CN103181050A

CN103181050A - 感应功率传输拾取电路

Info

Publication number: CN103181050A
Application number: CN2011800517506A
Authority: CN
Inventors: G·A·考维克; D·J·罗伯逊
Original assignee: Auckland Uniservices Ltd
Current assignee: Auckland Uniservices Ltd
Priority date: 2010-09-03
Filing date: 2011-09-05
Publication date: 2013-06-26
Anticipated expiration: 2031-09-05
Also published as: EP2612412A1; JP2013541927A; KR101877943B1; CN103181050B; US9666358B2; US20140035382A1; EP2612412A4; KR20140002621A; NZ587780A; EP2612412B1; JP6133775B2; WO2012030238A1; US20170229919A1

Abstract

本发明公开了一种感应功率传输（IPT）拾取电路，其用于从初级导体接收功率，所述IPT拾取电路具有：拾取线圈（L2）和补偿电容器（C2），使得拾取线圈（L2）可以在系统工作频率下谐振；开关（S1，S2），和多个电抗元件（L3，C3），由此当所述开关处于接通状态或关闭状态之一时，所述另外的电抗元件（L3，C3）在工作频率下谐振，以降低被供应到拾取电路的输出的功率。

Description

感应功率传输拾取电路

技术领域

本发明涉及感应功率传输(IPT)系统。

背景技术

IPT拾取电路可以处理交变电流(AC)以向负载提供功率。由于适合于IPT应用(诸如照明)的AC处理电路的功率和电压输出要求的提高，用来调节功率的AC开关上的应变也增加。在专利公开出版物WO2010/030195A1中描述的标准AC处理拾取器中，开关必须标定的VA的积与负载型的品质因数的平方(即Q₂ ²)大致成比例地增长。但是，拾取器的功率容量只与Q₂成比例地增加。因此，为了获得大的功率输出和相对高的电路Q，要求有改进的控制器。

在WO2010/030195中描述的并联调谐AC控制器电路中的开关和电流额定值具有取决于拓扑结构及驱动负载所需的调谐量的额定值。在非常高的功率应用中，开关额定值可能是过高且昂贵的。例如，图1的并联AC处理拾取电路必须被定标为处理峰值谐振电感器电流及峰值负载电压

而在诸如图2中所示的AC处理拾取电路的串联调谐形式中的开关必须被定标为处理峰值谐振电感器电压以及峰值负载电流

如果要求从图1的并联调谐电路中得到DC输出电压，输入到整流器(未显示)的AC电压的峰值必须是输出DC电压的157％。当要求有DC输出时，对于图2的串联调谐电路中的电流同样如此。随着电路Q、输出功率和输出电压的增大，用标准并联和串联调谐AC处理拓扑结构，设计可用的开关技术的限制变得日益困难。

在WO2010/030195A1中描述的并联调谐AC处理拾取器中，AC开关直接与谐振电感器并联，因此必须被定标为承受峰值谐振电感器电流和峰值负载电压。因此，假设将电路设计为运行使得Q_operational＝Q₂，开关必须定标的V_sw·I_sw或VA的积是

其略微大于

然而，AC开关的目的是控制电路的Q。如果允许大于I_sc的电流流过与AC负载并联的开关，电路的Q下降。如果允许小于I_sc的电流流过与AC负载并联的开关，电路的Q增大。因此，开关的最小VA额定值必须至少是短路电流与拾取器的最大输出电压的积(I_scQ₂v_oc)。因此，两个开关的VA额定值大于功率控制所需的最小开关额定值的2Q₂倍。

提供一种所需峰值开关电压和电流额定值可以被降低的电路拓扑结构可能是有利的。

发明内容

本发明的目的是提供与用于IPT系统的拾取电路相关的设备或方法，所述拾取电路降低开关应力。或者，本发明的目的是至少提供已知设备或方法的可用替代方案。

在一个方面，本发明提供了一种感应功率传输(IPT)拾取电路，其用于以选择的工作频率从初级导体接收功率，所述电路具有：

拾取线圈和补偿电容器；

开关装置，所述开关装置在工作状态和非工作状态之间是可控的；

多个另外的电抗元件，由此当所述开关装置处于所述工作状态或非工作状态之一时，所述另外的电抗元件在所述选择的工作频率下谐振，以实质性降低或阻止功率被供应到所述拾取电路的输出。

