CN115473351B - 一种适用于s/s补偿ipt系统的恒效率控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种适用于S/S补偿IPT系统的恒效率控制方法，其通过调节激励频率f和/或副边串联补偿网络等效容值C 2实现恒效率控制，有效避免了因耦合系数大范围波动导致的效率变化的问题，优化了供电过程的可靠性与一致性。其实现方法多样，可以通过鉴别输入相角或直接利用电路参数计算的方式实现变频或变补偿参数，简化了控制单元的结构，降低了系统的复杂度。此外，本发明在实现恒效率控制的同时，还能保证0输入相角，有助于逆变电路实现零电压开通，进一步提高系统的效率，满足无线电能传输系统高可靠性、高效率的应用需求。

Description

一种适用于S/S补偿IPT系统的恒效率控制方法
技术领域
本发明涉及一种适用于S/S补偿IPT系统的恒效率控制方法，属于无线电能传输领域。
背景技术
无线电能传输技术（Wireless Power Transfer，简称WPT）由于其无接触故障、使用便利、机动性好和易于维护等优点，在电动汽车充电、轨道交通、高速旋转设备供电、高压电力线取电、地下管网探测、植入式设备以及测控设备供电等场合得到了广泛的应用。其中，磁场耦合式（Inductive Power Transfer，简称IPT）由于其传输功率大且效率高，成为WPT技术中一个重要的研究方向。
在IPT系统的补偿网络中，串联/串联（Series/Series，简称S/S）补偿由于其在原边侧与副边侧分别只有一个补偿元件，结构简单，所以得到了广泛的应用。IPT系统要求原边线圈与副边线圈能在x轴/y轴/z轴错位导致耦合系数变化后，依然能够稳定供电。然而耦合系数的波动会导致系统效率的大范围变化，不利于供电的可靠性和一致性。为在不同耦合系数下，始终保持稳定的效率，需要引入合适的控制方式。除了稳定的效率，0输入相角也是保证IPT系统逆变电路高效率的一个关键因素。现有的控制方法难以同时兼顾稳定的效率和0输入相角的优化需求。
发明内容
为解决现有技术中存在的问题，本发明提出一种适用于S/S补偿IPT系统的恒效率控制方法，该控制方法能够在耦合系数大范围波动时，避免效率产生波动，并维持0输入相角，有利于系统供电的可靠性与一致性。
本发明的技术方案如下：
一种适用于S/S补偿IPT系统的恒效率控制方法，该S/S补偿IPT系统包括发射端、接收端和控制单元，其中发射端包括依次级联的直流源、逆变电路、原边串联补偿网络与原边线圈，接收端包括依次级联的副边线圈、副边串联补偿网络、整流滤波电路与负载；恒效率控制过程如下：
步骤1，系统设置C 1、C 2、f初值，其中C 1、C 2初值满足L 1 C 1=L 2 C 2，f初值满足
Figure 413342DEST_PATH_IMAGE001
；
步骤2，检测当前耦合系数k值，当耦合系数k发生改变时，采用调节方法S1、S2、S3或S4之一进行控制：
S1，检测R L，判断R L 与
Figure 799324DEST_PATH_IMAGE002
的关系：
当
Figure 438115DEST_PATH_IMAGE003
时，调节f值至满足以下式（1）；
当
Figure 567745DEST_PATH_IMAGE004
时，调节f使
Figure 116538DEST_PATH_IMAGE005
；或减小C 2至
Figure 532476DEST_PATH_IMAGE006
，同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1，再调节f值至满足式（1）；
S2，检测R L，判断R L 与
Figure 533930DEST_PATH_IMAGE007
的关系：
当
Figure 467251DEST_PATH_IMAGE008
时，调节C 2，至满足以下式（1），同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1；
当
Figure 729605DEST_PATH_IMAGE009
时，调节
Figure 457390DEST_PATH_IMAGE010
，同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1；或增大f至
Figure 946140DEST_PATH_IMAGE011
，再调节C 2至满足以下式（1），同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1；
S3，检测v 1与i 1的相位，调节f使v 1与i 1相位相同：
如果f不等于
Figure 417573DEST_PATH_IMAGE012
，且v 1的相位超前i 1，则减小激励频率f，令f=f-∆f；若v 1的相位滞后i 1，则增大激励频率f，令f = f +∆f；若v 1与i 1相位相同，则激励频率f不变；
如果f等于
Figure 534433DEST_PATH_IMAGE012
，则增大激励频率f，令f = f +∆f；
重复以上步骤，直至v 1与i 1相位相同，其中∆f为变频率步长；
S4，检测v 1与i 1的相位，调节C 2使v 1与i 1相位相同：
如果C 2不等于
Figure 698698DEST_PATH_IMAGE013
，且v 1的相位超前i 1，则逐步令C 2=C 2-∆C 2，同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1；若v 1的相位滞后i 1，则逐步令C 2=C 2+∆C 2，同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1；
如果C 2等于
Figure 674745DEST_PATH_IMAGE013
，则逐步令C 2=C 2+∆C 2，同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1；
