CN109861548A - 一种混合功率模块型直流变压器 - Google Patents

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王平
赵聪
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Abstract

一种混合功率模块型直流变压器，包括第一类功率模块基于SiC MOSFET开关器件的移相型双有源桥变换器和第二类功率模块基于Si IGBT开关器件的串联谐振型双有源桥变换器。在连续控制周期内，第一类功率模块采用电压闭环和移相控制方式，第二类功率模块采用开环的占空比为50％方波的电压输出控制方式。与传统基于Si‑IGBT开关器件的移相型双有源桥变换器功率模块的直流变压器器电路拓扑相比，本发明可有效提高系统电能传输效率。

Description

一种混合功率模块型直流变压器
技术领域
本发明涉及一种混合功率模块型直流变压器。
背景技术
目前，现有配电网中均采用交流形式进行电能传输。近年来，如计算机、手机、平板电脑等消费类电子产品、LED、数据中心和电动汽车等直流负荷和光伏、风能和太阳能等分布式可再生能源在配电系统中所占比例越来越重，通过构建直流配电网可以直接实现可再生能源与直流负荷之间的能量交互，从而节省大量电能变换环节，减小成本、降低损耗，提高电能传输效率。另外，与传统交流配电网相比，直流配电网具有供电容量更大、供电半径更长、电能质量问题不突出，不存在无功补偿问题等优势。
直流变压器是未来直流配电网的重要组成部分。与传统交流电力变压器相比，直流变压器一般可通过采用电力电子换流器和高频(相对工频而言)隔离变压器构成，通过控制电力电子换流器和高频变压器可以实现不同直流电压等级之间的能量变换与电气隔离。此外，直流变压器还具备装置自动保护、故障隔离和直流端口能量双向流动等功能。
面向中压20kV等级配电应用的直流电力电子变压器，受功率半导体耐压水平限制，一般可由多个功率模块构成，每个功率模块采用双有源桥变换器，且各模块按照高压侧级联低压侧并联方式进行连接。通常双有源桥变换器可分为移相型和串联谐振型，在额定运行时，移相型双有源桥变换器通过采用电压闭环+移相控制来实现功率传输，且所有开关均工作在零电压开通状态，无法实现零电流关断，而串联谐振型双有源桥变换器通过开环控制方式来实现能量自然流动，且变换器中开关器件均在电流为零时，开关状态发生改变。与移相型双有源桥变换器相比，串联谐振型双有源桥变换器可实现所有开关器件工作在零电流开关状态，减少了器件开关损耗，控制方式相对简单，但是，由于输出侧电压不可控，导致电压随负载在发生变化。因此，为保证系统可靠运行，一般移相型双有源桥变换器在实际应用较为广泛。另外，为提高系统电能传输效率，该类变换器可采用SiC型MOSFET器件来降低系统开关损耗，然而，与传统Si型IGBT器件相比，该器件造价相对较高，大幅增加了系统的运行成本。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术缺点，提出一种混合功率模块型直流变压器。本发明的直流变压器中，一部分模块采用基于SiC型MOSFET器件的移相型双有源桥变换器，另一部分模块采用基于Si型IGBT器件的串联谐振型双有源桥变换器，在系统运行成本允许的范围内，可进一步提高电能传输效率。同时控制方式相对简单，所有模块输出电压控制相对灵活。
所述的混合功率模块型直流变压器内部包含两类功率模块，两类功率模块在第一直流端口处采用级联方式连接，在第二直流端口处采用并联方式连接。
第一类功率模块由N个移相型双有源桥变换器构成，N的取值范围为10～15。每个移相型双有源桥变换器高压侧储能电容CH1的正极端子a连接至相邻移相型双有源桥变换器移相型双有源桥变换器CH1的负极端子b，每个移相型双有源桥变换器移相型双有源桥变换器高压侧储能电容CH1的负极端子b连接至相邻移相型双有源桥变换器移相型双有源桥变换器高压侧储能电容CH1的正极端子a，每个移相型双有源桥变换器低压侧储能电容CL1的正极端子m均连接至相邻移相型双有源桥变换器低压侧储能电容CL1的正极端子m，每个移相型双有源桥变换器低压侧储能电容CL1的负极端子n均连接至相邻移相型双有源桥变换器低压侧储能电容CL1的负极端子n。
