CN106787751B - 轻载模式下的高效移相全桥电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种轻载模式下的高效移相全桥电路，包括辅助电流源、全桥电路、高频变压器、同步整流电路和滤波电路；其主要技术特点是：在全桥电路超前桥臂的中点连接电感电容串联复位电路的一端，该电感电容串联复位电路的另一端连接到高频变压器初级侧的另一端。本发明设计合理，其充分考虑到各个元器件的寄生参数，当辅助电路参数设计合理后，可以充分增强滞后桥臂开关过渡过程时的电流，并在高频变压器初级侧串联有电感电容复位电路，用来减小高频变压器两侧的通态电流，在一定程度上提高了轻载模式下的功率传输效率，进一步可适应电动汽车在轻载工况下的能量需求。

Description

轻载模式下的高效移相全桥电路

技术领域

本发明属于汽车开关电源技术领域，尤其是一种轻载模式下的高效移相全桥电路。

背景技术

随着新能源汽车领域的普及，汽车电气传动系统中的功率变换电路越来越受到人们的重视。移相全桥电路是一种隔离式直流变换电路，其连接在高压直流母线和低压直流母线之间，起到降压作用。一般情况下高压直流母线接有经市电或动力电池而来的高压输入直流电源，低压直流母线接有车用负载，研究过程中可认为高压输入电源是定值，车用负载是等效电阻。汽车运行的工况比较复杂，功率传输效率是变换电路的一个重要指标，对于移相全桥电路来说，尤其是电路在轻载模式下的功率传输效率备受人们关注。

为了提高移相全桥电路轻载下的功率传输效率，许多学者从调制策略和辅助电路两方面做改进。目前的调制策略主要是基于脉宽调制和移相调制两大基本方式，以脉宽调制为基础的策略虽然简单，但是电路只有+1和-1两种工作状态，状态切换时开关器件较难实现软开关，对开关管不利。以移相调制为基础的策略尽管能实现开关器件的软开关，但是在0工作状态时，电路整体通态损耗无法降低。目前的辅助电路主要包括由开关器件构成的有源网络和由电感电容等构成的无源网络，这些辅助电路都建立在一定的移相全桥主电路之上的。尽管有源辅助网络需要增加一定的驱动电路和控制策略，并产生额外的损耗，无源辅助网络同样会带来一定的附加通态损耗，但是相对仅改进调制策略的方式，增加辅助电路可以进一步增强全桥电路的软开关能力，采用一定形式的辅助网络更可以降低电路0工作状态时的通态损耗。在移相全桥主电路参数一定的条件下，若辅助电路的参数设计合理，轻载时的电路功率传输效率则可以有较大的提高。

目前，对一定的移相全桥主电路设计辅助电路时，有以下两点研究尚不深入：(1)轻载模式下滤波电感电流断续是一种可能出现的形式，甚至是不可避免。滤波电感电流断续和连续下的电路工作模态不尽相同，在电流连续情形下所得出的结论并不适用于电流断续的情形，因此需要对电流断续的情形研究。(2)元器件的寄生参数在开关过渡过程中影响较大，若寄生参数不合理，实际中开关器件可能无法实现软开关，甚至造成较大的开关损耗。另外电路的电压电流尖峰以及振荡现象也与元器件的寄生参数有关，若该参数不合理，同样会对电路中其它器件带来不利影响。因此，在分析电路性能和设计辅助电路参数时，上述两点不能忽略。

一种典型的移相全桥电路如图4所示，该移相全桥电路主要由辅助电流源、全桥电路、高频变压器、同步整流电路和滤波电路五部分组成。辅助电流源由两个均压电容C₁和C₂、辅助电感L₁组成；高频变压器包含漏感L_p、励磁电感L_M、初次级匝比为N:1:1的绕组；同步整流电路包括两个肖特基二极管D1和D2；滤波电路由滤波电感L_f、滤波电容C组成。该移相全桥电路存在以下不足之处：

1、在滞后桥臂开关过渡过程中高频变压器初级侧电流一定的情况下，若增强全桥电路的软开关能力，那么均压电容C₁和C₂不变时需减小辅助电感L₁，如此造成滞后桥臂的通态损耗加大。