重复以上步骤，直至v 1与i 1相位相同，其中∆C2为变容值步长；
其中逆变电路的激励频率为f，原边串联补偿网络的等效容值为C 1、原边线圈自感为L 1，副边串联补偿网络的等效容值为C 2、副边线圈自感为L 2，原边线圈与副边线圈之间的耦合系数为k，整流滤波电路输入侧的基波等效负载电阻为R L；逆变电路输出电压为v 1；逆变电路输出电流i 1；所述逆变电路的激励频率f、原边串联补偿网络的等效容值C 1和副边串联补偿网络的等效容值C 2为可调参数；
Figure 808923DEST_PATH_IMAGE014
式(1)。
进一步地，S1中，减小C 2至
Figure 921235DEST_PATH_IMAGE015
的具体过程如下：
以∆C2为变容值步长，令C 2=C 2-∆C 2，逐渐减小C 2至
Figure 990822DEST_PATH_IMAGE016
。
进一步地，S2中，增大f至
Figure 578799DEST_PATH_IMAGE017
的具体过程如下：
以∆f为变频率步长，令f = f +∆f，逐渐增大f至
Figure 392034DEST_PATH_IMAGE018
。
进一步地，S3中还包括以下步骤：
检测R L，判断R L 与
Figure 624432DEST_PATH_IMAGE019
的关系：
当
Figure 989554DEST_PATH_IMAGE020
时，则返回重新检测v 1与i 1的相位，并调节f；
当
Figure 674614DEST_PATH_IMAGE021
时，则减小C 2至
Figure 291540DEST_PATH_IMAGE022
，同时调节C 1=L 2 C 2/L 1，并返回重新检测v 1与i 1的相位，再调节f。
进一步地，S3中，减小C 2至
Figure 378444DEST_PATH_IMAGE023
的具体过程如下：
以∆C2为变容值步长，令C 2=C 2-∆C 2，逐渐减小C 2至
Figure 180047DEST_PATH_IMAGE024
。
进一步地，S4中还包括以下步骤：
检测R L，判断R L 与
Figure 86823DEST_PATH_IMAGE025
的关系：
当
Figure 241861DEST_PATH_IMAGE026
时，重新检测v 1与i 1的相位，然后调节C 2；
当
Figure 573485DEST_PATH_IMAGE027
时，则增大f至
Figure 421356DEST_PATH_IMAGE028
，重新检测v 1与i 1的相位，然后调节C 2。
进一步地，S4中，增大f至
Figure 81007DEST_PATH_IMAGE029
的具体过程如下：
以∆f为变频率步长，令f = f +∆f，逐渐增大f至
Figure 39736DEST_PATH_IMAGE030
。
进一步地，变频率步长∆f取值为0.2%f~1%f；
进一步地，变容值步长∆C2取值为0.2% C 2~1% C 2。
本发明提供一种适用于S/S补偿IPT系统的恒效率控制方法，其通过调节激励频率f和/或副边串联补偿网络等效容值C 2实现恒效率控制，有效避免了因耦合系数大范围波动导致的效率变化的问题，优化了供电过程的可靠性与一致性。其实现方法多样，可以通过鉴别输入相角或直接利用电路参数计算的方式实现变频或变补偿参数，简化了控制单元的结构，降低了系统的复杂度。此外，本发明在实现恒效率控制的同时，还能保证0输入相角，有助于逆变电路实现零电压开通，进一步提高系统的效率，满足无线电能传输系统高可靠性、高效率的应用需求。
本发明相比于现有技术具有如下有益效果：
1、本发明的适用于S/S补偿IPT系统的恒效率控制方法通过电路参数的约束关系，调整逆变电路的激励频率f和/或副边串联补偿网络等效容值C 2，有效避免了现有技术因耦合系数大范围波动导致的效率变化的问题，优化了供电过程的可靠性与一致性。
2、本发明可以使用的控制方法多样，易于实现。能分别间接通过鉴别逆变电路输出电压、电流相位或直接利用电路参数计算的方式来实现变频或变补偿参数。简化了控制单元的结构，降低了系统的复杂度。
3、本发明能在实现恒效率的同时，保证0输入相角，实现逆变电路开关管的零电压开通，减少无线电能传输系统在高频下的损耗，提高变换器效率，满足无线电能传输系统高可靠性、高效率的应用需求。
附图说明
图1为输入相角随逆变电路激励频率变化曲线图；
图2为输入相角随C 2变化曲线图；
图3为S/S补偿IPT系统拓扑示意图；
图4为根据式(1)变频的S/S补偿IPT系统拓扑示意图；
图5为根据式(1)变频的控制流程图；
图6为根据式(1)变频和变补偿参数的S/S补偿IPT系统拓扑示意图；
图7为根据式(1)变频和变补偿参数的控制流程图；
图8为根据式(1)变补偿参数的S/S补偿IPT系统拓扑示意图；
图9为根据式(1)变补偿参数的控制流程图；
图10为根据式(1)变补偿参数和变频的控制流程图；
图11为通过判断v 1与i 1相位的方式变频的S/S补偿IPT系统拓扑示意图；
图12为通过判断v 1与i 1相位的方式变频的控制流程图；
图13为通过判断v 1与i 1相位的方式变频和变补偿参数的S/S补偿IPT系统拓扑示意图；
图14为通过判断v 1与i 1相位的方式变频和变补偿参数的控制流程图；
图15为通过判断v 1与i 1相位的方式变补偿参数的S/S补偿IPT系统拓扑示意图；
图16为通过判断v 1与i 1相位的方式变补偿参数的控制流程图；
图17为通过判断v 1与i 1相位的方式变补偿参数和变频的控制流程图；
图18为应用实例一中S/S补偿IPT系统拓扑示意图；
图19为应用实例二中S/S补偿IPT系统拓扑示意图；
图20为系统效率随耦合系数变化曲线图；
图21为逆变电路输出电压v 1、电流i 1波形图；
图22为系统效率与输入相角随耦合系数变化曲线图。
具体实施方式
下面将结合附图对本发明技术方案作具体介绍。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请的实施例和实施例中的特征可以任意互相组合。
