からエネルギーを抜き
取り、これを補充電源へ蓄積する期間中実際のランプ電
流を減少しないようパワースイッチを流れる電流を増加
する信号が発生される回路を設けたことである。

何らかの理由により正常な作動が中断された場合、最低
周波数の発振器が作動し、バワース°イッチを最低周波
数（これもＢ″電圧の大きさの関数であることが好まし
い）でドライブするよう回路内にも最低周波数発振器が
設けられる。この最低周波数発振器は正常作動の各半サ
イクル中にリセットされ、インバータスイッチの作動と
再同期されるので、正常な作動中はインバータスイッチ
をドライブしない。

パワースイッチがブリッジの対角線に接続されたパワー
トランスの１次巻線と半ブリッジ回路状に接続された別
の実施態様も開示される。このような構成は、低い電圧
定格のパワースイ・ノチの使用を可能とするので、全体
のコストを低減できる。

図面を添附した好ましい実施態様の次の詳細な説明を当
業者が読めば、本発明の上記以外の特徴および利点が明
らかとなろう。色々な図面内の同じ参照番号は同一部品
を示す。

註皿刈■所 最初に第１図を参照するが、個々の回路の部品について
詳細に説明する前に、基本的構成部品およびそれらの作
動の全体の説明をする。入力電圧は、従来の電源、例え
ば、６０Ｈｚ、１１５Ｖまたは２２０Ｖの電力ラインか
ら取られ、入力端子ｌＯへ給電される。入力電力は、全
体が番号１２で表示された全波整流ブリッジ回路へ供給
され、整流ブリッジ回路の出力は全体が番号１５で表示
されたパワートランスの入力端子１３へ供給される。端
子１３は図示するように番号１６および１７でそれぞれ
示された第１の１次巻線および第２の１次巻線の中心タ
ップである。

端子１３へ送られる電圧（Ｂ”すなわち電源電圧と称さ
れる）が全波整流された正弦波電圧であるとすれば、端
子１３の電圧は最大値すなわちピーク値からゼロまで変
化し、次に同一極性でピーク値へ戻ることになる。電圧
がゼロに低下すること（このことは、入力電圧が最低の
作動スレッショルド値より低くなる期間中ランプが附勢
されないことを意味）を防止するため参照番号２０で全
体が表示された補充電源がＢ″電圧のピーク中に電力を
貯え、電圧がＢ＋電源の所定値より低く低下した期間中
パワートランス１５の端子１３にライン２１を通して電
力を結合する。これらの期間は、ピーク間の（ｉｎｔｅ
ｒ−ｃｕｓｐ）期間と称されることが時々ある。

従って、端子１３のＢ″電圧は、所定の固定された最低
レベルより低下しない全波整流された正弦波状電圧とな
る。この最低レベルはピーク電圧のほぼ半分であること
が好ましく、第２図にてＬ−１として全体が参照番号２
５で表示された理想形として示されている。

第１図に戻ると、全体が２８で示される電力インバータ
回路は、第１半導体スイッチ３０および第２半導体スイ
ッチ３１を含み、これらスイッチは図示するようゼネラ
ルエレクトリックカンパニーまたはアール・シー・エイ
・インコーホレイティラドＩＲＦ７０の名称で市販され
ているようなＮチャンネルのエンハンスメント形のＭＯ
ＳＦＥＴでよい。これらパワースイッチは、ゲート入力
リード線に正レベルの電圧が加えられるときターンオン
される（すなわち導通状態に切換えられる）。この正レ
ベルを取除かれると、関連するパワースイッチはオンオ
フされる（すわなち非導通状態にされる）。

パワースイッチ３０．３１（時々インバータスイッチと
称される）は直列接続された１次巻線１６．１７と直列
に接続されている。パワースイッチ３０．３１の間の接
続点は番号３２で表示され、電流検出抵抗器３３を通し
てアースされている。

パワートランスは、２次巻線３４を含み、この２次巻線
は、ランプ回路３５へ結合され、ランプ回路は３６で示
されるけい光灯のような少なくとも一つのガス放電ラン
プを含む。本例では、ランプ回路内に第２ランプ３７が
含まれている。当業者が一旦理解すれば、図示した回路
は、他のランプ回路すなわち別のガス放電ランプ、例え
ばいわゆる高輝度放電（ＨＩ　Ｄ）ランプを附勢し、か
つ作動させるのに使用できることが容易に判るであろう
。

ランプ回路３５には、受動リアクタンス素子も含まれて
いる。本例では、ランプ３６．３７を流れる電流がイン
ダクタ３８も流れるようインダクタ３８　（これはパワ
ートランスの漏洩インダクタンスでよい）がランプおよ
びトランスの２次巻線と直列に接続されるよう略図で示
されいる。全体が参照番号４０で示された論理回路は、
電流モード制御でパワースイッチ３０のステートを制御
し、更に適当なターンオン電圧およびパワースイッチの
ための制御電圧を印加するタイミングシーケンスも発生
する。

第１コンパレータ回路４２は、所定時間に導通状態にな
っているパワースイッチ３０．３１のいずれかを流れる
電流を表示する信号である接続点３２の電圧を検出する
。コンパレータ４２は、負の、すなわち反転入力リード
線上の信号を検出し、この信号を固定基準電圧Ｖ　ＳＴ
、　Ｉ４　　（セフトポイン）　（ｓｅｔ　ｐａｉｎｔ
　）電圧を表示する）と比較し、検出された「電流」信
号（実際には電流を表わす電圧）がセットポイント電圧
により決定される所定値に達すると出力信号を発生する
。

論理回路４０は、フリップフロップ回路４３を含み、こ
の回路は、クロック人力Ｃに正に移行する信号が現われ
るたびにその出力ステートを変える。このフリップフロ
ップ４３の出力信号は、インバータパワースイッチ３０
，３１が所定時間に一方の半導体スイッチのみが導通ず
るプッシュプル状に作動するようこれらインバータパワ
ースイッチ３０．３１を相互に排他的な時間にこれらイ
ンバータパワースイッチ３０．３１をオン・オフするた
め後に述べるゲート回路を通して送られる。