第二类功率模块由K个串联谐振型双有源桥变换器构成，K的取值范围为10～15。每个串联谐振型双有源桥变换器高压侧储能电容CH2的正极端子o连接至相邻串联谐振型双有源桥变换器高压侧储能电容CH2的负极端子p，每个串联谐振型双有源桥变换器高压侧储能电容CH2的负极端子p连接至相邻串联谐振型双有源桥变换器高压侧储能电容CH2的正极端子o，每个串联谐振型双有源桥变换器低压侧储能电容CL2的正极端子y均连接至相邻串联谐振型双有源桥变换器低压侧储能电容CL2的正极端子y，每个串联谐振型双有源桥变换器低压侧储能电容CL2的负极端子z均连接至相邻串联谐振型双有源桥变换器低压侧储能电容CL2的负极端子z。
所述的混合功率模块型直流变压器中，第一移相型双有源桥变换器高压侧储能电容CH1的正极端子a连接至第一直流端口正极端子P1，第N移相型双有源桥变换器高压侧储能电容CH1的负极端子b连接至第一串联谐振型双有源桥变换器高压侧储能电容CH2的正极端子o，第K串联谐振型双有源桥变换器高压侧储能电容CH2的负极端子p连接至第一直流端口负极端子N1；第一移相型双有源桥变换器低压侧储能电容CL1的正极端子m连接至第二直流端口正极端子P2，第一移相型双有源桥变换器低压侧储能电容CL1的负极端子n连接至第二直流端口正极端子N2，第N移相型双有源桥变换器低压侧储能电容CL1的正极端子m连接至第一串联谐振型双有源桥变换器低压侧储能电容CL2的正极端子y，第N移相型双有源桥变换器低压侧储能电容CL1的负极端子n连接至第一串联谐振型双有源桥变换器低压侧储能电容CL2的负极端子z。
所述的第一类功率模块每个移相型双有源桥变换器内部的高低压侧H桥单元开关管S1至S8采用SiC型MOSFET器件；第二类功率模块每个串联谐振型双有源桥变换器内部的高低压侧H桥单元开关管T1至T8采用Si型IGBT器件。
所述的移相型双有源桥变换器由高压侧储能电容CH1、高压侧H桥单元、高频变压器TFH1、低压侧H桥单元和低压侧储能电容CL1构成。高压侧H桥单元与高压侧储能单元CH1并联连接，低压侧H桥单元与低压侧直流储能单元CL1并联连接；高压侧H桥单元的端子c与高频变压器TFH1的高压侧上端e相连，高频变压器TFH1的高压侧下端f与高压侧H桥单元的端子d相连，高频变压器TFH1的低压侧上端g与低压侧H桥单元的端子i相连，高频变压器TFH1的低压侧下端h与低压侧H桥单元的端子j相连。同时高压侧H桥单元的两端分别连接移相型双有源桥变换器的高压侧储能电容CH1的正极端子a和负极端子b，低压侧H桥单元两端分别连接移相型双有源桥变换器的低压侧储能电容CL1的正极端子m和负极端子n。
所述的串联谐振型双有源桥变换器由高压侧储能电容CH2、高压侧H桥单元、高压侧谐振电容Cr1、高频变压器TFH2、低压侧谐振电容Cr2、低压侧H桥单元，以及低压侧储能电容CL2组成。高压侧H桥单元与高压侧直流储能单元CH2并联连接，低压侧H桥单元与低压侧储能单元CL2并联连接，高压侧H桥单元的端子q与高压侧谐振电容Cr1的正极相连，低压侧H桥单元的端子w与低压侧谐振电容Cr2的负极相连，高频变压器TFH2的高压侧上端s与高压侧谐振电容Cr1的负极相连，高频变压器TFH2的高压侧下端t与高压侧H桥单元的端子r相连，高频变压器TFH2的低压侧上端u与低压侧谐振电容Cr2的正极相连，高频变压器TFH2的低压侧下端v与低压侧H桥单元的端子x相连。同时高压侧H端子o桥单元的两端分别连接串联谐振型双有源桥变换器的高压侧储能电容CH2的正极和负极端子p，低压侧H桥单元的两端分别连接串联谐振型双有源桥变换器的低压侧储能电容CL2的正极端子y和负极端子z。