2、电路在通态过程中，电感和高频变压器会产生一定的铁损和铜损，其它器件同样会有通态损耗。由于该电路无降低通态损耗的辅助电路，尤其是0工作状态，因此，移相全桥电路整体通态损耗较大。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种设计合理、能够有效提高轻载模式下功率传输效率的高效移相全桥电路。

本发明解决其技术问题是采取以下技术方案实现的：

一种轻载模式下的高效移相全桥电路，包括辅助电流源、全桥电路、高频变压器、同步整流电路和滤波电路；所述辅助电流源的输入端并联在输入电源两侧，辅助电流源的输出端连接到全桥电路滞后桥臂的中点；所述高频变压器初级侧线圈的一端连接到全桥电路滞后桥臂的中点，所述高频变压器次级侧绕组的两个非公共端分别与同步整流电路相连，所述高频变压器次级侧绕组的公共端连接到滤波电路的输入端；所述滤波电路的输出端并联在负载两侧，在全桥电路超前桥臂的中点连接电感电容串联复位电路的一端，该电感电容串联复位电路的另一端连接到高频变压器初级侧的另一端。

所述电感电容串联复位电路由电容和电感构成，所述电容一端连接到全桥电路的超前桥臂的中点，该电容的另一端和电感连接组成公共端，该电感的另一端与高频变压器初级侧相连。

所述电感电容串联复位电路中的电容采用理想电容和等效串联电阻串联构成，所述电感采用理想电感、铁损等效电阻、分布电容并联后再与铜损电阻串联构成。

所述辅助电流源由两个均压谐振电容、辅助电感连接构成，两个均压谐振电容的非公共端并联在输入电源的两侧，两个均压谐振电容的公共端连接到辅助电感，该辅助电感的另一端连接到全桥电路滞后桥臂的中点处。

所述辅助电流源中的两个均压谐振电容采用两个理想电容、两个等效串联电阻串联构成，所述辅助电感采用理想电感、铁损等效电阻、分布电容并联后再与铜损电阻串联构成。

所述全桥电路的开关器件由开关管、反并联二极管、结电容并联构成；所述高频变压器包括漏感、励磁电感、初次级匝比为N:1:1的线圈，所述漏感的一端与电感电容串联复位电路相连，该漏感的另一端连接到高频变压器初级侧的线圈，所述励磁电感与高频变压器初级侧绕组并联，所述初级侧绕组的另一端连接全桥电路滞后桥臂的中点，高频变压器次级侧绕组的两个非公共端分别连接到同步整流电路，高频变压器次级侧绕组的两个公共端与滤波电路相连；所述同步整流电路由两个肖特基二极管构成，两个肖特基二极管的阳极共地连接，两个肖特基二极管的阴极分别连接到高频变压器的次级侧；所述滤波电路由滤波电感、滤波电容构成，该滤波电感的一端连接到高频变压器次级侧，该滤波电感的另一端与滤波电容连接，该滤波电容并联在负载的两侧。

所述高频变压器的初级侧采用铁损等效电阻、励磁电感、分布电容、初次级匝比为N:1:1的线圈并联后再与初级侧漏感、初级侧铜损电阻串联构成，所述高频变压器次级侧包括串联的次级侧漏感和次级侧铜损电阻。

所述同步整流电路中的两个肖特基二极管分别采用典型二极管、势垒结电容并联后再与各自的两个引线电阻串联构成。

所述滤波电路中的电感采用理想电感、铁损等效电阻、分布电容并联后再与铜损电阻串联构成，所述滤波电路中的电容采用理想电容和等效串联电阻串联构成。

本发明的优点和积极效果是：

1、本高效移相全桥电路在滤波电感电流断续的情形下，充分考虑到各个元器件的寄生参数，当辅助电路参数设计合理后，可以充分增强滞后桥臂开关过渡过程时的电流，并减小高频变压器0工作状态时的两侧电流。由于移相全桥电路的开关频率较高，元器件不能再按照传统的理想形式进行分析，电路不能完全根据理想元器件进行设计，否则会影响移相全桥电路整体的性能，尤其是开关过渡过程时的性能；因此，本电路充分考虑到轻载时增强全桥电路软开关能力的目的，并考虑进一步减小轻载时的通态损耗，因此元器件的寄生参数都按照移相全桥电路的实际情形近似。