优选地，所述开关装置处于所述工作状态或非工作状态中的另一个状态时，功率被供应到负载。优选地，所述开关装置处于所述工作状态或非工作状态中的另一个状态时，所述拾取线圈和补偿电容器变成谐振的。

优选地，当所述开关装置处于所述工作状态或非工作状态中的另一个状态时，所述拾取线圈、补偿电容器和所述多个电抗元件中的至少一个电抗元件一起谐振。

在一个实施例中，所述拾取线圈和补偿电容器并联地连接。优选地，所述输出与所述补偿电容器并联地提供。

优选地，所述多个另外的电抗组件包括串联连接的电容器和电感器。

优选地，所述串联连接的电容器和电感器与所述拾取线圈和补偿电容器并联地连接。

优选地，所述开关装置与所述电容器并联地连接。优选地，所述输出包括整流器以提供DC电源。

在一个实施例中，所述拾取线圈和补偿电容器串联地排列。优选地，所述输出与所述补偿电容器串联地提供。

优选地，所述多个另外的电抗组件包括并联连接的电容器和电感器。优选地，所述并联连接的电容器和电感器与所述拾取线圈和补偿电容器串联地连接。

优选地，所述开关装置与所述电感器串联地连接。优选地，另外的补偿电容器与所述电感器并联地连接以降低峰值开关电压。

优选地，所述输出包括整流器以提供DC电源。

在另一方面，本发明提供了一种IPT系统，其包括根据前述说明中任一项所述的拾取电路。

在另一方面，本发明提供了一种控制感应功率传输(IPT)拾取电路的方法，所述拾取电路具有拾取线圈和补偿电容器，所述方法包括以下步骤：操作开关装置以使一个或多个另外的电抗组件变成谐振的，由此控制到负载的功率供应。