原理分析：
该IPT系统输入阻抗Z in的表达式可以表示为式(2)：
Figure 694708DEST_PATH_IMAGE031
式(2)
其中，R 1为原边线圈与原边串联补偿网络的等效串联寄生电阻，R 2为副边线圈与副边串联补偿网络的等效串联寄生电阻，f为逆变电路激励频率，k为原边线圈与副边线圈之间的耦合系数，L 1为原边线圈的自感，L 2为副边线圈的自感，R L为等效负载电阻，C 1为原边串联补偿网络的等效容值，C 2为副边串联补偿网络的等效容值。令Z in的虚部为0，可以得到式(3)：
Figure 713480DEST_PATH_IMAGE032
式(3)
传输效率η可以表示为式(4)：
Figure 860427DEST_PATH_IMAGE033
式(4)
当原边自谐振频率
Figure 481901DEST_PATH_IMAGE034
与副边自谐振频率
Figure 397905DEST_PATH_IMAGE035
相等时，式(3)可化简为式(1)：
Figure 321998DEST_PATH_IMAGE036
式(1)
此时Z in与η的表达式(2)与式(4)可化简为式(5)与式(6)：
Figure 80876DEST_PATH_IMAGE037
式(5)
Figure 381407DEST_PATH_IMAGE038
式(6)
可以看出此时Z in的表达式为实数，不含有虚部，输入相角为0°即逆变输出电压v 1、电流i 1相位差为0°。因此可以间接地通过根据v 1、i 1相位是否相等，判断电路参数是否满足关系式(1)。系统效率的表达式中不含有与耦合系数k相关的项，因此实现了系统效率与耦合系数k无关的效果。
下面进一步说明不同调节方式的调节原理：
（1）当激励频率f为主要可调参数时，对式(1)进行求解可得下式：
Figure 417496DEST_PATH_IMAGE039
式(7)
Figure 371546DEST_PATH_IMAGE040
式(8)
其中，需要满足限制条件式(9)才能使式(1)有解，式(7)与式(8)成立。
Figure 493086DEST_PATH_IMAGE041
式(9)
因此，当式(9)成立时，可以调节f值至式(7)与式(8)，保证系统效率与k无关。而当式(9)不成立时，即
Figure 597308DEST_PATH_IMAGE042
，有两种调节方向。
方向一：将f调节至f =
Figure 222324DEST_PATH_IMAGE043
。此时系统效率虽然与k有关，但在该频率下能保证系统效率最优，具有较好的性能。
方向二：减小C 2至式(9)成立，同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1，此时式(1)有解，式(7)与式(8)成立。可以调节f值至式(7)与式(8)，保证系统效率与k无关。
（2）当C 1、C 2为主要可调参数时，对式(1)进行求解可得下式：
Figure 612854DEST_PATH_IMAGE044
式(10)
Figure 956111DEST_PATH_IMAGE045
式(11)
其中，需要满足限制条件式(12)才能使式(1)有解，式(10)与式(11)成立。
Figure 864024DEST_PATH_IMAGE046
式(12)
因此，当式(12)成立时，可以调节C 2值至式(10)和式(11)，同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1，保证系统效率与k无关。而当式(12)不成立时，即
Figure 733760DEST_PATH_IMAGE047
，有两种调节方向。
方向一：将C 2调节至
Figure 436137DEST_PATH_IMAGE048
，同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1。此时系统效率虽然与k有关，但在该频率下能保证系统效率最优，具有较好的性能。
方向二：增大激励频率f，使约束条件式(12)成立，此时式(1)有解，式(10)与式(11)成立。可以调节C 2至式(10)与式(11)，同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1，保证系统效率与k无关。
（3）通过判断逆变电路输出电压v 1、电流i 1相位，调节f
图1给出了不同耦合系数k下，输入相角随激励频率f的变化趋势。当约束条件式(9)成立时，曲线与横轴存在三个交点f a、f b、f c。当约束条件式(9)不成立时，曲线与横轴仅存在一个交点f c。其中f a与f b为恒定效率点，表达式如式(7)与式(8)所示，f c=
Figure 1110DEST_PATH_IMAGE049
。在以上交点处，逆变电路输出电压v 1与输出电流i 1相位相等。因此可以通过检测v 1与i 1的相位，判断两者相位是否相等来调节激励频率f。
由图1，当式(9)成立时，若v 1相位超前i 1，则减小激励频率f直到相位差为0；若v 1相位滞后i 1，则增大激励频率f直到相位差为0。上述调节方向保证激励频率f趋向于f a或f b。但当频率恰好调节至f c处时，相位差也为0，而这不是恒定效率点。所以需要检测f与
Figure 571769DEST_PATH_IMAGE049
的关系，当两者相等时，增大频率f使其跳出该频率点。
当式(9)不成立时，曲线与横轴仅存在一个交点f c，此时有两个调节方向。
方向一：继续按照上述步骤调节，当f=
Figure 171378DEST_PATH_IMAGE049
时，增大频率f，相位差大于0。当相位差大于0时，则减小频率f直至相位差=0，即f=
Figure 44656DEST_PATH_IMAGE049
。最后频率锁定在
Figure 362505DEST_PATH_IMAGE049
处，此时系统效率虽然与k有关，但在该频率下能保证系统效率最优，具有较好的性能。