所述的混合功率模块型直流变压器中，第一类功率模块内部N个移相型双有源桥变换器结构相同，参数相同；第二类功率模块内部K个串联谐振型双有源桥变换器结构相同，参数相同；两类功率模块高压侧储能电容CH1和CH2结构相同，参数相同；两类功率模块低压侧储能电容CL2和CL2结构相同，参数相同；第一类功率模块高频变压器TFH1和第二类功率模块高频变压器TFH2匝数比kTF相同。
所述的混合功率模块型直流变压器第一类功率模块的N个移相型双有源桥变换器中，当能量从第一直流端口流向第二直流端口时，在每个开关周期Ts内，Ts一般取值为0.0001s～0.001s，每个移相型双有源桥变换器驱动高压侧H桥单元开关器件S1至S4产生50％占空比方波电压ucd，通过移相控制，每个移相型双有源桥变换器驱动低压侧H桥单元开关器件S6至S8，产生相位滞后角的50％占空比方波电压uij，通过电压传感器采集的第二直流端口实时电压uP2N2与预先设定的电压参考值比较后，再经过传统PI调节器获得相角当能量从第二直流端口流向第一直流端口时，在连续开关周期Ts内，每个移相型双有源桥变换器驱动低压侧H桥单元开关器件S6至S8，产生50％占空比方波电压uij，通过移相控制，每个移相型双有源桥变换器驱动高压侧H桥单元开关器件S1至S4产生相位滞后角的50％占空比方波电压ucd，通过电压传感器采集并计算两类功率模块中所有高压侧储能电容电压总和usum，与预先设定的电压参考值比较后，再经过传统PI调节器获得相角
所述的混合功率模块型直流变压器第二类功率模块内部K个串联谐振型双有源桥变换器中，当能量从第一直流端口流向第二直流端口或能量从第二直流端口流向第一直流端口时，均采用开环的占空比为50％方波的电压输出控制方法，在每个开关周期TC内，TC一般取值为0.0001s～0.001s，前0.5TC内K个串联谐振型双有源桥变换器高压侧H桥单元导通T1，T4开关管，低压侧H桥单元导通T5，T8开关管，后0.5TC内K个串联谐振型双有源桥变换器高压侧H桥单元导通T2，T3开关管，低压侧H桥单元导通T6，T7,开关管，且高压侧H桥单元和低压侧H桥单元中IGBT的开关频率和由谐振电容Cr1、Cr2与第二类功率模块内部高频变压器漏感Lr2所形成谐振网络的工作频率fres相同。
本发明所述的混合功率模块型直流变压器在额定工况下运行时，第一类功率模块内部移相型双有源桥变换器可通过闭环控制改变高低压侧H桥变换器所产生的方波电压相位来进行功率传输，第二类功率模块内部串联谐振型双有源桥变换器由于变换器内部存有损耗电阻，导致高低压侧H桥变换器所产生的电压并不一致，该电压差异作用在由谐振电容和高频变压器漏感所形成的谐振网络中可产生电流，从而功率可实现自然流动。另外，由于第二类功率模块低压侧与第一类模块进行并联，当能量从第一直流端口流向第二直流端口时，通过移相控制第一类功率模块低压侧电压即可保持第二类功率模块低压侧电压。不同于第一类功率模块，第二类功率模块内部开关器件均工作在零电流状态可减少系统开关损耗，此外，所采用的Si型IGBT器件可降低系统成本。
与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：
与采用基于传统全Si型IGBT器件的移相相双有源桥变换器的直流变压器相比，本发明的混合功率模块型直流变压器在系统经济成本可允许的范围内，有效提高系统电能传输效率。此外，由于采用高压侧级联低压侧并联方式，当能量由第一直流端口流向第二直流端口时，低压直流侧电压可控，输出电压不会因负载变化而发生改变。
附图说明
图1为本发明混合功率模块型直流变压器结构示意图；
图2为当能量从第一直流端口流向第二直流端口时，第一类功率模块1内部移相型双有源桥变换器控制框图；
图3为当能量从第二直流端口流向第一直流端口时，第一类功率模块1内部移相型双有源桥变换器控制框图；
图4为当能量从第一直流端口流向第二直流端口时，第一类功率模块1内部移相型双有源桥变换器和第二类功率模块2内部串联谐振型双有源桥变换器高压侧电容电压uCH1，uCH2和低压侧电容电压uCL1，uCL2；