优选地，所述方法包括：将所述开关装置设置成工作状态或非工作状态中的一种状态，以使所述电抗元件是谐振的，从而实质性阻止功率被供应到所述拾取电路的输出。

优选地，所述方法包括：将所述开关装置设置成工作状态或非工作状态中的另一种状态，以使功率到达负载。

优选地，所述方法包括：将所述开关装置设置成工作状态或非工作状态中的另一种状态，以使所述拾取线圈和补偿电容器变成谐振的，以将功率供应到负载。

在另一方面，本发明提供了一种感应功率传输(IPT)拾取电路，其用于以选择的工作频率从初级导体接收功率，所述电路具有：

拾取线圈；

调谐电容器，所述调谐电容器与所述拾取线圈串联地连接；

开关装置，所述开关装置在工作状态和非工作状态之间是可控的，以控制功率到所述拾取电路的传输；

补偿电容器，所述补偿电容器与所述拾取线圈并联地连接，以降低峰值开关电压。

优选地，当所述开关处于非工作状态时，所述补偿电容器在所述工作频率下不与所述拾取线圈谐振。优选地，所述开关装置与所述拾取线圈串联地连接。

优选地，由所述拾取电路提供的负载与所述拾取线圈串联地连接。

通过下文的描述，本发明的另外的方面将变得明显。

附图说明

将参照附图在下面讨论本发明的一个或多个例子，在附图中：

图1是已知的并联调谐IPT拾取电路的电路图。

图2是已知的串联调谐IPT拾取电路的电路图。

图3是改进的并联调谐IPT拾取电路的电路图。

图4是图3的拾取电路带DC输出的图。

图5示出了图4电路的工作波形。

图6示出了图3电路的工作波形。

图7示出了根据图1的1.2千瓦系统以三个不同的受控输出电压电平工作时的测量的负载电流(上轨迹)和电压(下轨迹)：

(a)50伏；

(b)120伏；

(c)240伏。

图8示出了根据图3的1.2千瓦系统以三个不同的受控输出电压电平工作时的测量的负载电流(上轨迹)和电压(下轨迹)：

(a)50伏；

(b)120伏；

(c)240伏。

图9示出了通过设置电路比率K_L＝L₂/L₃，标准化的开关电流额定值(相对于拾取短路电流)的设计。

图10示出了通过设置电路比率K_L＝L₂/L₃，在不同工作Q的标准化开关电压额定值(相对于拾取开路电压)的设计；

(a) K_L＝1，(b)K_L＝5。

图11示出了图3电路的工作波形，其中(a)I_L2(上轨迹)和I_L3(下轨迹)，(b)输出电压(上轨迹)和开关电压(下轨迹)。

图12示出了新的串联调谐IPT拾取电路的电路图。

图13示出了包括DC输出的图12的电路。

图14示出了图12电路的工作波形。

图15示出了图12电路的设计条件，选择的电容器比率K_c＝C₃/C₂，(a)标准化的开关电流，(b)标准化的开关电压。

图16示出了图2和图12的串联调谐谐振电路可以通过另外的C_2P使用部分并联的调谐电容器，以使开关暂态最小化。这里，显示为它应用于图2的电路。

图17示出了图12的电路拓扑结构，但包括用于降低峰值开关电压的非谐振并联电容器。

图18示出了图13的电路拓扑结构，但包括用于降低峰值开关电压的非谐振并联电容器。

图19示出了在不同的并联调谐AC调节器和标准的用于照明负载的商用调光器之间的总谐波畸变比较。

图5-11、图14和图15中所示的图形是从图形所涉及电路的基本模型观点得出的。因此，波形可能与实际电路略微不同，实际电路可能经历来自开关暂态的谐波。

具体实施方式

在本文中提出了两个新的控制器拓扑结构，他们降低了开关应力。一个可应用于在WO2010/030195A1中描述的AC处理控制器的并联调谐情况。另一个可应用于诸如图2的串联调谐电路，其在WO2011/046453中有描述。当被应用以满足具有Q₂＝5的谐振调谐因子的实际IPT系统要求时，与传统的AC处理调节器相比，新的拓扑结构导致开关VA额定值降低高达3.8倍。在提出的拓扑结构下，开关截止电压是可由设计人员控制的，与所需的输出电压无关。对于大于5的Q₂值，相对的开关应力将进一步下降。

来自提出的并联、串联谐振控制器的AC输出电压也是正弦的，不同于WO2010/030195A1和WO2011/046453的AC拾取。因此，负载两端的RFI和谐波畸变也会降低。

当AC开关关断时，提出的并联调谐谐振控制器在零输出功率下工作，而当AC开关关断时，提出的串联调谐谐振控制器在最大功率下工作，在此拓扑结构中，这提高了其效率，其优于图2的效率。

两种拓扑结构可以被配置成实现受控DC输出，但是，对于较低电压的DC输出，由于不需要DC电感器，新的串联调谐谐振控制器很自然地导致比标准并联调谐拾取可能获得的更小、更加节约成本的DC输出拾取设计。

改进的AC受控并联调谐谐振控制器

为了使用实际的开关，以最低损耗调节提出的拾取电路的输出功率，在本文中提出对之前讨论的AC处理电路的变形，它不使开关受到如此高的电压和电流。可应用于并联调谐拾取线圈的此电路的一个例子示于图3。本领域技术人员会理解，可能存在许多不同的降低开关应力的布置结构，但在这里只讨论一个例子，使得这些概念可以被清楚地理解，并且在本文的剩下的部分中被称作“并联调谐谐振控制器”。此控制器基于AC开关，在图3中由S₁、S₂、D₁和D₂组成，使用了钳制谐振电容器(在此情况下是C₃)的方法，以改变相邻的电感器-电容器对(L₃和C₃)的阻抗，正如在WO2010/030195A1中描述的。

以下的描述解释了图3的电路是如何工作的。这里L2是拾取电感器，其被松散地耦合到在VLF到LF范围(典型地，对于中-高功率应用为10-140kHz)内的频率下工作的IPT初级导体(诸如轨道，未显示)。拾取电感器L₂使用补偿电容器C₂和L₃被调谐为在轨道频率下谐振，如在下文进一步描述的，使得当L₂谐振时，功率从初级导体传输到拾取电路。