次にこのシステムの基本的特徴すなわち、ランプ電流を
調節しながら６０Ｈｚのライン電源を使用してランプを
中断することなく高周波の附勢をすることを説明するた
め上記回路の作動を面単に説明する。ランプ電流が一部
ピーク値の純粋な正弦波であれば、約１．４１の波高率
が得られる。

電源ライン１０に接続された入力ライン電圧から低周波
の電源電圧が得られ、この電圧はブリッジ回路１２によ
り整流される。この整流された電圧は、パワートランス
の１次巻線１５の入力端子１３へ送られる。上述のよう
に、ブリッジ整流回路１２の出力端から接続点１３に生
じる電圧は、全波整流電圧であるが、この電圧はトラン
ス１５の巻線１９から結合され後に説明するコンデンサ
にエネルギーを蓄積する補充電源２０から給電される電
力により変えられている。コンデンサに蓄積されたエネ
ルギーは、ブリッジ回路１２の出力電圧が所定のレベル
より低下した期間中パワートランスの接続点１３に戻さ
れる。第２図のラインＬ−１を参照すると、実線２５は
、接続点１３に生じるＢ°雷電圧示す。Ｂ°雷電圧各サ
イクルは、４４ａで示されるような正弦波形の一部から
成り、この波形はピークまで増加し、その後水平線４４
ｂにより示される固定された直流の最小レベルまで低下
する。正弦波の電圧が正弦波入力電圧のピーク間の点線
で示されるようにゼロボルトまで通常低下するピーク間
の期間中は、補充電源２０がインバータの作動を持続す
るためＤＣレベルを供給する。

作動を定常状態中のものであるとし、−時的に上記入力
電圧の大きさの変動効果を無視し、パワースイッチ３０
がターンオンされているとする。

電流は、トランス１５の１次巻線１７、パワースイッチ
３０およびアースのための電流検出抵抗器３３を通って
矢印■１の方向に流れる。

このとき、パワースイッチ３１は非導通であり、ランプ
負荷回路を附勢するための電圧がパワートランスの２次
巻線３４に生じる。電流１１は、回路内の誘導リアクタ
ンスのためほぼリニアに増加し、よってこれと共に接続
点３２の電圧が増加し、この電圧はパワースイッチ３０
を流れる電流を表示する。更にこの電圧は、当業者であ
れば理解出来るようにランプ回路を流れる電流も表示す
る。

接続点３２の電圧は、コンパレータ４２の負の（すなわ
ち反転）入力端へ結合される。この信号がコンパレータ
の正の（非反転）入力端へ加えられているセットポイン
ト電圧Ｖ　、Ｔ、　、アを越えると、コンパレータ４２
はステートを切換える０次に出力信号は、論理回路４０
へ送られ、フリップフロツブ回路４３にその出力ステー
トを変えさせるので、パワースイッチ３０をオフにし、
その極く短い期間後にパワースイッチ３１をオンにし、
第１図の矢印■２で示すようにパワートランスの１次巻
線１６に類似の電流を流す。

Ｂ゛電圧大きさの変動効果を説明するため、第３図につ
いて説明する。検出抵抗３３中の電流は、指数関数的な
増加の初期の部分で増加するので、この電流増加は実質
的にリニアであると考えることができる。電圧（または
電流が）一つのレベル（例えば第３図中のレベルＶｔ）
まで上昇する場合電圧は第３図中の４６で示すような直
線となる。しかしながら電圧が第２のより高いレベル、
例えば第３図中の■２で表示されるレベルに向って上昇
する場合、電圧は直線４７で示されるよう増加する。電
圧４６．４７の各々がレベルｖ１およびＶｔよりも低い
固定レベルｖ０で終了するとすれば、電圧４６は時間ｔ
、でレベルＶｏに達するが、電圧４７は、時間ｔ、より
も早い時間ｔ４でレベル■ｏに達する。従って、入力接
続点１３における瞬間電圧が大きくなると、この結果生
じる電流の傾き（■１または■２のいずれか）が増加し
、接続点３２における電圧はより速（上昇する。これに
対応して接続点１３におけるＢ４電圧の大きさが低下す
るとき、接続点３２の電圧はこれに対応して増加時間が
遅くなり、若干長い時間をかけて固定電圧に達する。従
って、Ｂ゛電圧増加すると、インバータ電流の周波数は
、増加し、Ｂ″電圧低下すると、インバータ電流の周波
数は減少する。しかしながらインバータのスイッチは、
電流モード制御で制御されているので、インバータ電流
の周波数がＢ゛電圧大きさと共に単調に増加してもイン
バータ電流のピーク値は、−定になり、よって調節され
る。

従ってこれまで説明した回路が作動する間、例えば第２
図のラインＬ−１内の時間１＋　　（正弦波入力電圧の
ピークに対応）において人力接続点１３の電圧が比較的
高ければ、接続点３２の電圧はより急速にレベルｖ　Ｓ
Ｔ、　ｐｔに向って上昇し、コンパレータ４２は入力電
圧が第２図のラインＬ−１上の時間ｔ２におけるように
低（なっているときよりも急速にステートを変える。同
じように電圧３２がレベルＶ　３Ｔ、　Ｐアまで上昇す
るのに要する時間は、人力接続点１３における電圧が第
２図のラインＬ−１のｔ３におけるように補助電源２０
のみから得ているときよりも長くなる。しかしながら、
いずれのケースでも、導通するスイッチを流れる電流が
■、ア、、７によって示される所定値に達するときパワ
ースイッチは、ステートを反転する。

次に第２図のラインＬ−３を参照すると、それぞれ４８
．４９および５０で示される３組のランプ波形が示され
ている。これらランプ波形は第２図のラインＬ−１上の
時間１．．１．およびｔ３における接続点３２における
電圧を理想的形態で示すものである。ランプ４８．４９
および５０の組の各々の第１ランプ（傾斜）は、パワー
スイッチ３０が導通しているときの接続点３２における
電圧を示し、各組の次のランプはパワースイッチ３１が
導通しているときの対応する電圧を示す。

第２図のラインＬ−２にこの結果生じるパワートランス
の２次巻線上の電圧波形が示される。この波形も、慣用
される正確な周波数または電圧を正しく表わすよりもむ
しろ実施される原理を説明するため理想的な形態で描い
たものである。