方向二：减小C 2至式(9)成立，同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1，使约束条件式(9)成立，此时式(1)有解，式(7)与式(8)成立，存在f a与f b交点。可以调节f值至f a与f b，保证系统效率与k无关。
（4）通过判断逆变电路输出电压v 1、电流i 1相位，调节C 1、C 2。
图2给出了不同耦合系数k下，输入相角随C 2的变化趋势，在C 2变化过程中，C 1满足C 1=L 2 C 2/L 1。当约束条件式(12)成立时，曲线与横轴存在三个交点C a、C b、C c。当约束条件式(12)不成立时，曲线与横轴仅存在一个交点C c。其中C a与C b为恒定效率点，表达式如式(10)与式(11)所示，C c=
Figure 205696DEST_PATH_IMAGE050
。在以上交点处，逆变电路输出电压v 1与输出电流i 1相位相等。因此可以通过检测v 1与i 1的相位，判断两者相位是否相等来调节C 1、C 2。
由图2，当式(12)成立时，若v 1相位超前i 1，则减小C 2，同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1直到相位差为0；若v 1相位滞后i 1，则增大C 2，同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1直到相位差为0。上述调节方向保证C 2趋向于C a或C b。但当C 2恰好调节至C c处时，相位差也为0，而这不是恒定效率点。所以需要检测C 2与
Figure 925390DEST_PATH_IMAGE051
的关系，当两者相等时，增大C 2使其跳出该点。
当式(12)不成立时，曲线与横轴仅存在一个交点C c，此时有两个调节方向。
方向一：继续按照上述步骤调节，当C 2=
Figure 969569DEST_PATH_IMAGE050
时，增大C 2，相位差大于0。当相位差大于0时，则减小C 2直至相位差=0，即C 2=
Figure 899348DEST_PATH_IMAGE050
。最后C 2锁定在
Figure 421596DEST_PATH_IMAGE050
处，此时系统效率虽然与k有关，但在该频率下能保证系统效率最优，具有较好的性能。
方向二：增大激励频率f，使约束条件式(12)成立，此时式(1)有解，式(10)与式(11)成立，存在C a与C b交点。可以调节C 2至C a与C b，同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1，保证系统效率与k无关。
实施例一：
本例中S/S补偿IPT系统包括发射端、接收端和控制单元，主电路框图如图3所示。发射端包括依次级联的直流源1、逆变电路2、原边串联补偿网络3与原边线圈4，接收端包括依次级联的副边线圈5、副边串联补偿网络6、整流滤波电路7与负载8；恒效率控制过程如下：
步骤1，系统根据可选的工作频段，确定激励频率f初值，根据L 1、L 2设置C 1、C 2初值满足f =
Figure 995797DEST_PATH_IMAGE052
，L 1 C 1=L 2 C 2；
步骤2，当充电过程中，原边线圈与副边线圈相对位置变化导致耦合系数变化时，检测当前耦合系数k值，优选地，当耦合系数k累计改变超过0.03时，通过调节f和/或C 2实现恒效率控制，具体调节方法如实施例一至实施例九所示。
其中逆变电路的激励频率为f，原边串联补偿网络的等效容值为C 1、原边线圈自感为L 1，副边串联补偿网络的等效容值为C 2、副边线圈自感为L 2，原边线圈与副边线圈之间的耦合系数为k，整流滤波电路输入侧的基波等效负载电阻为R L；逆变电路输出电压为v 1；逆变电路输出电流i 1；其中，逆变电路激励频率f、原边串联补偿网络的等效容值C 1和副边串联补偿网络的等效容值C 2为可调参数。
实施例二：
本例中系统框图如图4所示，控制单元9包括信号处理模块与驱动电路。该控制方法的控制框图如图5所示，包括以下步骤：
S1，检测R L，信号处理模块判断R L与
Figure 335512DEST_PATH_IMAGE053
的关系
1.1，当
Figure 362373DEST_PATH_IMAGE054
时，信号处理模块计算满足式(1)的f值，其表达式如式(7)和式(8)所示。驱动电路调节频率f至满足式(1) ，此时输入相角基本为0，完成恒效率控制；
1.2，当
Figure 953892DEST_PATH_IMAGE055
时，信号处理模块设定
Figure 382599DEST_PATH_IMAGE056
，驱动电路调节频率f到此处，此时输入相角基本为0，效率达到最大值。
当耦合系数k再次变化时，使用本实施例的调节方法再次调节。
实施例三：
本例的系统框图如图6所示，控制单元9包括信号处理模块、驱动电路与动态调谐模块。该控制方法的控制框图如图7所示，包括以下步骤：
S1，检测R L，信号处理模块判断R L与
Figure 627636DEST_PATH_IMAGE057
的关系
1.1，当
Figure 407373DEST_PATH_IMAGE058
时，信号处理模块计算满足式(1)的f值，其表达式如式(7)和式(8)所示。驱动电路调节频率f至满足式(1) ，此时输入相角基本为0，完成恒效率控制；
1.2，当
Figure 537003DEST_PATH_IMAGE059
时，动态调谐模块以∆C 2为变容值步长，令C 2 =C 2-∆C 2，逐渐减小C 2至
Figure 944850DEST_PATH_IMAGE060
，其中变容值步长∆C 2的取值为0.2% C 2~1% C 2。同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1，再调节f值至满足式（1），此时输入相角基本为0，完成恒效率控制。
当耦合系数k再次变化时，使用本实施例的调节方法再次调节。
实施例四：