如果图3中的L₃和C₃是被调谐为在轨道频率下谐振的另外的电抗元件，可以看出，当AC开关被保留作为开路时，L₃和C₃将谐振并在拾取电感器L₂两端形成短路。如果发生此有效的短路，则传输给负载(R₂)的功率将是零。如果图3中的补偿电容器C₂被选择为使得它与L₂和L₃的组合并联阻抗在轨道频率下谐振，可以观察到，如果AC开关被短路，则通过并联谐振回路可以看出L₃、C₃和AC开关的组合阻抗将只是XL₃(即L₃的阻抗)。因此，传输到负载的功率将是最大值，原因是C₂、L₂和L₃的组合并联阻抗在轨道频率下谐振。因此，当AC开关处于工作(即闭合)状态时，功率被供应给负载。当AC开关处于非工作(即打开)状态时，没有功率从初级导体传输，所以功率不供应给负载，或者至少给负载的功率供应(即输出)被大大降低或被阻止。

如果希望有DC输出，则通过在调谐电容器C₂的两端增加整流器以及形式为电感器L_DC和C_DC的输出滤波器，电路可以被改变为图4中所示的形式。

图4电路的仿真工作示于图5，这里，通过在轨道频率的每个半波(T/2)中改变每个开关接通的时间，输出功率被改变。开关保持为接通的这个时间被称为钳制时间(T_c)，其理论上可以从0变化到T/2。在此仿真中，轨道频率被设置为20kHz，使得25μs代表理论的最大钳制时间。如果钳制时间为零，则没有功率传输到负载，而在全钳制时间下，最大功率可用于负载。如图5中所示，T_c一开始是最大值，并缓慢降低到接近零，然后斜坡返回到接近最大值，实现功率的变化。一开始，全部功率被输出，在此之后，控制器斜坡下降到一半的功率，然后再斜坡下降到零功率，然后斜坡返回到全功率。尽管输出功率可以无损害地快速增大，但如果输出功率在无控制下快速降低，则高的暂态开关电压会产生。应当注意的是，如图5中所示，以适当的斜率使电压呈斜坡，会消除此问题，为了照明控制目的，这种斜率实现了光输出中的受控减小，它比以在50Hz主频下工作的照明控制器下降得快得多。

提出的并联调谐谐振控制器的具体优点在于当开关关断时，它在零输出功率下工作，这意味着在启动周期中，当IPT系统第一次接通时，控制器将具有与它启动所要求的时间一样长的时间，不会出现无控制的谐振电压积累。如果控制器故障，这自然也是安全的，原因是当开关处于关断状态时，它会自然地使拾取线圈解耦。而且，在提出的并联调谐谐振控制器中的输出电压是完美的正弦，这与图1的标准并联调谐AC处理控制器不同。这意味着对于给定RMS值，峰值负载电压更低，RFI降低。图6示出了即使由于钳制控制开关两端的电压产生畸变，负载两端的电压也是正弦。图7和图8示出了已知的图1控制器和图3提出的控制器分别驱动1.2kW飞利浦240V舞台灯时的工作差异，所述舞台灯阻性强，由共同的具有V_oc＝85V和I_sc＝6A的拾取器工作。如图7所示，当由图1电路工作时，开关电压和输出AC电压必须是相同的，由于开关的钳制动作，在电压和电流中有显著畸变。图8示出了在图3电路的工作下，在此灯两端以相同的输出RMS电压的工作。如图所示的，在电压或者电流中都不存在明显畸变。