图5为当能量从第一直流端口流向第二直流端口时，第一类功率模块1内部移相型双有源桥变换器高压侧H桥单元输出方波电压ucd，低压侧H桥单元输出方波电压uij和高频变压器TFH1低压侧电流iFH1；
图6为当能量从第一直流端口流向第二直流端口时，第二类功率模块2内部串联谐振型双有源桥变换器高压侧H桥单元输出方波电压uqr，低压侧H桥单元输出方波电压uwx和高频变压器TFH2低压侧电流iFH2；
图7为当能量从第二直流端口流向第一直流端口时，第一类功率模块1内部移相型双有源桥变换器和第二类功率模块2内部串联谐振型双有源桥变换器高压侧电容电压uCH1，uCH2和低压侧电容电压uCL1，uCL2；
图8为当能量从第二直流端口流向第一直流端口时，第一类功率模块1内部移相型双有源桥变换器高压侧H桥单元输出方波电压ucd，低压侧H桥单元输出方波电压uij和高频变压器TFH1低压侧电流iFH1；
图9为当能量从第二直流端口流向第一直流端口时，第二类功率模块2内部串联谐振型双有源桥变换器高压侧H桥单元输出方波电压uqr，低压侧H桥单元输出方波电压uwx和高频变压器TFH2低压侧电流iFH2。
具体实施方式
以下结合附图和具体实施方式进一步说明本发明。
本发明的混合功率模块型直流变压器如图1所示。所述的混合功率模块型直流变压器内部包含两类功率模块，两类功率模块在第一直流端口处采用级联方式连接，在第二直流端口处采用并联方式连接。
第一类功率模块由N个移相型双有源桥变换器构成，N的取值范围为10～15。每个移相型双有源桥变换器高压侧储能电容CH1的正极端子a连接至相邻移相型双有源桥变换器移相型双有源桥变换器CH1的负极端子b，每个移相型双有源桥变换器移相型双有源桥变换器高压侧储能电容CH1的负极端子b连接至相邻移相型双有源桥变换器移相型双有源桥变换器高压侧储能电容CH1的正极端子a，每个移相型双有源桥变换器低压侧储能电容CL1的正极端子m均连接至相邻移相型双有源桥变换器低压侧储能电容CL1的正极端子m，每个移相型双有源桥变换器低压侧储能电容CL1的负极端子n均连接至相邻移相型双有源桥变换器低压侧储能电容CL1的负极端子n。
第二类功率模块由K个串联谐振型双有源桥变换器构成，K的取值范围为10～15。每个串联谐振型双有源桥变换器高压侧储能电容CH2的正极端子o连接至相邻串联谐振型双有源桥变换器高压侧储能电容CH2的负极端子p，每个串联谐振型双有源桥变换器高压侧储能电容CH2的负极端子p连接至相邻串联谐振型双有源桥变换器高压侧储能电容CH2的正极端子o，每个串联谐振型双有源桥变换器低压侧储能电容CL2的正极端子y均连接至相邻串联谐振型双有源桥变换器低压侧储能电容CL2的正极端子y，每个串联谐振型双有源桥变换器低压侧储能电容CL2的负极端子z均连接至相邻串联谐振型双有源桥变换器低压侧储能电容CL2的负极端子z。
所述的混合功率模块型直流变压器中，第一移相型双有源桥变换器高压侧储能电容CH1的正极端子a连接至第一直流端口正极端子P1，第N移相型双有源桥变换器高压侧储能电容CH1的负极端子b连接至第一串联谐振型双有源桥变换器高压侧储能电容CH2的正极端子o，第K串联谐振型双有源桥变换器高压侧储能电容CH2的负极端子p连接至第一直流端口负极端子N1；第一移相型双有源桥变换器低压侧储能电容CL1的正极端子m连接至第二直流端口正极端子P2，第一移相型双有源桥变换器低压侧储能电容CL1的负极端子n连接至第二直流端口正极端子N2，第N移相型双有源桥变换器低压侧储能电容CL1的正极端子m连接至第一串联谐振型双有源桥变换器低压侧储能电容CL2的正极端子y，第N移相型双有源桥变换器低压侧储能电容CL1的负极端子n连接至第一串联谐振型双有源桥变换器低压侧储能电容CL2的负极端子z。