要約すれば、電流電圧が比較的高く、パワートランス１
５の１次巻線（および従って２次巻線）中の電流周波数
も比較的高くなり、入力電源電圧が比較的低いと、負荷
電流の周波数は比較的低くなる。他方、負荷電流の周波
数が高くなると、インダクタ３８のインピーダンスも比
例して大きくなり、ランプ電流の周波数が比較的低いと
、これに対応してインダクタ３８により得られるインピ
ーダンスも低くなる。従って、全体の効果は、ランプ電
流のピーク値を実質的に一定に維持することとなる。

第２図のラインＬ−４に示すようにこの結果生じる負荷
電流は、負荷電流の周波数が時間ｔ３中の最低周波数か
らＢ゛電圧最大となる時間ｔ１における最低周波数のほ
ぼ２倍まで変動してもピーク値が実質的に一定となる。

しかしながらいずれのケースでも、ランプの励振周波数
は、３０Ｋ）Ｌｚ〜７５ＫＨｚのレンジ内に入るので、
高周波励振の利点が得られるが、ランプ電流の波高率は
後により完全に述べるように所望レンジ内に維持される
。

更にトランス１５の２次巻線中のランプ電流を検出（こ
れは電流トランスのような誘導センサを必要とする）す
ることなく、電流調節および改善された波高率が得られ
るので、大きさ、コストおよび品質保証制約を最小とす
る。パワートランスの２次巻線中で電流を検出する場合
必要となるような特殊な磁気回路素子を必要としない信
頼性のある安価な回路装置を備えた複雑でない電流モー
ドのプッシュプルインバータ回路でこれら特徴が得られ
る。

次に第１図に示した回路についてより詳細に説明する。

入力部分は、システム保護のためライン１０の一方に設
けられたフユーズ５２と、入力電圧の過渡変化から保護
するための金属酸化物バリスタ（ＭＯＶ）過電圧保護装
置５３と、各入力ラインに設けられた直列インダクタＬ
１およびＬ２およびシャントコンデンサＣ１およびＣ２
を含む電磁妨害フィルタ回路５４と、先に述べたブリッ
ジ整流回路１２を含む。フィルタ回路は、回路内で生じ
たｉ！磁妨害が電力ラインに結合するのを防止するだけ
でなく、入力電力ライン上での高周波の過渡現象からイ
ンバータスイッチを分離する。

ブリッジ回路１２の出力とアースとの間には高周波バイ
パスコンデンサ５５も接続されている。

ブリッジ回路１２から抵抗器５６を通してツェナーダイ
オード５７までで論理回路用の低電圧が発生される。ダ
イオード５７の両端にはフィルタコンデンサ５８および
高周波バイパスコンデンサ５９が接続されており、この
低電圧はＶＣＣと表示される。この論理回路電源用の電
圧ｖｅｃは、ブリッジ回路１２の出力電圧よりも低い。

この電圧差は、作動効率を大幅に低下することなくかつ
よりコスト高となる部品を必要とすることなく図示した
実施態様中に直列抵抗器（すなわち抵抗器５６）の両端
に生じる電圧降下により経済的に得ることができる。こ
の理由は、電流モード制御のプッシュプル回路内にパワ
ースイッチを設けると、論理回路が小さくてすみ、よっ
て他の多くの設計態様よりも電力が少なくてよいからで
ある。

次にすでにほとんどの部分を説明したパワーインバータ
回路２８について説明する。しかしながらパワースイッ
チ３０．３１の各々は、装置を高周波の過渡信号から保
護するための電源端子の両端に接続された「抑制」回路
６０を有する。

次に補助電源を説明すると、トランス１５の巻＊１５は
、電源ライン１０から送られる電力を第２ブリッジ整流
回路６１へ結合し、回路６１の出力は充電用コンデンサ
６２に接続されている。ブリッジ回路６１の他方の出力
端子は、抵抗器６３を介してアースされ、充電用コンデ
ンサ６２の両端には高周波バイパスコンデンサ６４が接
続されている。ダイオード６５は、パワートランスの入
力端子１３へ補助電源を結合する。

先に述べた接続点３２からコンパレータ４２への入力信
号は、抵抗器６７を介して結合され、コンパレータ４２
の負の入力端子とアースとの間にコンデンサ６８が接続
され、このコンデンサは高周波シャントとして働く。コ
ンパレータの負の入力端子へは、抵抗器６９を介する接
続点１３の電源電圧および抵抗器７０を介する抵抗器６
３の両端に生じる信号からの別の信号が結合する。これ
ら２つの信号の機能は、後述する。

次に論理回路４０を説明すると、フリップフロップ４３
は、Ｄと表示されたデータ入力端およびＣと表示された
クロック入力端を有するＤタイプのフリップフロップで
ある。

フリップフロップ４３のＱ出力端は、ＮＡＮＤゲート７
２およびインバータ７３を介してパワースイッチ３０の
ゲート入力に結合され、フリップフロップ４３のｉ出力
端は、ＮＡＮＤゲート７４およびインバータ７５を介し
てパワースイッチ３１のゲート入力端に結合されている
。フリップフロップ４３の頁出力端は、データ入力端り
にも接続されている。コンパレータ４２の出力端はイン
バータ７６を介してフリップフロップ４３のクロック入
力端Ｃに接続されている。

次に第１図の上部の左側部分について説明すると、初期
化（すなわち始動）回路８０は、入力電力を検出し、例
えば始動中に入力電圧レベルが所定のスレッショルド値
に達するまで論理回路４０の作動を禁止する。この回路
はコンパレータ８１を含み、このコンパレータは、低電
源ＶＣＣとアースの間に接続された抵抗器８２．８３を
含む分圧回路に接続された正の（非反転）入力端を有す
る。