提出的图3并联调谐谐振控制器电路的实际缺点是在电感器L3的体积(在这里表示为与

成比例(这里，

))和开关要求的截止电压额定值之间的折衷。考虑电路传输全输出功率的情况。由于AC开关，C₃完全短路，使得等效电路由并联的L₂、L₃、C₂和R₂组成。因此，

同样地，

给定的V₀是负荷型的，而ω典型地是固定的，取决于IPT设计的要求(使得两者都大大超出设计者的控制)，通过增大L₂，可以降低

然而，随着L₃的增大，仿真表明

(因此还有开关电压V_sw)也增大。最大

与最大

的比率可以通过设计使用以下比率来选择：

K_{L} = (V_{o} / X_{L_{2}}) / (V_{o} / X_{L_{2}}) = L_{2} / L_{2}

K_L对开关电流和电压的影响分别示于图9和图10。图9示出了在固定的Q对于不同的K_L值，相对于拾取短路电流标准化的开关电流额定值。图10示出了对于不同的Q值相对于拾取开路电压标准化的开关电压额定值。这里，图10(a)具有K_L＝1，而图10(b)具有K_L＝5的值。如图显示的，最大稳态值用V_sw＝K_LV_oc给出(与工作Q无关)，而从图9，其中Q＝3，示出了稳态开关电流I_sw＝(Q/K_L)I_sc。同样，K_L用于确保对于给定应用，开关电压和电流可被匹配到适当地可用的开关。图11示出了图3的此新电路在K_L＝3～Q_2max的受控工作，它给1.2kW的灯提供受控输出。如预期的一样，开关电流保持与I_SC相似。

通过例子，如果基于图4的DC输出拓扑结构的电路需要并被设计为满足以下参数：f＝20kHz，P_su＝V_ocI_sc＝400VA，在400V DC输出下Po＝2kW，则假设已知的实际拾取具有L₂＝157μH，V_oc＝88.9V和I_sc＝4.5A，从这些技术参数可以计算出所需的Q₂＝5。如果L₃被设定为等于L₂，则L₃的LI²的额定值会等于L₂的LI²额定值。根据仿真，峰值开关电压会是～166V，峰值开关电流会是32.5A，开关的总VA额定值至少是5.4kVA。实际的高功率开关通常具有比电流额定值更好的电压关断能力，所以要求低电压但大电流开关的设计是不期望的。在各种输出功率水平，开关截止电压(V_DS)和拾取线圈两端的谐振电压(V_C2)示于图4。峰值开关电流与流过I_L3的峰值电流相同。通过改变设计，使得L₃＝L₂·Q₂，峰值开关电压变化到大约为峰值AC负载电压，这是图1的传统的AC处理拾取电路的情况。然而，尽管峰值开关电压已经增加到648V，但峰值开关电流下降到8.6A，L₃的体积下降到比L₂的体积小2.5倍。开关的VA额定值现在是5.6kVA，类似于上一个例子。为了使用图1传统的并联调谐AC处理电路满足相同的参数，要求开关电压额定值至少为

或者628V。峰值开关电流额定值需要为

或者32.4A。因此，开关的总VA额定值必须至少为20.3kVA或者大约比使用图4的谐振控制器高3.8倍。结果，对于新提出的电路的开关的VA额定值已经明显下降，所期望的开关电压现在可以通过适当选择电感器比率K_L＝L₂/L₂与输出电压无关地被设定。

改进的AC受控串联调谐谐振控制器

如WO2011/046453中描述的在图2中所示的串联调谐AC处理控制器还可以被修改为降低峰值开关电压和电流要求。此改进的控制器的一个例子示于图12，这里称作“串联调谐、谐振控制器”。

以下描述解释图12的电路如何工作。这里L₂是拾取电感器，其松散地耦合到在VLF到LF范围中的频率(对于中到高功率应用，典型地为10-140kHz)下工作的IPT初级导体，诸如轨道(未显示)。拾取电感器L₂使用在下文进一步描述的补偿电容器C₂和C₃被调谐为在轨道频率下谐振，使得当L₂谐振时，功率从初级导体被传输到拾取电路。

电感器L₃和电容器C₃是另外的电抗组件。假设电感器L₃被选择为在轨道频率下与C₃谐振。考虑由S₁、S₂、D₁和D₂组成的AC开关接通的情况。因为C₃和L₃在轨道频率下形成并联谐振电路，对电路其余部分他们一起表现为开路，由此将传输到负载的功率降低为零。现在假设电容器C₂被选择为使得它与电容器C₃和拾取电感器L₂串联时在轨道频率下谐振。当AC开关关断时，电感器L₃将从电路其余部分断开，又因为C₂、C₃和拾取电感器L₂在轨道频率下谐振，传输给负载的功率是最大值。因此，在此实施例中，当AC开关处于非工作(即打开)状态时，功率被供应到负载。当AC开关处于工作(即闭合)状态时，从初级导体不传输功率，所以功率不被供应到负载，或者至少功率到负载的供应(即输出)实质上被降低或阻止。