所述的第一类功率模块每个移相型双有源桥变换器内部的高低压侧H桥单元开关管S1至S8采用SiC型MOSFET器件；第二类功率模块每个串联谐振型双有源桥变换器内部的高低压侧H桥单元开关管T1至T8采用Si型IGBT器件。
所述的移相型双有源桥变换器由高压侧储能电容CH1、高压侧H桥单元、高频变压器TFH1、低压侧H桥单元和低压侧储能电容CL1构成。高压侧H桥单元与高压侧储能单元CH1并联连接，低压侧H桥单元与低压侧直流储能单元CL1并联连接；高压侧H桥单元的端子c与高频变压器TFH1的高压侧上端e相连，高频变压器TFH1的高压侧下端f与高压侧H桥单元的端子d相连，高频变压器TFH1的低压侧上端g与低压侧H桥单元的端子i相连，高频变压器TFH1的低压侧下端h与低压侧H桥单元的端子j相连。同时高压侧H桥单元的两端分别连接移相型双有源桥变换器的高压侧储能电容CH1的正极端子a和负极端子b，低压侧H桥单元两端分别连接移相型双有源桥变换器的低压侧储能电容CL1的正极端子m和负极端子n。
所述的串联谐振型双有源桥变换器由高压侧储能电容CH2、高压侧H桥单元、高压侧谐振电容Cr1、高频变压器TFH2、低压侧谐振电容Cr2、低压侧H桥单元，以及低压侧储能电容CL2组成。高压侧H桥单元与高压侧直流储能单元CH2并联连接，低压侧H桥单元与低压侧储能单元CL2并联连接，高压侧H桥单元的端子q与高压侧谐振电容Cr1的正极相连，低压侧H桥单元的端子w与低压侧谐振电容Cr2的负极相连，高频变压器TFH2的高压侧上端s与高压侧谐振电容Cr1的负极相连，高频变压器TFH2的高压侧下端t与高压侧H桥单元的端子r相连，高频变压器TFH2的低压侧上端u与低压侧谐振电容Cr2的正极相连，高频变压器TFH2的低压侧下端v与低压侧H桥单元的端子x相连。同时高压侧H端子o桥单元的两端分别连接串联谐振型双有源桥变换器的高压侧储能电容CH2的正极和负极端子p，低压侧H桥单元的两端分别连接串联谐振型双有源桥变换器的低压侧储能电容CL2的正极端子y和负极端子z。
所述的混合功率模块型直流变压器中，第一类功率模块内部N个移相型双有源桥变换器结构相同，参数相同；第二类功率模块内部K个串联谐振型双有源桥变换器结构相同，参数相同；两类功率模块高压侧储能电容CH1和CH2结构相同，参数相同；两类功率模块低压侧储能电容CL2和CL2结构相同，参数相同；第一类功率模块高频变压器TFH1和第二类功率模块高频变压器TFH2匝数比kTF相同。
所述的混合功率模块型直流变压器第一类功率模块的N个移相型双有源桥变换器中，当能量从第一直流端口流向第二直流端口时，在每个开关周期Ts内，Ts一般取值为0.0001s～0.001s，每个移相型双有源桥变换器驱动高压侧H桥单元开关器件S1至S4产生50％占空比方波电压ucd，通过移相控制，每个移相型双有源桥变换器驱动低压侧H桥单元开关器件S6至S8，产生相位滞后角的50％占空比方波电压uij，通过电压传感器采集的第二直流端口实时电压uP2N2与预先设定的电压参考值比较后，再经过传统PI调节器获得相角当能量从第二直流端口流向第一直流端口时，在连续开关周期Ts内，每个移相型双有源桥变换器驱动低压侧H桥单元开关器件S6至S8，产生50％占空比方波电压uij，通过移相控制，每个移相型双有源桥变换器驱动高压侧H桥单元开关器件S1至S4产生相位滞后角的50％占空比方波电压ucd，通过电压传感器采集并计算两类功率模块中所有高压侧储能电容电压总和usum，与预先设定的电压参考值比较后，再经过传统PI调节器获得相角
所述的混合功率模块型直流变压器第二类功率模块内部K个串联谐振型双有源桥变换器中，当能量从第一直流端口流向第二直流端口或能量从第二直流端口流向第一直流端口时，均采用开环的占空比为50％方波的电压输出控制方法，在每个开关周期TC内，TC一般取值为0.0001s～0.001s，前0.5TC内K个串联谐振型双有源桥变换器高压侧H桥单元导通T1，T4开关管，低压侧H桥单元导通T5，T8开关管，后0.5TC内K个串联谐振型双有源桥变换器高压侧H桥单元导通T2，T3开关管，低压侧H桥单元导通T6，T7,开关管，且高压侧H桥单元和低压侧H桥单元中IGBT的开关频率和由谐振电容Cr1、Cr2与第二类功率模块内部高频变压器漏感Lr2所形成谐振网络的工作频率fres相同。