本例的系统框图如图8所示。控制单元9包括信号处理模块与动态调谐模块。该控制方法的控制框图如图9所示，包括以下步骤：
S2，检测R L，信号处理模块判断R L 与
Figure 501734DEST_PATH_IMAGE061
的关系
2.1，当R L ≤
Figure 503188DEST_PATH_IMAGE061
时，信号处理模块计算满足式(1)的C 2值，其表达式如式(10)和式(11)所示。动态调谐模块调节C 2至满足式(1)，同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1，此时输入相角基本为0，完成恒效率控制；
2.2，当
Figure 561142DEST_PATH_IMAGE063
时，信号处理模块设定
Figure 698863DEST_PATH_IMAGE064
，动态调谐模块调节C 2到此处，同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1，此时输入相角基本为0，效率达到最大值。
当耦合系数k再次变化时，使用本实施例的调节方法再次调节。
实施例五：
本例的系统框图如图6所示。控制单元9包括信号处理模块、驱动电路与动态调谐模块。该控制方法的控制框图如图10所示，包括以下步骤：
S2，检测R L，信号处理模块判断R L 与
Figure 692227DEST_PATH_IMAGE065
的关系
2.1，当
Figure 180977DEST_PATH_IMAGE066
时，信号处理模块计算满足式(1)的C 2值，其表达式如式(10)和式(11)所示。动态调谐模块调节C 2至满足式(1)，同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1，此时输入相角基本为0，完成恒效率控制；
2.2，当
Figure 511464DEST_PATH_IMAGE067
时，驱动电路以∆f 为变频率步长，令f = f +∆f，逐渐增大f至R L ≤
Figure 769270DEST_PATH_IMAGE068
，其中变频步长∆f的取值为0.2%f~1%f。动态调谐模块调节C 2至满足式(1)，同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1，此时输入相角基本为0，完成恒效率控制。
当耦合系数k再次变化时，使用本实施例的调节方法再次调节。
实施例六：
本例的系统框图如图11所示。控制单元9包括检测模块、信号处理模块与驱动电路。该控制方法的控制框图如图12所示，包括以下步骤：
S3，检测v 1与i 1的相位，调节f使v 1与i 1相位相同：
3.1，检测模块检测逆变电路输出电压v 1与输出电流i 1相位，并判断两者相位关系；
3.2，信号处理模块比较f与
Figure 933535DEST_PATH_IMAGE069
的关系：
当f不等于
Figure 768636DEST_PATH_IMAGE069
时，若v 1的相位超前i 1，则驱动电路减小激励频率f，令f =f -∆f；若v 1的相位滞后i 1，则驱动电路增大激励频率f，令f = f +∆f；若v 1与i 1的相位相同，则跳出循环。其中变频步长∆f的取值为0.2%f~1%f。
重复以上步骤，直至逆变电路输出电压v 1与输出电流i 1相位相同，此时输入相角基本为0，完成调控。
当耦合系数k再次变化时，使用本实施例的调节方法再次调节。
实施例七：
本例的系统框图如图13所示。控制单元9包括检测模块、信号处理模块、驱动电路与动态调谐模块。该控制方法的控制框图如图14所示，包括以下步骤：
S3，检测v 1与i 1的相位，调节f使v 1与i 1相位相同：
3.1，检测模块检测逆变电路输出电压v 1与输出电流i 1相位，并判断两者相位关系；
3.2，信号处理模块比较f与
Figure 43759DEST_PATH_IMAGE069
的关系：
当f不等于
Figure 156072DEST_PATH_IMAGE069
时，若v 1的相位超前i 1，则驱动电路减小激励频率f，令f= f -∆f；若v 1的相位滞后i 1，则驱动电路增大激励频率f，令f = f +∆f；若v 1与i 1的相位相同，则跳出循环。其中变频步长∆f的取值为0.2%f~1%f。
3.3，检测R L，信号处理模块判断R L 与
Figure 350293DEST_PATH_IMAGE070
的关系：
当
Figure 813635DEST_PATH_IMAGE071
时，直接返回3.1；
当
Figure 626870DEST_PATH_IMAGE072
时，则动态调谐模块以∆C 2为变容值步长，令C 2 = C 2-∆C 2，逐渐减小C 2至
Figure 859269DEST_PATH_IMAGE073
，其中变容值步长∆C 2的取值为0.2% C 2~1% C 2。同时调节至C 1=L 2 C 2/L 1，返回3.1。
重复以上步骤，直至逆变电路输出电压v 1与输出电流i 1相位相同，此时输入相角基本为0，完成调控。
当耦合系数k再次变化时，使用本实施例的调节方法再次调节。
实施例八：
本例的系统框图如图15所示。控制单元9包括检测模块、信号处理模块与动态调谐模块。该控制方法的控制框图如图16所示，包括以下步骤：
S4，检测v 1与i 1的相位，调节C 2使v 1与i 1相位相同：
4.1，检测模块检测逆变电路输出电压v 1与输出电流i 1相位，并判断两者相位关系；
4.2，信号处理模块比较C 2与
Figure 794749DEST_PATH_IMAGE074
的大小：
当C 2不等于
Figure 745388DEST_PATH_IMAGE074
时，若v 1的相位超前i 1，则动态调谐模块令C 2 = C 2-∆C 2；若v 1的相位滞后i 1，则动态调谐模块令C 2 = C 2+∆C 2；若v 1与i 1相位相同，则跳出循环；如果C 2等于
Figure 362314DEST_PATH_IMAGE075