正如在之前提出的并联调谐谐振控制器中，在此情况下通过在DC电容器后增加整流器来取代AC负载，可以从此电路产生DC输出。因为这是一个串联调谐系统，DC电感器是不需要的。此DC输出布置结构示于图13。

可以设计和仿真基于所提出的串联调谐谐振控制器的电路给220V、1200W AC的负荷提供功率。因为钨卤素白炽灯被打开时需要的瞬时高电流，相比并联调谐电路，串联调谐IPT拾取可更加应用于驱动这些负载。然而，因为在标准串联调谐AC处理拾取中的峰值开关电压是图2的标准串联调谐AC处理拓扑结构不是特别适合要求高输出电压的应用。不过，图12的改进电路克服了此问题。

通过例子，如果串联调谐电路被设计为给舞台灯提供功率以满足以下技术参数：f＝20kHz拾取线圈P_Su＝240VA，在220V AC输出时P_o＝1.2kW，使用拾取电感器L₂＝1.61mH，其具有V_oc＝220V，I_sc＝1.09A，那么使用这些技术参数，可以确定Q₂＝5。根据仿真，如果C₃＝QC₂，电感器L₃的额定值LI²将比拾取电感器线圈L₂的额定值小3.6倍。结果，L₃将具有比L₂小～3.6倍的体积。根据仿真，其结果示于图14，峰值开关电压是386V，峰值开关电流是9.5A。因此，开关的总VA额定值必须至少为3.7kVA。实际上，比率K_c＝C₂/C₃可以被选择为调节在稳态工作下需要的最大开关电流，如图15(a)所示，不会影响开关电压(图15(b))。在RMS项I_sw＝(K_c+1)I_sc，但是峰值开关电流是

使用图2的传统的串联调谐AC处理拾取电路，要满足相同参数，峰值开关电压将至少是

开关电流额定值需要＞Q₂I_sc＝5.45A。因此，开关的总VA额定值必须至少是8.7kVA，或者比使用图12的串联调谐谐振控制器大2.4倍。能够关断1.59kV同时在IPT应用所要求的VLF频率下工作的开关通常是不实用的，因此，图2的标准串联调谐AC处理电路不适合满足所提出的技术参数。然而，如在并联调谐情况下，图12的串联调谐谐振控制器可以是适合的。图12在开关关断时在全功率下工作，而当开关接通时，开关电流相对小。结果，所提出的拾取效率应该比图2的标准串联调谐AC处理拾取要高。

正如所提出的并联调谐谐振控制器，在峰值开关电压和电感器L₃的体积和成本之间存在折衷。但是，当对于DC输出使用如图13的电路所示的串联调谐谐振控制器拓扑结构时，可以产生几百伏的输出，而不要求过量的开关截止电压。因为从串联调谐拾取产生DC不要求有DC电感器，所以L₃的任何附加的尺寸和成本可以部分地或全部地被没有DC电感器来抵消。

使串联谐振电路中的暂态效应最小化

如上文指出的，图12的输出电压优选是正弦的，与图2的标准并联调谐AC处理控制器的输出电压不同。这意味着对于给定RMS值的峰值负载电压更低，降低了RFI。开关电压振荡和RFI是标准串联调谐AC处理电路的一个特殊问题，在本文中也需要解决。标准串联调谐AC控制器(图2)的关断会在关断状态的开关的体二极管反向偏置时发生。此时，二极管的反向恢复电流开始流过拾取电感器线圈L₂，但由于反向恢复电荷耗尽，会快速下降到零。通过拾取电感器的此大的δi/δt在AC开关的截止半波上引起正的电压尖峰。由于开关的电容C_DS与拾取电感器共振，电压尖峰然后在开关截止电压V_DS中诱发高频振荡。还产生EMI，这显著增大了开关两端存在的峰值电压。开关两端的简单的RC阻尼器可以补救该问题，但是，阻尼器的电阻损耗降低了拾取的效率。