コンパレータ８１の出力は、ダイオード８４を介して接
続点８５に接続されており、この接続点は上記インバー
タ７６への入力端となっている。電源ＶＣＣと接続点８
５との間には、抵抗器８６が接続されており、低電圧電
源とコンパレータ８１の出力端との間には、抵抗器８７
が接続され、コンパレータ８１の正の入力端と出力端と
の間に抵抗器８８が接続されている。抵抗器８７．８８
は、コンパレータ８１が一旦スイツチングされると、容
易に理解されるように入力電圧が低下しなければスイッ
チングされたままになるようコンパレータ８１の入力端
に正帰還をかけている。始動回路のこのヒステリシス効
果は、電源電圧が作動用スレッショルド値を通過すると
きの論理イネーブル回路の好ましくないスイッチングを
防止する。

低電圧電源とツェナーダイオード９１との間には抵抗器
９０が接続されている。ダイオード９１の両端に生じる
電圧は、コンパレータ８１の負の入力端へ直接結合され
ている。

初期化回路８０の機能は、回路が最初に附勢されて低電
圧電源が安定化されるまでのパワースイッチの作動を禁
止することにある。抵抗器８２および８３は、分圧ネッ
トワークを形成し、この分圧ネットワークは、ダイオー
ド９１が導通し、ｖｃ、がほぼ所望の値に達するまで設
計により生じないようになっているコンパレータ８１の
非反転入力端の電圧をダイオード９１がクランプするま
で、コンパレータ８１の非反転入力端へ送られる電圧が
ダイオード９１０両端の基準電圧より低くなるよう設計
されている。この初期化の期間中コンパレータ８１の出
力端は、アースにクランプされるので、接続点８５にお
ける電圧をダイオード８４を介して低レベルに保持する
。接続点８５は、ＮＡＮＤゲート７２．７４の入力端に
も接続され、「イネーブル」信号としても働く。コンパ
レータ８１の出力が比較的低いとき、パワースイッチが
導通しないようゲート７２．７４はディスエーブルとな
る。パワースイッチを導通させるには、パワースイッチ
のゲートリードに正の、すなわち比較的大きな信号が必
要である。

最低周波数発振器９５は、通常の作動レンジより低い周
波数に固定されており、プッシュプルインバータの作動
周波数が設計レンジより低下したり、共に作動を停止し
なければ、回路の作動に影響しないが、かかる場合、最
低周波数発振器は、好ましくは入力電源電圧Ｂ°の大き
さと共に変化する最低周波数でインバータを作動するよ
う働く。

この最低周波数発振器９５は、コンデンサ９６を有し、
このコンデンサの一端子はアースされ、他方の端子は逆
極性のダイオード９９を通して低電圧電源に接続され、
このコンデンサは抵抗器１００を介してＢ４電圧にも接
続されている。コンデンサ９６の正の端子は、抵抗器１
０１を介してコンパレータ回路１０２の出力端にも接続
されている。コンパレータ回路１０３は、（コンパレー
タ１０２の負の入力端と同じように）ダイオード９１の
両端に発生する前記基準電圧に接続された正の入力端を
有する。コンパレータ１０３の負の入力端は、コンデン
サ°９６の正の端子に接続されている。

コンパレータ１０２の正の入力端は、インバータ１０５
を通して前記インバータ７６の出力端に接続されている
。

コンデンサ１０８の両端には、セントポイント電圧Ｖ　
ＳＴ、　Ｐ？が発生され、コンデンサの正の端子ポテン
ショメータ１０９の可動アームに接続されている。ツェ
ナーダイオード９１の両端に生じる基準電圧に対して固
定抵抗器１１０とボテンシ目メータ１０９の固定抵抗器
が直列に接続されている。先に述べたように、このセッ
トポイント電圧は一コンパレータ４２の正の入力端に印
加される。

先に述べたように最低周波数発振器９５はコンパレータ
４２がフリップフロップ４３をトリガーしない場合、最
低周波数発振器９５がこの機能を奏するようインバータ
（すなわちパワースイッチ３０．３１）のための最低ス
イッチング周波数を定めるよう上記のようにしないで、
パワースイッチ３０．３１の一方を無期限にオンのまま
にしておき、パワートランスを飽和させて回路の通常の
作動を停止させることもできる。

ゲート７２．７４がコンパレータ８１の出力によりイネ
ーブルされるよう、ターンオンの後の初期の増加期間の
後に低電圧電源が一旦安定化すれば回路の通常の作動は
次のように進む。パワースイッチ３０が導通状Ｂ（ステ
ート）に切り換わっているとすると、接続点３２におけ
る電圧は抵抗器３３を電流が流れるにつれて増加する。

この電圧信号は抵抗器６７を通してコンパレータ４２の
負の入力端に印加され、コンパレータ４２の正の入力は
固定されたセットポイント電圧が印加されている。コン
パレータ４２の負の入力端に生じる増加電圧がセントポ
イント電圧を超えるとコンパレータ４２の出力は比較的
低い電圧に切り換えられる。この比較的低い低電圧は直
接ゲート７２．７４へ印加されるので、これらゲートを
短時間の間ディスエーブルするので、フリップフロップ
４３がそのステートを切り換えることができ、パワース
イッチ３０を流れる電流がゼロに戻ることができる（こ
のことは瞬間的に生じるわけではない）。

パワースイッチ３０　（すでにオフになっている）を通
って流れる電流がゼロレベルに戻るとき、およびゼロレ
ベルに戻りかつフリップフロップ４３の出力ステートが
変わった後でコンパレータ４２の出力は正となる。この
理由は電流がスイッチ３０を流れなくなるので端子３２
の電圧がセットポイント電圧よりも低下するからである
。このことによってゲート７２．７４は再度イネーブル
されるが、フリップフロップ４３からの信号入力は先の
半サイクルでパワースイッチ３０が導通状態になり、ゲ
ート７２．７４が再度イネーブルされたとき、パワース
イッチ３１がターンオンされるようこれらの相補的ステ
ートとなっている。

第４図に理想化された形態で示すように、コンパレータ
４２の負の（反転）入力端における電圧はランプ電圧１
０７によって表示される。この電圧がセントポイント電
圧を超えるとコンパレータ４２の出力は比較的低くなり
、よってスイッチ７２．７４をディスエーブルし、第４
図の時間ｔ、にてパワースイッチ３０をターンオフする
。