，则动态调谐模块令C 2 = C 2+∆C 2；其中变容值步长∆C 2的取值为0.2% C 2~1% C 2。
4.3，动态调谐模块调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1；
重复以上步骤，直至逆变电路输出电压v 1与输出电流i 1相位相同，此时输入相角基本为0，完成调控。
当耦合系数k再次变化时，使用本实施例的调节方法再次调节。
实施例九：
本例的系统框图如图13所示。控制单元9包括检测模块、信号处理模块、驱动电路与动态调谐模块。该控制方法的控制框图如图17所示，包括以下步骤：
S4，检测v 1与i 1的相位，调节C 2使v 1与i 1相位相同：
4.1,检测模块检测逆变电路输出电压v 1与输出电流i 1相位，并判断两者相位关系；
4.2，信号处理模块比较C 2与
Figure 573852DEST_PATH_IMAGE076
的大小：
当C 2不等于
Figure 250821DEST_PATH_IMAGE075
时，若v 1的相位超前i 1，则动态调谐模块令C 2 = C 2-∆C 2；若v 1的相位滞后i 1，则动态调谐模块令C 2 = C 2+∆C 2；若v 1与i 1相位相同，则跳出循环；如果C 2等于
Figure 157597DEST_PATH_IMAGE077
，则动态调谐模块令C 2 = C 2+∆C 2；其中变容值步长∆C 2的取值为0.2% C 2~1% C 2；
4.3，动态调谐模块调节C1至C 1=L 2 C 2/L 1；
4.4，检测R L，信号处理模块判断R L 与
Figure 171690DEST_PATH_IMAGE078
的关系：
当
Figure 378680DEST_PATH_IMAGE079
时，直接返回4.1；
当
Figure 820026DEST_PATH_IMAGE080
时，则驱动电路增大f至
Figure 479677DEST_PATH_IMAGE081
，返回4.1。
重复以上步骤，直至逆变电路输出电压v 1与输出电流i 1相位相同，此时输入相角基本为0，完成调控。
当耦合系数k再次变化时，使用本实施例的调节方法再次调节。
应用实例一：
本例将结合一种应用电路说明通过判断逆变电路输出电压v 1与输出电流i 1相位的方式实现S/S补偿IPT系统的恒效率控制方法。其中系统框图如图18所示，发射端包括依次级联的直流源1、逆变电路2、原边串联补偿网络3与原边线圈4，接收端包括依次级联的副边线圈5、副边串联补偿网络6、整流滤波电路7与负载8；控制单元9包括检测模块、信号处理模块，其中检测模块包括电流采样电路、流压转换电路、电压采样电路；信号处理模块包括相位比较、调节器。该控制方法的控制框图如图12所示。恒效率控制过程如下：
步骤1，系统根据可选的工作频段，确定激励频率f初值，根据L 1、L 2设置C 1、C 2初值满足f =
Figure 438406DEST_PATH_IMAGE082
，L 1 C 1=L 2 C 2；
步骤2，当充电过程中，原边线圈与副边线圈相对位置变化导致耦合系数变化时，检测当前耦合系数k值，优选地，当耦合系数k累计改变超过0.03时，通过以下步骤实现恒效率控制。
S3，检测v 1与i 1的相位，调节f使v 1与i 1相位相同：
3.1，检测模块的电压采样电路检测逆变电路输出电压v 1相位，电流采样电路用于逆变电路输出电流i 1，流压转换电路用于将电流采样电路采集到的电流信号转化为电压信号v 2，信号处理模块判断两者相位关系；
3.2，信号处理模块的比较器比较f与
Figure 499903DEST_PATH_IMAGE082
的关系：
当f不等于
Figure 377729DEST_PATH_IMAGE082
时，若v 1的相位超前i 1，则调节器驱使驱动电路减小激励频率f，令f = f -∆f；若v 1的相位滞后i 1，则调节器驱使驱动电路增大激励频率f，令f =f +∆f；若v 1与i 1的相位相同，则跳出循环。其中变频步长∆f的取值为0.2%f~1%f。
重复以上步骤，直至逆变电路输出电压v 1与输出电流i 1相位相同，此时输入相角基本为0，完成调控。
当耦合系数k再次变化时，使用本实施例的调节方法再次调节。
其中逆变电路的激励频率为f，原边串联补偿网络的等效容值为C 1、原边线圈自感为L 1，副边串联补偿网络的等效容值为C 2、副边线圈自感为L 2，原边线圈与副边线圈之间的耦合系数为k，整流滤波电路输入侧的基波等效负载电阻为R L；逆变电路输出电压为v 1；逆变电路输出电流i 1；其中，逆变电路激励频率f、原边串联补偿网络的等效容值C 1和副边串联补偿网络的等效容值C 2为可调参数。
应用实例二：
本例将结合一种应用电路说明根据关系式(1)通过调整C 1、C 2实现S/S补偿IPT系统的恒效率控制方法。其中系统框图如图19所示，发射端包括依次级联的直流源1、逆变电路2、原边串联补偿网络3与原边线圈4，接收端包括依次级联的副边线圈5、副边串联补偿网络6、整流滤波电路7与负载8；控制单元9包括信号处理模块与动态调谐模块，其中信号处理模块包括存储器与运算器，动态调谐模块包括原边串联补偿投切阵列与副边串联补偿投切阵列。该控制方法的控制框图如图9所示。恒效率控制过程如下：
步骤1，系统根据可选的工作频段，确定激励频率f初值，根据L 1、L 2设置C 1、C 2初值满足f =
Figure 524677DEST_PATH_IMAGE082
，L 1 C 1=L 2 C 2；
步骤2，当充电过程中，原边线圈与副边线圈相对位置变化导致耦合系数变化时，检测当前耦合系数k值，优选地，当耦合系数k累计改变超过0.03时，通过以下步骤实现恒效率控制。
S2，信号处理模块的运算器获取存储器中的电路参数，并判断R L 与
Figure 21517DEST_PATH_IMAGE083
的关系：
2.1，当
Figure 62154DEST_PATH_IMAGE084