新的无损耗方法是在串联调谐电容器之前用电压增加的边际量来并联调谐拾取电感器，如图16中所示。这在拾取电感器线圈两端给反向恢复电流提供了低阻抗路径，从而使AC开关关断时的电压尖峰和振荡最小化。仿真已经表明，通过使峰值开关电压最小化，这充当有效的阻尼器。在仿真中使用的提出的附加并联补偿电容器(C_2P)(当AC开关关断，即打开或不工作时，补偿电容器与拾取线圈L₂在工作频率下不发生共振)的阻抗被设置为-10X_L2，产生10％的电压增加。实际上，加入此电容器改变了有效电感L₂，这在设计电路中的其它调谐组件时必须考虑。对于C_2P＝-10X_L2，考虑C_2P存在的有效的新的第二电感(L₂’)是L₂＝1.1L₂。

这里概述的开关截止电压振荡问题还适用于在图12提出的串联调谐谐振控制器的L₃，但是，该问题还可通过使用另外的电容器来减轻，从而允许在开关选择上有另外的自由度，因此有更低的开关电压和VA要求。

图17和图18分别示出了图12和图13的拓扑结构，再加上与电感器L₃并联的另外的补偿电容器C_L3P。如在前面的段落中描述的，C_L3P提供了当AC开关打开时使电流流过电感器L₃的路径，因此避免了对阻尼器的需要。例如，非谐振并联电容器C_L3P可以具有大约是电感器L₃的电阻的10倍的电阻，使得这些并联组件的组合电阻是电感性的，大约是L₃电阻的110％。

通过前面可以看出，本发明提供了在电路控制和效率方面以及在使开关应力最小化方面的显著优点。而且，尽管上文的讨论集中在使用AC开关与更多的电阻性元件中一个的结合来控制拾取电路，以获得受控的可变电阻元件，但其它的配置也是可行的。例如产生可变电阻的配置也是在感应传输领域内是已知的，诸如使用“可饱和电感器/电阻器”或例如使用继电器切换二进制加权电容器组。如本文档中描述的电感器/电容器调谐支路也可应用到这些其它的配置中，并且可以产生与用AC开关调谐电路时相似或相同的优点。

新的电路在负载两端还具有相当大的谐波畸变。一个例子示于图19，图19示出了对于照明负载的给定输出功率的总谐波畸变水平。线1表示标准的商用调光器电路。线2表示通过使用图1拓扑结构的并联调谐拾取电路的使用。线3示出了非常低水平的畸变，表示使用了本文中公开的新的并联调谐拾取拓扑结构，诸如图3中的。

而且，本领域技术人员会认识到尽管在WO2010/030195中描述的已知电路反映了轨道上的电容性负载，但本文档中描述的电路可以反映轨道上的电感负载。这些电抗负载可用来控制整体IPT系统的调谐方面。在一个例子中，不同的拾取电路拓扑结构可用在单独的拾取中，以获得期望的结果，从而使反射电抗有效地彼此解调。

本领域技术人员还会认识到，正如在WO2010/030195中描述的电路，在本文中公开的新电路还允许电路的Q被控制和/或被微调。

从前述可以看出，对目前优选实施例的变型的各种改变对本领域技术人员是显然的。变型的这些变化可在不偏离本发明的精神和范围下、在不限制其潜在优点的情况下进行。因此，想要使这些变化和变型包括于本发明中。

Claims

1.一种感应功率传输(IPT)拾取电路，其用于以选择的工作频率从初级导体接收功率，所述电路具有：

拾取线圈和补偿电容器；

2.根据权利要求1所述的IPT拾取电路，其中，当所述开关装置处于所述工作状态或非工作状态中的另一个状态时，功率被供应到负载。

3.根据权利要求1或权利要求2所述的IPT拾取电路，其中，当所述开关装置处于所述工作状态或非工作状态中的另一个状态时，所述拾取线圈和补偿电容器变成谐振的。

4.根据权利要求1-3任一项所述的IPT拾取电路，其中，当所述开关装置处于所述工作状态或非工作状态中的另一个状态时，所述拾取线圈、补偿电容器和所述多个电抗元件中的至少一个电抗元件一起谐振。