2、本高效移相全桥电路在辅助电流源部分不采用传统的均压电容，用较小的电容取代均压电容，以便在增强全桥电路软开关能力的同时，尽可能不增加辅助电流源部分的通态损耗。电路稳定运行时，较小的电容在均压的基础上，与辅助电感一起以开关周期进行谐振，为滞后桥臂的开关过渡过程提供能量。与现有电路(图4)相比，在滞后桥臂开关过渡过程时的高频变压器初级侧电流近似相同的条件下，本发明的移相全桥电路可以为滞后桥臂的开关器件提供较大电流，以确保全桥电路的软开关。现有移相全桥电路(图4)若要增强滞后桥臂的软开关能力，需要减小辅助电感L1，与本发明相比，辅助电流源部分的附加通态损耗较大。

3、本高效移相全桥电路在高频变压器初级侧串联有电感电容复位电路，用来减小高频变压器两侧的通态电流。尽管电路工作在滤波电感电流断续的模式下，但实际中由于整流二极管势垒结电容的影响，电路0状态时滤波电感电流处于不断振荡变化中，进而影响高频变压器初级侧电流。复位电路中的电感和电容串联起来，综合了电感抑制电流变化和电容抑制电压变化的两个原理，相比于现有移相全桥电路(图4)的单独一个漏感，本发明的移相全桥电路中的复位电路增大了支路阻抗，在支路两端电压近似的情况下，更能减小高频变压器初级侧电流，进一步实现电路0状态时的电流复位。另外由于电容在滞后桥臂开关过渡过程中，高频变压器初级侧电流对软开关的实现不利，因此串联电感起到了一定弥补和折中的作用。

4、本发明设计合理，在滤波电感电流断续的情形下，根据电路整体运行工况，对各个元器件建立考虑寄生参数的近似模型，从增强全桥电路软开关能力和减小电路整体通态损耗两个角度设计相应的辅助电路。在滞后桥臂开关过渡过程时的高频变压器初级侧电流近似相同的条件下，与现有电路相比，本发明可以增强滞后桥臂实现软开关所需的能量。在主电路输出电压和负载功率相同的条件下，与现有电路相比，本发明可以减小0工作状态时高频变压器的初级侧电流，进而可以降低电路整体的通态损耗。综上所述，本发明在一定程度上提高了轻载模式下的功率传输效率，进一步可适应电动汽车在轻载工况下的能量需求。

附图说明

图1是本发明的电路图；

图2是本发明的近似电路模型图；

图3是本发明的主要波形图。

图4是现有移相全桥电路的电路图；

图5是现有移相全桥电路的主要波形图；

具体实施方式

以下结合附图对本发明实施例作进一步详述：

一种轻载模式下的高效移相全桥电路是对现有移相全桥电路(如图4所示)进行改进而来。本发明的高效移相全桥电路由辅助电流源、全桥电路、电感电容串联复位电路、高频变压器、同步整流电路和滤波电路六部分组成，并采用如下技术方案实现：

(1)根据移相全桥电路的实际运行状态，建立各个器件的近似模型。辅助电流源部分的均压电容用理想电容和等效电阻串联表示，谐振电感用理想电感、铁损电阻、分布电容并联后与铜损电阻串联的形式表示；全桥电路部分中的开关器件用典型的开关管、反并联二极管、结电容并联的形式表示；电感电容串联复位电路部分的电感用理想电感、铁损电阻、分布电容并联后与铜损电阻串联的形式表示，电容用理想电容和等效电阻串联表示；高频变压器初级侧部分用铁损电阻、励磁电感、分布电容并联与漏感、铜损电阻串联的形式表示，高频变压器次级侧部分用漏感和铜损电阻串联表示，初级侧和两个次级侧线圈的匝比为N:1:1；同步整流器部分中的肖特基二极管用二极管与势垒结电容并联表示，并考虑引线电阻；滤波电路部分的电感用理想电感、铁损电阻、分布电容并联后与铜损电阻串联的形式表示，电容用理想电容和等效电阻串联表示。

(2)将辅助电流源中的均压电容用小电容代替，使电容中点电压有较为明显的谐振。现有电路中辅助电流源部分的电容一般较大，中点电压看作定值，大小占输入电压Uin的一半。本发明的辅助电流源部分的电容在均压的基础上具有一定的谐振作用，当电路稳定运行时，两电容的中点电压以开关周期为谐振周期、以一半输入电压为平均值进行振荡。为了确保辅助电流源的电流增强性质，两电容中点电压的谐振幅度较小，幅值保持在一定范围内。