时，信号处理模块的运算器计算满足式(1)的C 2值，其表达式如式(10)和式(11)所示。动态调谐模块的副边串联补偿投切阵列调节C 2至满足式(1)，动态调谐模块的原边串联补偿投切阵列同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1，此时输入相角基本为0，完成恒效率控制；
2.2，当
Figure 986248DEST_PATH_IMAGE085
时，信号处理模块的运算器设定
Figure 620492DEST_PATH_IMAGE086
，动态调谐模块的副边串联补偿投切阵列调节C 2到此处，同时动态调谐模块的原边串联补偿投切阵列调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1，此时输入相角基本为0，效率达到最大值；
其中逆变电路的激励频率为f，原边串联补偿网络的等效容值为C 1、原边线圈自感为L 1，副边串联补偿网络的等效容值为C 2、副边线圈自感为L 2，原边线圈与副边线圈之间的耦合系数为k，整流滤波电路输入侧的基波等效负载电阻为R L；其中，逆变电路激励频率f、原边串联补偿网络的等效容值C 1和副边串联补偿网络的等效容值C 2为可调参数。
应用实例三：
本例结合实施例二说明本发明控制方法的有效性。
如图3所示，采用本发明的适用于S/S补偿IPT系统的恒效率控制方法装置，装置中，逆变电路采用全桥逆变，激励频率为f，原边串联补偿网络的等效容值为C 1，原边线圈自感为L 1，副边线圈自感为L 2，原边线圈与副边线圈之间的耦合系数为k，副边串联补偿网络的等效容值为C 2，原边串联补偿网络与原边线圈存在等效串联电阻R 1，副边串联补偿网络与副边线圈存在等效串联电阻R 2，整流滤波电路采用全桥整流，电容C O滤波，负载电阻为R，整流滤波电路输入侧的基波等效负载电阻为R L。采用实施例二所示的控制方法进行测试。
其中系统各项参数为：L 1=50μH，C 1=80nF，R 1=50mΩ，L 2=50μH，C 2=80nF，R 2=50mΩ，C O=100uF，R=6.2Ω；原边逆变电路的开关管Q 1-Q 4型号为C2M0025120D；整流二极管D 1-D 4的型号为C3D30065D。
图20给出了不同耦合系数下系统效率的曲线，可以看出耦合系数k从0.25变化到0.5时，使用本发明的控制方法，系统效率波动不到0.1%，很好地避免了因耦合系数波动而产生的效率波动。图21给出了k=0.5时的逆变输出电压、电流波形，可以看出电压与电流波形几乎同向，输入相角基本为0，逆变电路很好地实现了软开关，能够实现比较高的效率。
应用实施例四：
本例结合实施例八说明本发明控制方法的有效性。
如图3所示，采用本发明的适用于S/S补偿IPT系统的恒效率控制方法装置，装置中，逆变电路采用全桥逆变，激励频率为f，原边串联补偿网络的等效容值为C 1，原边线圈自感为L 1，副边线圈自感为L 2，原边线圈与副边线圈之间的耦合系数为k，副边串联补偿网络的等效容值为C 2，原边串联补偿网络与原边线圈存在等效串联电阻R 1，副边串联补偿网络与副边线圈存在等效串联电阻R 2，整流滤波电路采用全桥整流，电容C O滤波，负载电阻为R，整流滤波电路输入侧的基波等效负载电阻为R L。采用实施例八所示的控制方法进行测试。
其中系统各项参数为：f=110kHz，L 1=50μH，R 1=50mΩ，L 2=50μH，R 2=50mΩ，C O=100uF，R=6.2Ω；原边逆变电路的开关管Q 1-Q 4型号为C2M0025120D；整流二极管D 1-D 4的型号为C3D30065D。
图22给出了不同耦合系数下系统效率与输入相角变化曲线，可以看出，耦合系数k从0.25变化到0.5时，使用本发明的控制方法，系统效率波动不到0.15%，很好地避免了因耦合系数波动而产生的效率波动。另外，输入相角基本为0，说明了通过判断相位的方式实现本发明控制方法的有效性。
本领域普通技术人员可以理解上述方法中的全部或部分步骤可通过程序来指令相关硬件完成，所述程序可以存储于计算机可读存储介质中，如只读存储器、磁盘或光盘等。可选的，上述实施例的全部或部分步骤也可以使用一个或多个集成电路来实现。相应地，上述实施例中的各模块/单元可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。本申请不限制于任何特定形式的硬件和软件的结合。
以上所述，仅为本发明的较佳实例而已，而非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种适用于S/S补偿IPT系统的恒效率控制方法，其特征在于：S/S补偿IPT系统包括发射端、接收端和控制单元，所述发射端包括依次级联的直流源、逆变电路、原边串联补偿网络与原边线圈，接收端包括依次级联的副边线圈、副边串联补偿网络、整流滤波电路与负载；恒效率控制过程如下：
步骤1，系统设置C 1、C 2、f初值，其中C 1、C 2初值满足L 1 C 1=L 2 C 2，f初值满足f =
Figure 225622DEST_PATH_IMAGE001
；
步骤2，检测当前耦合系数k值，当耦合系数k发生改变时，采用调节方法S1、S2、S3或S4之一进行控制：
S1，检测R L，判断
Figure 151989DEST_PATH_IMAGE003
与
Figure 763099DEST_PATH_IMAGE004
的关系：
当
Figure 851141DEST_PATH_IMAGE005
时，调节f值至满足以下式（1）；
当
Figure 649333DEST_PATH_IMAGE006
时，调节f使f =
Figure 379391DEST_PATH_IMAGE007
；或减小C 2至
Figure 579428DEST_PATH_IMAGE008
，同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1，再调节f值至满足式（1）；
S2，检测R L，判断R L 与
Figure 103951DEST_PATH_IMAGE009