スイッチを流れる電流は部分１０８によって表示される
ように、ゼロまで低下するのに、ある時間がかかるが、
ライン１０７および１０８は必ずしも同じ時間の大きさ
に描かれているわけではない。

ゲート７２．７４をディスエーブルするコンパレータ４
２の同じ出力信号はインバータ７６により反転され、フ
リップフロップ４３のクロック入力端Ｃに印加され、て
出力端がフリップフロップのデータ入力端りに接続され
ているのでフリップフロップ４３の出力のステートを変
える。フリップフロップの出力端上のスイッチング信号
が直接パワースイッチへ印加されないようフリップフロ
ップ４３がそのステートを変える前にゲート７２．７４
はディスエーブルされる。

これと同時にインバータ７６の出力信号はインバータ１
０５を通して送られ、インバータ１０５の出力信号はコ
ンパレータ１０２を低出力レベルへ切換え、よってコン
デンサ９６を急速に放電させる低インピーダンス回路を
形成する負のパルスとなっている。この出力信号は最低
周波数発振器のタイミングをリセットし、通常の作動条
件下で最低周波数発振器をインバータスイッチのスイッ
チングに同期させる。

接続点３２における電圧が最低周波数発振器９５の設定
期間内にセントポイント電圧まで上昇しない場合でも、
最低周波数発振器は次のように最低周波数における作動
を持続する。コンパレータ１０２が比較的低い電圧出力
から比較的高い電圧出力までステートを変えるとき、コ
ンパレータの出力が比較的高いインピーダンスになり、
コンデンサ９６を充電する大きな要因とならないよう、
コンパレータの出力はフローティング状態になる。

むしろコンデンサ９６は（抵抗器１００を通して）Ｂ゛
電源電圧の大きさに応じて充電される。従って、コンデ
ンサ９６の電圧がツェナーダイオード９１の両端の基準
電圧を超えるとき、コンパレータ１０３はその出力を比
較的高い電圧レベルから低い電圧レベルまで変えるので
ゲート７２．７４をディスエーブルし、インバータ７６
を介してフリップフロップ４３のクロック入力をトリガ
ーし、コンパレータ１０２の出力を低くする。これによ
ってコンデンサ９６は放電し、このためコンパレータ１
０３の出力が比較的高い電圧レベルとなるよう、コンパ
レータ１０３のステートを再度変える。上記のように接
続点８５の信号が正になるとゲート７２．７４は再びイ
ネーブルされるが、フリップフロップ４３のステートは
変化しているので相補的パワースイッチ（３０，３１）
はこの半サイクルで導通ずる。

コンデンサ９６の充電のタイミングは、主としてこのコ
ンデンサの値、抵抗器１００の値およびＢ゛電圧大きさ
に依存する。最低周波数発振器（この発振器はＢ゛電圧
値により生じる充電タイマーコンデンサ９６への影響の
ため固定周波数発振器でないことが判る）の最低作動周
波数は、正常な作動中はインバータの最低作動周波数よ
りも低くなるよう設計されている。これによりインパー
クは最低周波数発振器のもとでなく正常な作動のために
設計されているように作動することが保証される。正常
な作動中にコンパレータ４２の出力が低くなると（導通
状態のスイッチ中の電流が所定ピーク値に達したことを
表示する）、ゲート７２．７４は上記のようにディスエ
ーブルされ、フリップフロップ４３がクロック化され、
同一信号がインバータ１０５を通して送られるので、コ
ンパレータ１０２のステートを変化させかつコンパレー
タの出力端をアースさせ、よってコンデンサ９６を放電
させ、最低周波数発振器のタイムベースをリセットする
。従って、最低周波数発振器は、半サイクルごとにパワ
ースイッチのオンへのスイッチングに自動的に同期化さ
れる。最低周波数発振器は、電流検出抵抗器３３内の電
流の後に限り休止し、接続点３２の電圧は、コンデンサ
９６がコンパレータ１０３の正の入力端上の基準電圧ま
で充電されるのに要する時間よりも長い期間中にセット
ポイント電圧を越えることはない。

Ｂ゛電圧比較的高ければ、接続点３２の電圧がセントポ
イント電圧に達するのに要する時間もそれに対応して短
くなる。同じように最低周波数発振器９５の期間はそれ
に対応して短くなり、作動周波数も高くなる。その理由
は、Ｂ゛電圧比較的高い場合、タイミングコンデンサ９
６を充電するための抵抗器１００を通る充電電流もそれ
に対応して大きくなり、コンデンサがコンパレータ１０
３の正の入力端上の基準電圧まで充電されるのに要する
時間が短（なるからである。

従って、最低周波数発振器のベース周波数すなわちセン
ト周波数は、Ｂ゛電圧増減するにつれを増減する。当業
者であれば、最低周波数発振器９５のベース周波数をＢ
゛電圧値と共に変化させると、パワートランスの大きさ
が小さく出来ることを理解するであろう。大きさが小さ
くなれば、コストも少なくなる。

パワースイッチがターンオフされるときには、すなわち
電圧がスイッチングレベルまで達する時間と、信号がコ
ンパレータを通って伝わり、スイッチを流れる電流を停
止させるまでの時間との間には短い遅延時間がある。こ
のことは、遮断時に流れている電流が所望の電流レベル
より高（なるよう３２におけるスイッチングレベルに達
した後にスイッチを流れる電流にわずかなオーバーシュ
ートを生じさせる。スイッチを流れる電流の立上りレー
トは印加電圧（すなわちＢ＋電圧）に応じて決まるので
、このオーバーシュートも印加電圧に応じて決まる。換
言すれば、Ｂ°電圧が補助電圧レベルにあるときよりも
ピーク値にあるときのほうがオーバーシュートが大きく
なる。この効果を少なくとも部分的に補償するため、Ｂ
゛電圧端子１３とコンパレータ４２の反転入力端との間
に抵抗器６９が接続されている。Ｂ゛電圧大きくなるに
つれて、抵抗器６９により大きい電流が流れ、コンパレ
ータ４２は、抵抗器６９を設けない場合よりも早期にス
テートを変えるので、上記オーバーシュート電流が補償
される。