(3)在高频变压器初级侧串联电感电容复位电路，以便实现电路0工作状态时的电流复位。由于本发明工作在滤波电感电流断续模式下，故电感电容串联复位电路有别于传统的电感电容串联谐振电路，目的并不是为了调节串联支路的品质因数。采用电感电容串联的形式，一方面电容在0工作状态时可以使高频变压器初级侧电流快速下降，同时增加复位电路的阻抗值；另一方面电感与高频变压器初级侧漏感串联，在一定程度上为滞后桥臂的开关过渡过程提供能量。该复位电路将电感和电容串联起来，是增强滞后桥臂开关过渡过程所需部分能量与减小电路通态损耗的一种折中。

如图1所示，本发明的高效移相全桥电路由辅助电流源、全桥电路、电感电容串联复位电路、高频变压器、同步整流电路和滤波电路六部分连接构成。辅助电流源的输入端并联在输入电源Uin两侧，输出端连接到全桥电路滞后桥臂的中点；电感电容串联复位电路一端连接到超前桥臂的中点，一端连接到高频变压器初级侧；高频变压器初级侧线圈的另一端连接到滞后桥臂的中点，次级侧绕组的两个非公共端分别与同步整流电路相连，次级侧绕组的公共端连接到滤波电路的输入端；滤波电路的输出端并联在负载两侧。

辅助电流源由均压谐振电容C_a1和C_a2、辅助电感L_a连接构成，均压谐振电容C_a1和C_a2的非公共端并联在输入电源U_in的两侧，公共端连接到辅助电感L_a，辅助电感L_a的另外一端连接到全桥电路滞后桥臂的中点处。全桥电路由四个开关器件Q1～Q4连接组成，开关器件Q1和Q4构成移相调制时的超前桥臂，公共端构成中点A，开关器件Q2和Q3构成移相调制时的滞后桥臂，公共端构成中点B。电感电容串联复位电路由电容C_b和电感L_b组成，电容C_b一端连接到超前桥臂的中点A，一端和电感L_b连接组成公共端，电感L_b的另一端与高频变压器初级侧相连。高频变压器包含漏感L_p、励磁电感L_M、初次级匝比为N:1:1的线圈，漏感L_p一端与电感L_b相连，一端连接到高频变压器初级侧的线圈，励磁电感L_M与高频变压器初级侧绕组并联，初级侧绕组的另一端连接全桥电路滞后桥臂的中点B，高频变压器次级侧绕组的两个非公共端分别连接到同步整流电路，公共端与滤波电路相连。同步整流电路由肖特基二极管D1和D2构成，二极管D1和D2的阳极是共地连接，阴极分别连接到高频变压器的次级侧。滤波电路由滤波电感L_f、滤波电容C组成，滤波电感L_f的一端连接到高频变压器次级侧，另一端与滤波电容C连接，滤波电容C并联在负载R的两侧。

本发明考虑到实际工作状况，对图1所示高效移相全桥电路建立近似电路模型，具体如图2所示。其同样由辅助电流源、全桥电路、电感电容串联复位电路、高频变压器、同步整流电路和滤波电路六部分连接组成。辅助电流源中的均压谐振电容C_a1和C_a2用理想电容C_a1和C_a2、等效串联电阻R_Ca1和R_Ca2串联表示，辅助电感L_a首先用理想电感L_a、铁损等效电阻R_COREa、分布电容C_La并联，然后与铜损电阻R_La串联的形式表示。全桥电路部分中的开关器件Q1～Q4用典型的开关管、反并联二极管、结电容并联的形式表示。电感电容串联复位电路中的电容C_b用理想电容C_b和等效串联电阻R_Cb串联表示，电感L_b首先用理想电感L_b、铁损等效电阻R_COREb、分布电容C_Lb并联，然后与铜损电阻R_Lb串联的形式表示。高频变压器初级侧首先用铁损等效电阻R_CORE1、励磁电感L_M、分布电容C_p、初次级匝比为N:1:1的线圈并联，然后与初级侧漏感L_p、初级侧铜损电阻R_p串联的形式表示，高频变压器次级侧包含次级侧漏感L_s和次级侧铜损电阻R_s。同步整流电路中的肖特基二极管D1和D2分别用典型二极管、势垒结电容并联，再与各自的引线电阻R_D1和R_D2串联的形式表示。滤波电路中的电感L_f首先用理想电感L_f、铁损等效电阻R_CORE2、分布电容C_Lf并联，然后与铜损电阻R_Lf串联的形式表示，电容C用理想电容C和等效串联电阻R_C串联表示。