的关系：
当
Figure 153553DEST_PATH_IMAGE010
时，调节C 2，至满足以下式（1），同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1；
当
Figure 421723DEST_PATH_IMAGE011
时，调节C 2=
Figure 476267DEST_PATH_IMAGE012
，同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1；或增大f至
Figure 437270DEST_PATH_IMAGE013
，再调节C 2至满足以下式（1），同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1；
S3，检测v 1与i 1的相位，调节f使v 1与i 1相位相同：
如果f不等于
Figure 210054DEST_PATH_IMAGE014
，且v 1的相位超前i 1，则减小激励频率f，令f=f-∆f；若v 1的相位滞后i 1，则增大激励频率f，令f = f +∆f；若v 1与i 1相位相同，则激励频率f不变；
如果f等于
Figure 16335DEST_PATH_IMAGE015
，则增大激励频率f，令f = f +∆f；
重复以上步骤，直至v 1与i 1相位相同，其中∆f为变频率步长；
S4，检测v 1与i 1的相位，调节C 2使v 1与i 1相位相同：
如果C 2不等于
Figure 925386DEST_PATH_IMAGE016
，且v 1的相位超前i 1，则逐步令C 2=C 2-∆C 2，同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1；若v 1的相位滞后i 1，则逐步令C 2=C 2+∆C 2，同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1；
如果C 2等于
Figure 791710DEST_PATH_IMAGE016
，则逐步令C 2=C 2+∆C 2，同时调节C 1至C 1=L 2 C 2/L 1；
重复以上步骤，直至v 1与i 1相位相同，其中∆C 2为变容值步长；
其中，逆变电路的激励频率为f，原边串联补偿网络的等效容值为C 1、原边线圈自感为L 1，副边串联补偿网络的等效容值为C 2、副边线圈自感为L 2，原边线圈与副边线圈之间的耦合系数为k，整流滤波电路输入侧的基波等效负载电阻为R L；逆变电路输出电压为v 1；逆变电路输出电流i 1；所述逆变电路的激励频率f、原边串联补偿网络的等效容值C 1和副边串联补偿网络的等效容值C 2为可调参数；
Figure 553255DEST_PATH_IMAGE017
式(1)。
2.根据权利要求1所述适用于S/S补偿IPT系统的恒效率控制方法，其特征在于：S1中，减小C 2至
Figure 163228DEST_PATH_IMAGE018
的具体过程如下：
以∆C 2为变容值步长，令C 2=C 2-∆C 2，逐渐减小C 2至
Figure 926785DEST_PATH_IMAGE019
。
3.根据权利要求1所述适用于S/S补偿IPT系统的恒效率控制方法，其特征在于：S2中，增大f至
Figure 495170DEST_PATH_IMAGE020
过程中，以∆f为变频率步长，令f = f +∆f，逐渐增大f至
Figure 242546DEST_PATH_IMAGE021
。
4.根据权利要求1所述适用于S/S补偿IPT系统的恒效率控制方法，其特征在于：S3中还包括以下步骤：
检测R L，判断
Figure 390630DEST_PATH_IMAGE003
与
Figure 274273DEST_PATH_IMAGE022
的关系：
当
Figure 747979DEST_PATH_IMAGE023
时，则返回重新检测v 1与i 1的相位，并调节f；
当
Figure 221467DEST_PATH_IMAGE024
时，则减小C 2至
Figure 173242DEST_PATH_IMAGE025
，同时调节C 1=L 2 C 2/L 1，并返回重新检测v 1与i 1的相位，再调节f。
5.根据权利要求4所述适用于S/S补偿IPT系统的恒效率控制方法，其特征在于：S3中，减小C 2至
Figure 176970DEST_PATH_IMAGE026
过程中，以∆C 2为变容值步长，令C 2=C 2-∆C 2，逐渐减小C 2至
Figure 555999DEST_PATH_IMAGE027
。
6.根据权利要求1所述适用于S/S补偿IPT系统的恒效率控制方法，其特征在于：S4中还包括以下步骤：
检测R L，判断R L 与
Figure 12388DEST_PATH_IMAGE028
的关系：
当
Figure 502275DEST_PATH_IMAGE029
时，重新检测v 1与i 1的相位，然后调节C 2；
当
Figure 360510DEST_PATH_IMAGE030
时，则增大f至
Figure 176019DEST_PATH_IMAGE031
，重新检测v 1与i 1的相位，然后调节C 2。
7.根据权利要求6所述适用于S/S补偿IPT系统的恒效率控制方法，其特征在于：S4中，增大f至
Figure 621169DEST_PATH_IMAGE032
过程中，以∆f为变频率步长，令f = f +∆f，逐渐增大f至
Figure 180327DEST_PATH_IMAGE033
。
8.根据权利要求1所述适用于S/S补偿IPT系统的恒效率控制方法，其特征在于：变频率步长∆f取值范围为0.2%f~1%f。
9.根据权利要求1所述适用于S/S补偿IPT系统的恒效率控制方法，其特征在于：变容值步长∆C 2取值范围为0.2% C 2~1% C 2。
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