5.根据前述权利要求中任一项所述的IPT拾取电路，其中，所述开关装置包括AC开关。

6.根据前述权利要求中任一项所述的IPT拾取电路，其中，所述拾取线圈和补偿电容器并联地连接。

7.根据权利要求6所述的IPT拾取电路，其中，所述输出与所述补偿电容器并联地提供。

8.根据权利要求6或权利要求7所述的IPT拾取电路，其中，所述多个另外的电抗组件包括串联地连接的电容器和电感器。

9.根据权利要求8所述的IPT拾取电路，其中，所述串联连接的电容器和电感器与所述拾取线圈和补偿电容器并联地连接。

10.根据权利要求8或权利要求9所述的IPT拾取电路，其中，所述开关装置与所述电容器并联地连接。

11.根据权利要求7-10中任一项所述的IPT拾取电路，其中，所述输出包括整流器以提供DC电源。

12.根据权利要求1-5中任一项所述的IPT拾取电路，其中，所述拾取线圈和补偿电容器串联地排列。

13.根据权利要求12所述的IPT拾取电路，其中，所述输出与所述补偿电容器串联地提供。

14.根据权利要求12或权利要求13所述的IPT拾取电路，其中，所述多个另外的电抗组件包括并联地连接的电容器和电感器。

15.根据权利要求14所述的IPT拾取电路，其中，所述并联连接的电容器和电感器与所述拾取线圈和补偿电容器串联地连接。

16.根据权利要求14或权利要求15所述的IPT拾取电路，其中，所述开关装置与所述电感器串联地连接。

17.根据权利要求14-16中任一项所述的IPT拾取电路，其中，另外的补偿电容器与所述电感器并联地连接以降低峰值开关电压。

18.根据权利要求13-17中任一项所述的IPT拾取电路，其中，所述输出包括整流器以提供DC电源。

19.根据前述权利要求中任一项所述的IPT拾取电路，其中，所述开关装置包括两个开关元件，每个开关元件具有反并联二极管。

20.一种IPT系统，其包括根据前述权利要求中任一项所述的拾取电路。

21.一种控制感应功率传输(IPT)拾取电路的方法，所述拾取电路具有拾取线圈和补偿电容器，所述方法包括以下步骤：操作开关装置以使一个或多个另外的电抗组件变成谐振的，由此控制到负载的功率供应。

22.根据权利要求21所述的方法，包括：将所述开关装置设置成工作状态或非工作状态中的一种状态，以使所述电抗元件是谐振的，从而实质性阻止功率被供应到所述拾取电路的输出。

23.根据权利要求22所述的方法，包括：将所述开关装置设置成所述工作状态或非工作状态中的另一种状态，以使功率到达负载。

24.根据权利要求22或权利要求23所述的方法，包括：将所述开关装置设置成所述工作状态或非工作状态中的另一种状态，以使所述拾取线圈和补偿电容器变成谐振的，以将功率供应到负载。

25.一种感应功率传输(IPT)拾取电路，其用于以选择的工作频率从初级导体接收功率，所述电路具有：

拾取线圈；

调谐电容器，所述调谐电容器与所述拾取线圈串联地连接；

26.根据权利要求25所述的IPT拾取电路，其中，当所述开关处于所述非工作状态时，所述补偿电容器在所述工作频率下不与所述拾取线圈谐振。

27.根据权利要求26所述的IPT拾取电路，其中，所述开关装置与所述拾取线圈串联地连接。

28.根据权利要求26或权利要求27所述的IPT拾取电路，其中，由所述拾取电路提供的负载与所述拾取线圈串联地连接。

29.一种IPT拾取电路，其实质上如本文中参考本文中图示的实施例中任一个描述的。

30.一种控制实质上如本文中参考本文中图示的实施例中任一个描述的IPT拾取电路的方法。