本发明的移相全桥电路的主要波形如图3所示，该电路在一个开关周期内包含以下过程：

初始时刻t0至第一时刻t1：开关器件Q2关断，滞后桥臂进入开关过渡过程状态，全桥电路中点电压U_AB开始正向增加。辅助电流源部分注入滞后桥臂的电流i_B近似负向最大，漏感L_p电流i_Lp开始正向增加，变压器次级侧对地电压U_S前半段时间与电路输出电压近似相同，后半段时间开始正向增加。

第一时刻t1至第二时刻t2：全桥电路中点电压U_AB在第一时刻t1达到+1工作状态，辅助电流源部分注入滞后桥臂的电流i_B开始反向减小，漏感L_p电流i_Lp继续正向增加，变压器次级侧对地电压U_S近似定值。

第二时刻t2至第三时刻t3：第二时刻t2开关器件Q1关断，超前桥臂进入开关过渡过程状态，全桥电路中点电压U_AB开始正向减小。辅助电流源部分注入滞后桥臂的电流i_B继续反向减小，漏感L_p电流i_Lp逐渐正向减小，变压器次级侧对地电压U_S同样逐渐减小。

第三时刻t3至第四时刻t4：全桥电路中点电压U_AB在第三时刻t3达到0工作状态，辅助电流源部分注入滞后桥臂的电流i_B继续正向增加，漏感L_p电流i_Lp继续正向减小，变压器次级侧对地电压U_S近似为零。

第四时刻t4至第五时刻t5：全桥电路中点电压U_AB工作在0工作状态，辅助电流源部分注入滞后桥臂的电流i_B继续正向增加，漏感L_p电流i_Lp在第四时刻t4下降到近似正向最小值处，变压器次级侧对地电压U_S从近似零处开始上升，经过一段时间震荡后趋于电路输出电压。

第五时刻t5至第六时刻t6：开关器件Q3关断，滞后桥臂进入开关过渡过程状态，全桥电路中点电压U_AB开始反向增加。辅助电流源部分注入滞后桥臂的电流i_B近似正向最大，漏感L_p电流i_Lp开始反向增加，变压器次级侧对地电压U_S前半段时间与电路输出电压近似相同，后半段时间开始正向增加。

第六时刻t6至第七时刻t7：全桥电路中点电压U_AB在第六时刻t6达到-1工作状态，辅助电流源部分注入滞后桥臂的电流i_B开始正向减小，漏感L_p电流i_Lp继续反向增加，变压器次级侧对地电压U_S近似定值。

第七时刻t7至第八时刻t8：第七时刻t7开关器件Q4关断，超前桥臂进入开关过渡过程状态，全桥电路中点电压U_AB开始反向减小。辅助电流源部分注入滞后桥臂的电流i_B继续正向减小，漏感L_p电流i_Lp逐渐反向减小，变压器次级侧对地电压U_S同样逐渐减小。

第八时刻t8至第九时刻t9：全桥电路中点电压U_AB在第八时刻t8达到0工作状态，辅助电流源部分注入滞后桥臂的电流i_B继续正向增加，漏感L_p电流i_Lp继续反向减小，变压器次级侧对地电压U_S近似为零。

第九时刻t9至下一初始时刻t0：全桥电路中点电压U_AB工作在0工作状态，辅助电流源部分注入滞后桥臂的电流i_B继续反向增加，漏感L_p电流i_Lp在第九时刻t9下降到近似反向最小值处，变压器次级侧对地电压U_S从近似零处开始上升，经过一段时间震荡后趋于电路输出电压。