所述混合功率模块型直流变压器电路拓扑如图1所示，当能量从第一直流端口向第二直流端口流动时，预先设定的电压参考值为750V，当能量从第二直流端口向第一直流端口流动时，预先设定的电压参考值为20kV。本发明的实施例中系统的参数如下：
第一直流端口直流电压：20kV；
第一类功率模块1内部移相型双有源桥变换器数量N：13；
第一类功率模块1内部移相型双有源桥变换器高压侧电容CH1：1mF；
第一类功率模块1内部高频变压器TFH1漏感Lr1：300mH；
第一类功率模块1内部高频变压器TFH1变比kTF：1；
第一类功率模块1内部移相型双有源桥变换器低压侧电容CL1：2mF；
第一类功率模块1内部移相型双有源桥变换器开关周期Ts：0.0005s
第二类功率模块2内部串联谐振型双有源桥变换器数量K：13；
第二类功率模块2内部串联谐振型双有源桥变换器高压侧电容CH1：1mF；
第二类功率模块2内部串联谐振型双有源桥变换器谐振电容Cr1：88.88uF；
第二类功率模块2内部串联谐振型双有源桥变换器谐振电容Cr2：88.88uF；
第二类功率模块2内部高频变压器TFH2漏感Lr2：22.8uH；
第二类功率模块2内部高频变压器TFH2变比kTF：1；
第二类功率模块2内部移相型双有源桥变换器低压侧电容CL2：2mF；
第二类功率模块2内部串联谐振频率fres：5kHz；
第二类功率模块2内部串联谐振型双有源桥变换器损耗电阻Rloss：0.1Ω；
直流变压器负载功率：1.5MW。
图4为本发明实施例中当能量从第一直流端口流向第二直流端口时，第一类功率模块1高压侧电容电压uCH1、第二类功率模块2高压侧电容电压uCH2，以及低压侧电容电压uCL1，uCL2的波形图，第一类功率模块1高压侧电容电压uCH1的波形图如图4所示的曲线31所示，第二类功率模块2高压侧电容电压uCH2的波形图如图4所示的曲线32所示，低压侧电容电压uCL1，uCL2的波形图如图4所示的曲线33所示。从波形中可以看出，低压侧电容电压稳定在750V，且第一类功率模块1高压侧电容电压为740V，第二类功率模块2高压侧电容电压为760V，确保第二类功率模块2在开环控制方式下，实现功率从高压侧向低压侧流动。
本发明实施例中，当能量从第一直流端口流向第二直流端口时，第一类功率模块1的移相型双有源桥变换器高压侧H桥单元输出方波电压ucd如图5中的曲线41所示，低压侧H桥单元输出方波电压uij如图5中的曲线42所示，高频变压器TFH1低压侧电流iFH1如图5中的曲线43所示。从图5中可以看出，在连续控制周期Ts内，方波电压ucd的相位要超前uij，结合电流iFH1，开关器件S1至S8均工作在零电压开通而非零电流关断状态。
本发明实施例中，当能量从第一直流端口流向第二直流端口时，第二类功率模块2的串联谐振型双有源桥变换器高压侧H桥单元输出方波电压uqr如图6中的曲线51所示，低压侧H桥单元输出方波电压uwx如图6中的曲线52所示，高频变压器TFH2低压侧电流iFH2如图6中的曲线53所示。从图6中可以看出，在连续控制周期Ts内，方波电压uqr和uwx与电流iFH2相位一致，电流为零时，方波电压状态发生改变，从而实现开关器件T1至T8工作在零电流开关状态。
本发明实施例中，当能量从第二直流端口流向第一直流端口时，第一类功率模块1高压侧电容电压uCH1如图7中的曲线61所示，和第二类功率模块2高压侧电容电压uCH2如图7中的曲线62所示，低压侧电容电压uCL1，uCL2如图7中的曲线63所示。从波形中可以看出，低压侧电容电压稳定在750V，且第一类功率模块1高压侧电容电压为760V，第二类功率模块2高压侧电容电压为740V，确保第二类功率模块2在开环控制方式下，实现功率从低压侧向高压侧流动。