抵抗器７０およびそれに関連する回路は、更に別の効果
も補償する。ピークの間の期間中補助電圧用の電力を蓄
積する充電コンデンサ６２は、Ｂ＋電圧がピーク近くに
なるときに限りブリッジ回路６１により充電され、この
期間電源から引き出されるエネルギーはランプ回路に利
用されるエネルギーを少なくする。負荷電流は一定にす
ることが望まれており、いくらかの入力電力が上記のよ
うに補助電源に分けられので、コンデンサ６２が充電さ
れている間抵抗器６３の両端に信号を発生する。この信
号は、抵抗器７０を流れる若干の電流を引き寄せる負の
信号であり、コンパレータ４２の反転入力端への入力信
号が切換わる前に抵抗器３３を流れる電流を若干高い値
まで大きくする。電源の電圧のピーク間の期間中に使用
するため充電コンデンサ６２にエネルギーを蓄積し、よ
ってＢ１電圧の大きさに応じてパワースイッチの「オン
」時間を長くすることにより補助コンデンサ６２を充電
するための基本電源電圧の電圧ピーク中のパワー流出効
果を部分的に補償するため別の電力が供給される。

第１図ではインダクタ３８は、別の構成部品として示さ
れている。しかしながらこのインダクタは、パワートラ
ンス１５の磁気構造中に組込むことが好ましい。別個の
部品を含めるかまたはより高い周波数で所望のより高い
インピーダンスを有するようにトランス１５を設計する
かのいずれの場合でも、全体の効果は、インバータの作
動周波数が高くなるにつれて、パワースイッチが受ける
インピーダンスも増加し、ランプの負荷電流は実質的に
一定に維持される。例えば、下記の作動周波数のレンジ
で、インダクタ３８をパワートランス１５の漏洩インピ
ーダンスとして設計すると、このインダクタは約４ｍ）
Ｉでよい。

更に説明すれば、下記の表Ａに示される部品を用い、ラ
ンプ回路中で２つの３４ワツトランプを用いると、正常
な条件下（すなわち最低周波数発振器を使用しない場合
）のパワーインバータの作動周波数は、３０ＫＨｚから
７５ＫＨｚまで変わり、約１．６の波高率が得られる。

下記の表Ｂに示される部品を用いると、最低周波数発振
器は約２３ＫＨｚから４０ＫＨｚまでの周波数レンジで
作動する。

抵抗器３３　　　　　０．５オーム ダイオード９１　　　４．７ボルト（ブレークダウン） 抵抗器６３　　　　　１．０オーム 抵抗器７０　　　　　３．３キロオーム抵抗器３２　　
　　　１．０キロオーム抵抗器６９　　　　　３３０キ
ロオームｌ−見 ＬＵＬ　　　　　　　　　孟 ダイオード９１　　４．７ボルト（ブレークダウン） ダイオード５７　１２ボルト（ＶＣＣ）抵抗器１００　
　　３３０キロオーム コンデンサ９６　　０．００１マイクロファラッド当業
者であれば、第１図に示した実施態様の特定の態様に関
連した上記特徴および利点の他に、トランスの２次巻線
内に設けた負荷回路と異なり、トランスの１次巻線に接
続された回路中のインバータ電流を測定することは、２
次巻線中の電流トランスまたは負荷回路を不要にするの
で、コストを更に低下することを理解出来るであろう。

次に第５図を参照すると、この図には、上記のような電
流モード調節をするが、上記の第１図に示したプッシュ
プル装置と異なる半ブリッジ回路内にパワートランスお
よびスイッチを含む本発明の別の実施態様が示されてい
る。この半ブリツジ回路は、電流を検出しかつパワース
イッチをドライブするためのアイソレート用トランスを
有し、これら部品はコストを増加している。この半ブリ
ッジ回路も大容量の低電圧用（すなわち論理用）電源を
必要とする。他方、この半ブリッジ回路は、現在安価で
ある低電圧高電流定格のパワーＭＯＳＦＥＴスイッチの
使用を可能とする。従って、半ブリツジ回路は、例えば
２７７ボルトのライン電圧で使用できる。

第５図の半ブリツジ回路では、第１図の実施態様に関連
して説明したような全波整流器および補助電源によりＢ
＋電圧が得られる。第５図中の対応する素子は、第１図
中の同じ参照番号に「Ａ」を付けて表示しである。従っ
て、ＭＯ５ＦＥＴパワースイッチは、３０Ａおよび３１
Ａと表示され、Ｂ＋電源の両端に直列に接続されている
。Ｂ゛電源両端には、コンデンサ２２０および２２１も
直列に接続され、パワートランス２２３の１次巻線２２
２はブリッジ回路の対角分枝を形成する。パワートラン
スの２次巻線２２４には、ランプ負荷回路　３５Ａが接
続されている。第５図には示されていないが、パワート
ランス２２３は、第１図中に２３８で表示される漏洩イ
ンダクタンスと同じような漏洩インダクタンスを有し、
同じような機能を奏する。

第５図の実施態様では、導通しているパワースイッチを
流れる電流は、２次巻線２２２と直列に接続された１次
巻線を有する電流トランス２２６により検出される。こ
れとは異なり、パワートランスの２次巻線に電流トラン
スを設けてもよい。

電流トランス２２６の出力信号は、論理回路１４０の入
力端へ送られる。この論理回路は、電流トランス２２６
の出力の絶対値に応答（極性に応答しない）ことを除け
ば、先に述べた論理回路４０と実質的に同じにできる。