本发明的移相全桥电路(图1)与现有移相全桥电路(图4)中的全桥电路、高频变压器、同步整流电路、滤波电路四部分相同，其它部分的参数不尽相同。对比图3和图5可以发现，当图1所示移相全桥电路的辅助电流源部分和电感电容串联复位电路部分的元器件参数设计合理时，以下两点可以同时满足：(1)在滞后桥臂开关过渡过程时的高频变压器初级侧电流i_Lp近似相同的条件下，本发明型的辅助电流源注入滞后桥臂的电流i_B较大，以便增强滞后桥臂器件的软开关；(2)在主电路输出电压和负载功率相同的条件下，本发明型高频变压器初级侧电流i_Lp、输入电源注入辅助电流源部分的电流较小，一定程度上减小电路通态损耗。综上所述，在轻载滤波电感L_f电流断续的情形下，本发明型的移相全桥电路可以提高功率传输效率。

需要强调的是，本发明所述的实施例是说明性的，而不是限定性的，因此本发明包括并不限于具体实施方式中所述的实施例，凡是由本领域技术人员根据本发明的技术方案得出的其他实施方式，同样属于本发明保护的范围。

Claims (7)

1.一种轻载模式下的高效移相全桥电路，包括辅助电流源、全桥电路、高频变压器、同步整流电路和滤波电路；所述辅助电流源的输入端并联在输入电源两侧，辅助电流源的输出端连接到全桥电路滞后桥臂的中点；所述高频变压器初级侧线圈的一端连接到全桥电路滞后桥臂的中点，所述高频变压器次级侧绕组的两个非公共端分别与同步整流电路相连，所述高频变压器次级侧绕组的公共端连接到滤波电路的输入端；所述滤波电路的输出端并联在负载两侧，其特征在于：全桥电路超前桥臂的中点连接电感电容串联复位电路的一端，该电感电容串联复位电路的另一端连接到高频变压器初级侧的另一端；

所述辅助电流源由两个均压谐振电容、辅助电感连接构成，两个均压谐振电容的非公共端并联在输入电源的两侧，两个均压谐振电容的公共端连接到辅助电感，该辅助电感的另一端连接到全桥电路滞后桥臂的中点处；

所述全桥电路由四个开关器件Q1～Q4连接组成，开关器件Q1和Q4构成移相调制时的超前桥臂，公共端构成中点A，开关器件Q2和Q3构成移相调制时的滞后桥臂，公共端构成中点B；

所述全桥电路的开关器件由开关管、反并联二极管、结电容并联构成；所述高频变压器包括漏感、励磁电感、初次级匝比为N:1:1的线圈，所述漏感的一端与电感电容串联复位电路相连，该漏感的另一端连接到高频变压器初级侧的线圈，所述励磁电感与高频变压器初级侧绕组并联，所述初级侧绕组的另一端连接全桥电路滞后桥臂的中点，高频变压器次级侧绕组的两个非公共端分别连接到同步整流电路，高频变压器次级侧绕组的两个公共端与滤波电路相连；所述同步整流电路由两个肖特基二极管构成，两个肖特基二极管的阳极共地连接，两个肖特基二极管的阴极分别连接到高频变压器的次级侧；所述滤波电路由滤波电感、滤波电容构成，该滤波电感的一端连接到高频变压器次级侧，该滤波电感的另一端与滤波电容连接，该滤波电容并联在负载的两侧；

所述高效移相全桥电路在滤波电感电流断续模式下的一个开关周期内包含以下过程：

初始时刻t0至第一时刻t1：开关器件Q2关断，滞后桥臂进入开关过渡过程状态，全桥电路中点电压U_AB开始正向增加；辅助电流源部分注入滞后桥臂的电流i_B近似负向最大，漏感L_p电流i_Lp开始正向增加，变压器次级侧对地电压U_S前半段时间与电路输出电压近似相同，后半段时间开始正向增加；

第一时刻t1至第二时刻t2：全桥电路中点电压U_AB在第一时刻t1达到+1工作状态，辅助电流源部分注入滞后桥臂的电流i_B开始反向减小，漏感L_p电流i_Lp继续正向增加，变压器次级侧对地电压U_S近似定值；

第二时刻t2至第三时刻t3：第二时刻t2开关器件Q1关断，超前桥臂进入开关过渡过程状态，全桥电路中点电压U_AB开始正向减小；辅助电流源部分注入滞后桥臂的电流i_B继续反向减小，漏感L_p电流i_Lp逐渐正向减小，变压器次级侧对地电压U_S同样逐渐减小；