本发明实施例中，当能量从第二直流端口流向第一直流端口时，第一类功率模块1的移相型双有源桥变换器高压侧H桥单元输出方波电压ucd如图8中的曲线71所示，低压侧H桥单元输出方波电压uij如图8中的曲线72所示，高频变压器TFH1低压侧电流iFH1如图8中的曲线73所示。从图8中可以看出，在连续控制周期Ts内，方波电压ucd的相位要滞后uij，结合电流iFH1，开关器件S1至S8均工作在零电压开通而非零电流关断状态。
本发明实施例中，当能量从第二直流端口流向第一直流端口时，第二类功率模块2的串联谐振型双有源桥变换器高压侧H桥单元输出方波电压uqr如图9中的曲线81所示，低压侧H桥单元输出方波电压uwx如图9中的曲线82所示，高频变压器TFH2低压侧电流iFH2如图9中的曲线83所示。从图9中可以看出，在连续控制周期Ts内，方波电压uqr、uwx与电流iFH2相位相反，电流为零时，方波电压状态发生改变，从而实现开关器件T1至T8工作在零电流开关状态。

Claims (7)

1.一种混合功率模块型直流变压器，其特征在于：所述的混合功率模块型直流变压器包含两类功率模块，两类功率模块在第一直流端口处采用级联方式连接，在第二直流端口处采用并联方式连接；
第一类功率模块(1)由N个移相型双有源桥变换器构成，N的取值范围为10～15；每个移相型双有源桥变换器高压侧储能电容CH1的正极端子a连接至相邻移相型双有源桥变换器移相型双有源桥变换器CH1的负极端子b，每个移相型双有源桥变换器移相型双有源桥变换器高压侧储能电容CH1的负极端子b连接至相邻移相型双有源桥变换器移相型双有源桥变换器高压侧储能电容CH1的正极端子a，每个移相型双有源桥变换器低压侧储能电容CL1的正极端子m均连接至相邻移相型双有源桥变换器低压侧储能电容CL1的正极端子m，每个移相型双有源桥变换器低压侧储能电容CL1的负极端子n均连接至相邻移相型双有源桥变换器低压侧储能电容CL1的负极端子n；
第二类功率模块(2)由K个串联谐振型双有源桥变换器构成，K的取值范围为10～15；每个串联谐振型双有源桥变换器高压侧储能电容CH2的正极端子o连接至相邻串联谐振型双有源桥变换器高压侧储能电容CH2的负极端子p，每个串联谐振型双有源桥变换器高压侧储能电容CH2的负极端子p连接至相邻串联谐振型双有源桥变换器高压侧储能电容CH2的正极端子o，每个串联谐振型双有源桥变换器低压侧储能电容CL2的正极端子y均连接至相邻串联谐振型双有源桥变换器低压侧储能电容CL2的正极端子y，每个串联谐振型双有源桥变换器低压侧储能电容CL2的负极端子z均连接至相邻串联谐振型双有源桥变换器低压侧储能电容CL2的负极端子z。
2.根据权利要求1所述的混合功率模块型直流变压器，其特征在于：所述的直流变压器中，第一移相型双有源桥变换器高压侧储能电容CH1的正极端子a连接至第一直流端口正极端子P1，第N移相型双有源桥变换器高压侧储能电容CH1的负极端子b连接至第一串联谐振型双有源桥变换器高压侧储能电容CH2的正极端子o，第K串联谐振型双有源桥变换器高压侧储能电容CH2的负极端子p连接至第一直流端口负极端子N1；第一移相型双有源桥变换器低压侧储能电容CL1的正极端子m连接至第二直流端口正极端子P2，第一移相型双有源桥变换器低压侧储能电容CL1的负极端子n连接至第二直流端口正极端子N2，第N移相型双有源桥变换器低压侧储能电容CL1的正极端子m连接至第一串联谐振型双有源桥变换器低压侧储能电容CL2的正极端子y，第N移相型双有源桥变换器低压侧储能电容CL1的负极端子n连接至第一串联谐振型双有源桥变换器低压侧储能电容CL2的负极端子z。