特に、電流トランスの出力端２２６　（これは、入力信
号の絶対値を表示する信号を発生し、人力信号の極性に
応答しない）は、ダイオードブリッジを通して、第１図
の抵抗器７０とコンデンサ６８の接続点（これはコンパ
レータ４２の非反転入力端と同じである）へ結合できる
。本例において、インバータ回路７３．７５のインバー
タドライブ信号は、ドライブトランス２２９の１次巻ｖ
Ａ２２８へ結合され、トランス２２９は、パワースイッ
チ３０Ａ、３０Ｂのゲート回路にそれぞれ接続された２
つの２次巻線２３０および　２３１を有する。第１図の
実施態様の抵抗器６７は、省略されている。ドライブト
ランス２２９は所定時間にスイッチの一方のみを導通さ
せるような極性に配置された２次巻線を有する。例えば
、スイッチ３０Ａが導通すると、Ｂ゛電源陽極端子から
ＭＯＳＦＥＴ　３０　Ａ、電流トランスの１次巻線、パ
ワートランスの１次巻線２２２　（プラスからマイナス
端子へ）およびコンデンサ２２１を通って、Ｂ゛電源負
の端子へ電流が流れる。電流トランスによって検出され
る電流値が、プリセット値に達すると、論理回路の双安
定回路がステートを変える。スイッチ３０Ａが非導通状
態になった後、スイッチ３０Ｂがターンオンされ、電流
はコンデンサ２２０．１次巻線２２２　（この時は逆方
向）、電流トランスおよびスイッチ３０Ｂを電流が流れ
る。従って、パワートランスにはランプ負荷回路３５Ａ
を附勢するための交流が発生する。

第１の実施態様と同じように、インバータの作動周波数
は増減するが、パワートランス２２３の１次巻ｖＡ（お
よび２次巻線）を流れる電流のピーク値は実質的に一定
である。インバータの周波数が増加すると、パワートラ
ンスの漏洩リアクタンスは、インピーダンスを増し、よ
って負荷電流のピーク値も実質的に一定のままで、負荷
電流の波高率は所望値より低くなるように選択されてい
る。

当業者であれば、本発明の原理を応用したまま上記素子
のあるものを変えたり、上記回路または部品を等個物と
置換できることを理解出来るであろう。従って、特許請
求の範囲内に含まれるかかる変更および置換のすべてを
本発明は包含するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、−部を機能ブロックで示した、本発明を実施
したバラスト回路の概略回路図、第２図は第１図のシス
テムの作動を説明する理想化された電圧タイミング図、
第３図および第４図は第１図の回路の作動の理解を助け
る電圧波形を示し、第５図は本発明を実施した別の回路
の略機能ブロック図である。 １２・・・・・・全波ブリッジ整流回路１５・・・・・
・パワートランス １７・・・・・・１次巻線 ２８・・・・・・パワーインバータ回路３０．３１・・
・・・・パワースイッチ３４・・・・・・２次巻線 ３６・・・・・・けい光灯 ４０・・・・・・論理回路 ８０・・・・・・初期化回路

Claims (19)