第三时刻t3至第四时刻t4：全桥电路中点电压U_AB在第三时刻t3达到0工作状态，辅助电流源部分注入滞后桥臂的电流i_B继续正向增加，漏感L_p电流i_Lp继续正向减小，变压器次级侧对地电压U_S近似为零；

第四时刻t4至第五时刻t5：全桥电路中点电压U_AB工作在0工作状态，辅助电流源部分注入滞后桥臂的电流i_B继续正向增加，漏感L_p电流i_Lp在第四时刻t4下降到近似正向最小值处，变压器次级侧对地电压U_S从近似零处开始上升，经过一段时间震荡后趋于电路输出电压；

第五时刻t5至第六时刻t6：开关器件Q3关断，滞后桥臂进入开关过渡过程状态，全桥电路中点电压U_AB开始反向增加；辅助电流源部分注入滞后桥臂的电流i_B近似正向最大，漏感L_p电流i_Lp开始反向增加，变压器次级侧对地电压U_S前半段时间与电路输出电压近似相同，后半段时间开始正向增加；

第六时刻t6至第七时刻t7：全桥电路中点电压U_AB在第六时刻t6达到-1工作状态，辅助电流源部分注入滞后桥臂的电流i_B开始正向减小，漏感L_p电流i_Lp继续反向增加，变压器次级侧对地电压U_S近似定值；

第七时刻t7至第八时刻t8：第七时刻t7开关器件Q4关断，超前桥臂进入开关过渡过程状态，全桥电路中点电压U_AB开始反向减小；辅助电流源部分注入滞后桥臂的电流i_B继续正向减小，漏感L_p电流i_Lp逐渐反向减小，变压器次级侧对地电压U_S同样逐渐减小；

第八时刻t8至第九时刻t9：全桥电路中点电压U_AB在第八时刻t8达到0工作状态，辅助电流源部分注入滞后桥臂的电流i_B继续正向增加，漏感L_p电流i_Lp继续反向减小，变压器次级侧对地电压U_S近似为零；

第九时刻t9至下一初始时刻t0：全桥电路中点电压U_AB工作在0工作状态，辅助电流源部分注入滞后桥臂的电流i_B继续反向增加，漏感L_p电流i_Lp在第九时刻t9下降到近似反向最小值处，变压器次级侧对地电压U_S从近似零处开始上升，经过一段时间震荡后趋于电路输出电压。

2.根据权利要求1所述的轻载模式下的高效移相全桥电路，其特征在于：所述电感电容串联复位电路由电容和电感构成，所述电容一端连接到全桥电路的超前桥臂的中点，该电容的另一端和电感连接组成公共端，该电感的另一端与高频变压器初级侧相连。

3.根据权利要求2所述的轻载模式下的高效移相全桥电路，其特征在于：所述电感电容串联复位电路中的电容采用理想电容和等效串联电阻串联构成，所述电感采用理想电感、铁损等效电阻、分布电容并联后再与铜损电阻串联构成。

4.根据权利要求1所述的轻载模式下的高效移相全桥电路，其特征在于：所述辅助电流源中的两个均压谐振电容采用两个理想电容、两个等效串联电阻串联构成，所述辅助电感采用理想电感、铁损等效电阻、分布电容并联后再与铜损电阻串联构成。

5.根据权利要求1所述的轻载模式下的高效移相全桥电路，其特征在于：所述高频变压器的初级侧采用铁损等效电阻、励磁电感、分布电容、初次级匝比为N:1:1的线圈并联后再与初级侧漏感、初级侧铜损电阻串联构成，所述高频变压器次级侧包括串联的次级侧漏感和次级侧铜损电阻。

6.根据权利要求1所述的轻载模式下的高效移相全桥电路，其特征在于：所述同步整流电路中的两个肖特基二极管分别采用典型二极管、势垒结电容并联后再与各自的两个引线电阻串联构成。

7.根据权利要求1所述的轻载模式下的高效移相全桥电路，其特征在于：所述滤波电路中的电感采用理想电感、铁损等效电阻、分布电容并联后再与铜损电阻串联构成，所述滤波电路中的电容采用理想电容和等效串联电阻串联构成。