3.根据权利要求1所述的混合功率模块型直流变压器，其特征在于：所述的移相型双有源桥变换器由高压侧储能电容CH1、高压侧H桥单元、高频变压器TFH1、低压侧H桥单元和低压侧储能电容CL1构成；高压侧H桥单元与高压侧储能单元CH1并联连接，低压侧H桥单元与低压侧直流储能单元CL1并联连接；高压侧H桥单元的端子c与高频变压器TFH1的高压侧上端e相连，高频变压器TFH1的高压侧下端f与高压侧H桥单元的端子d相连，高频变压器TFH1的低压侧上端g与低压侧H桥单元的端子i相连，高频变压器TFH1的低压侧下端h与低压侧H桥单元的端子j相连；同时高压侧H桥单元的两端分别连接移相型双有源桥变换器的高压侧储能电容CH1的正极端子a和负极端子b，低压侧H桥单元的两端分别连接移相型双有源桥变换器的低压侧储能电容CL1的正极端子m和负极端子n。
4.根据权利要求1所述的混合功率模块型直流变压器，其特征在于：所述的串联谐振型双有源桥变换器由高压侧储能电容CH2、高压侧H桥单元、高压侧谐振电容Cr1、高频变压器TFH2、低压侧谐振电容Cr2、低压侧H桥单元，以及低压侧储能电容CL2组成；高压侧H桥单元与高压侧直流储能单元CH2并联连接，低压侧H桥单元与低压侧储能单元CL2并联连接，高压侧H桥单元的端子q与高压侧谐振电容Cr1的正极相连，低压侧H桥单元的端子w与低压侧谐振电容Cr2的负极相连，高频变压器TFH2的高压侧上端s与高压侧谐振电容Cr1的负极相连，高频变压器TFH2的高压侧下端t与高压侧H桥单元的端子r相连，高频变压器TFH2的低压侧上端u与低压侧谐振电容Cr2的正极相连，高频变压器TFH2的低压侧下端v与低压侧H桥单元的端子x相连；同时高压侧H桥单元两端分别连接串联谐振型双有源桥变换器的高压侧储能电容CH2的正极端子o和负极端子p，低压侧H桥单元两端分别连接串联谐振型双有源桥变换器的低压侧储能电容CL2的正极端子y和负极端子z。
5.根据权利要求1所述的混合功率模块型直流变压器，其特征在于：第一类功率模块(1)每个移相型双有源桥变换器内部的高低压侧H桥单元开关管S1至S8采用SiC型MOSFET器件；第二类功率模块(2)每个串联谐振型双有源桥变换器内部的高低压侧H桥开关管T1至T8采用Si型IGBT器件。
6.根据权利要求1所述的混合功率模块型直流变压器，其特征在于：第一类功率模块(1)的N个移相型双有源桥变换器中，当能量从第一直流端口流向第二直流端口时，在每个开关周期Ts内，Ts取值为0.0001s～0.001s，每个移相型双有源桥变换器驱动高压侧H桥单元开关器件S1至S4产生50％占空比方波电压ucd，通过移相控制，每个移相型双有源桥变换器驱动低压侧H桥单元开关器件S6至S8，产生相位滞后角的50％占空比方波电压uij，通过电压传感器采集的第二直流端口实时电压uP2N2与预先设定的电压参考值比较后，再经过传统PI调节器获得相角当能量从第二直流端口流向第一直流端口时，在连续开关周期Ts内，每个移相型双有源桥变换器驱动低压侧H桥单元开关器件S6至S8，产生50％占空比方波电压uij，通过移相控制，每个移相型双有源桥变换器驱动高压侧H桥单元开关器件S1至S4产生相位滞后角的50％占空比方波电压ucd，通过电压传感器采集并计算两类功率模块中所有高压侧储能电容电压总和usum，与预先设定的电压参考值比较后，再经过传统PI调节器获得相角
7.根据权利要求1所述的混合功率模块型直流变压器，其特征在于：第二类功率模块(2)内部K个串联谐振型双有源桥变换器中，当能量从第一直流端口流向第二直流端口或能量从第二直流端口流向第一直流端口时，均采用开环的占空比为50％方波的电压输出控制方法：在每个开关周期TC内，TC取值为0.0001s～0.001s，前0.5TC内K个串联谐振型双有源桥变换器高压侧H桥单元导通开关管T1和开关管T4，低压侧H桥单元导通开关管T5和开关管T8，后0.5TC内K个串联谐振型双有源桥变换器高压侧H桥单元导通开关管T2和开关管T3，低压侧H桥单元导通开关管T6和开关管T7,，且高压侧H桥单元和低压侧H桥单元中IGBT的开关频率和由谐振电容Cr1、Cr2与第二类功率模块内部高频变压器漏感Lr2所形成谐振网络的工作频率fres相同。
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