【特許請求の範囲】
1. （１）より低い周波数で入力電力を受け、より高い周波
   数で負荷回路を附勢するための電子回路において、 前記入力電力を受け、大きさの変わる電源電圧と所定の
   最低電圧を発生する電圧電源手段と、回路内で前記電圧
   電源手段および前記負荷回路に接続された第１および第
   ２スイッチング手段を含むインバータ回路手段と、 前記電源電圧の大きさが変わるにつれて前記負荷回路中
   の電流の周波数が変化するように、前記スイッチング手
   段のうちの導通している一方を流れる電流が所定値に達
   したときこの導通しているスイッチング手段を非導通状
   態にスイッチングし、電流が所定値に達するまでその直
   後前記スイッチング手段の他方を導通状態にスイッチン
   グするように第１および第２スイッチング手段を交互に
   導通させるよう作動するスイッチング手段を流れる電流
   を表示する検出信号に応答する論理回路手段と、 回路内で前記負荷回路に接続されたリアクタンス回路手
   段とから成り、前記インバータ回路手段の作動周波数レ
   ンジおよび前記リアクタンス回路手段のインピーダンス
   は、前記電源電圧の大きさが変化したとき前記インバー
   タ回路手段の作動周波数が変化するような値となってお
   り、その結果生じるリアクタンス回路手段のインピーダ
   ンスは、前記負荷回路中の電流のピーク値が実質的に一
   定のままとなるような値となっている電子回路装置。
2. （２）前記電源手段は、全波整流された電圧を発生する
   ための整流回路手段と、前記整流回路手段の出力電圧が
   前記所定の最小電圧より低下する期間中に使用するエネ
   ルギーを蓄積するよう前記全波整流された電圧から電力
   を受けるための補充電源手段とから成る特許請求の範囲
   第１項記載の装置。
3. （３）前記論理回路手段は、前記第１および第２スイッ
   チング手段のステートをそれぞれ定めるための相補的出
   力端を有する双安定形回路と、前記スイッチング手段を
   流れる瞬間電流を表示する前記検出された電流信号を発
   生するための検出回路手段と、前記検出信号を受け、前
   記検出された電流信号が前記スイッチング手段を流れる
   所望の電流レベルを表示する所定のセットポイントに達
   したとき前記双安定回路手段のステートを変えるための
   第１コンパレータ回路手段を含む特許請求の範囲第２項
   記載の装置。
4. （４）前記検出された電流信号は、前記インバータ回路
   手段の作動周波数を変えるため前記電源の電圧が増加す
   る時増加し、前記電源の電圧が減少する時減少する立上
   がり時間の傾きを有するランプ信号となるよう回路内で
   前記電圧電源手段および前記第１および第２スイッチン
   グ手段に結合されたパワートランスを前記負荷回路を含
   む特許請求の範囲第３項記載の装置。
5. （５）前記検出回路手段は、回路内で前記第１および第
   ２スイッチング手段に接続され、前記パワートランスの
   １次回路内に設けられた抵抗性手段を含む特許請求の範
   囲第４項記載の装置。
6. （６）前記第１および第２スイッチング手段の遮断時の
   電流のオーバーシュートを少なくとも部分的に補償する
   よう前記電圧電源手段の電圧の大きさが比較的大きくな
   ったとき前記検出手段へ第１の補償信号を加えるための
   第１補償回路手段を更に含む特許請求の範囲第４項記載
   の装置。
7. （７）前記補充電圧電源手段を充電するための入力電圧
   を抜き取っているときに前記スイッチング手段の普通時
   間を長くするよう前記検出信号に第２の補償信号を加え
   るため前記補充電圧電源手段の充電に応答する第２補償
   回路手段を更に含む特許請求の範囲第６項記載の装置。
8. （８）前記検出された電流信号がないとき最低周波数発
   振回路手段が前記インバータ回路手段を最低周波数で作
   動し続けるよう、前記インバータ回路手段が所定の最大
   期間中にスイッチングしない場合に前記インバータ回路
   手段を作動するよう前記インバータ回路手段の作動に応
   答自在であり、回路内で前記インバータ回路手段に接続
   された最低周波数発振回路を更に含む特許請求の範囲第
   １項記載の装置。
9. （９）前記最低周波数発振回路手段の作動周波数を決定
   するためのタイミング回路手段と、前記電源電圧の大き
   さが増加するとき前記最低周波数発振回路手段の周波数
   を増加するよう前記タイミング回路手段を変えるための
   第３の補償回路手段を更に含む特許請求の範囲第８項記
   載の装置。
10. （１０）入力電力が前記論理回路手段へ印加された後か
    ら前記電源電圧が所定のスレッショルド値に達するまで
    の間前記論理回路手段をディスエーブルするための初期
    化回路手段を更に含む特許請求の範囲第１項記載の装置
    。
11. （１１）前記初期化回路は、論理電源電圧を表示する信
    号と基準電圧を比較し、前記論理電源電圧が前記基準電
    圧よりも大きいときイネーブル信号を発生し、前記イネ
    ーブル信号を前記論理回路手段へ送るためのコンパレー
    タ回路を含む特許請求の範囲第１０項記載の装置。
12. （１２）前記初期化回路がその作動特性にヒステリシス
    効果を有するよう前記コンパレータ回路に正帰還をかけ
    る回路手段を更に含む特許請求の範囲第１１項記載の装
    置。
13. （１３）前記負荷回路に前記より高い周波数の電力を送
    るよう回路内で前記インバータ回路手段および前記負荷
    回路に結合されたパワートランスを更に含み、前記リア
    クタンス回路手段は前記パワートランスの漏洩インダク
    タンスである特許請求の範囲第１項記載の装置。
14. （１４）電磁妨害フィルタ回路と入力電力ラインとの間
    を高周波絶縁するよう前記入力電力と前記電圧電源手段
    との間に設けられた電磁妨害フィルタ回路を更に含む特
    許請求の範囲第１項記載の装置。
15. （１５）前記電圧電源と前記低電圧電源回路の出力端と
    の間で電圧低下を生じさせる直列抵抗を有することを特
    徴とし、前記電圧電源からの電力を受ける前記論理回路
    手段用の低電圧電源回路を更に含む特許請求の範囲第７
    項記載の装置。
16. （１６）前記第１および第２のスイッチング手段は両者
    の間に第１接続点を有するよう直列に接続され、前記負
    荷回路は間に第２接続点を有する第１および第２の１次
    巻線を有するトランスを含み、前記電圧電源手段は前記
    第１接続点と第２接続点の間に接続され、前記第１およ
    び第２の１次巻線は互いに直列であり、かつ前記の直列
    接続された第１および第２スイッチング手段に並列であ
    り、前記スイッチング手段はプッシュプル関係で作動す
    る特許請求の範囲第１項記載の装置。
17. （１７）前記第１および第２スイッチング手段は両者の
    間に第１接続点を有するよう直列に接続され、前記直列
    接続された第１スイッチング手段と第２スイッチング手
    段の間に前記電圧電源が接続され、互いに直列でかつ、
    間に第２接続点を設けるよう接続され、前記直列接続さ
    れた第１および第２スイッチング手段と並列に接続され
    た第１および第２コンデンサを更に含み、前記電圧電源
    は前記第１接続点と第２接続点との間に接続された特許
    請求の範囲第１項記載の装置。
18. （１８）ある周波数の電力を電源から受け、より高い周
    波数で電力を発生する電子バラスト回路において、 少なくとも一つのガス放電ランプを含む負荷回路手段と
    、 少なくとも第１および第２の１次巻線および前記負荷回
    路を附勢するよう前記負荷回路に結合された出力端を有
    するパワートランスと、全波整流された電源電圧を発生
    するよう前記電源に結合された第１ブリッジ回路手段と
    、前記全波整流された電源電圧が所定値より低下する期
    間中ほぼ一定の電圧を前記ブリッジ回路手段の出力端へ
    供給するための補充電圧手段と、 前記パワートランスの１次巻線の前記第１部分および第
    ２部分にそれぞれ接続された第１および第２パワースイ
    ッチング手段と、 前記スイッチング手段のうちの普通状態のスイッチング
    手段を流れる電流が所定値に達すると、このスイッチン
    グ手段をターンオフし、その直後他方のスイッチング手
    段を導通させることによる電流モード制御にて前記第１
    および第２パワースイッチング手段を作動させるための
    論理回路手段を含み、正常作動状態にあるこの論理回路
    手段は電源電圧の瞬間値が増加するときに前記パワース
    イッチング手段のスイッチングの周波数を増加し、前記
    パワースイッチング手段中のピーク電流を実質的に一定
    の値に調節するよう相互に排他的かつ連続する時間関係
    で前記スイッチング手段を反復的および連続的に導通し
    、かつターンオフせしめるように作動し、更に電源電圧
    が増加し、前記パワースイッチング手段の作動周波数が
    増加するときに前記負荷回路のインピーダンスを増加さ
    せ、よって前記電源電圧の大きさが変動しても前記ガス
    放電ランプを流れるピーク電流を実質的に一定とするよ
    う前記負荷回路に関連したリアクタンス回路手段を含む
    、電子バラスト回路。
19. （１９）より低い周波数で入力電圧を受け、より高い周
    波数の範囲で負荷回路を附勢する電子周波数インバータ
    回路において、 前記入力電力を受けかつ前記負荷回路を附勢する第１お
    よび第２スイッチング手段と、 前記スイッチング手段が前記高い周波数の範囲で作動し
    、前記電源電圧の大きさが変わるとき前記負荷回路中の
    電流周波数が変わるよう電流モード制御にて前記第１お
    よび第２スイッチング手段を作動させるための論理回路
    手段と、前記電源電圧の大きさが変化しても負荷電流の
    ピークの大きさが実質的に一定のままになるよう周波数
    と共に変化するインピーダンスを有する前記負荷回路内
    に設けられたリアクタンス回路手段とから成る電子周波
    数インバータ回路。