CN110445389A - 具备真双极低压直流端口的固态变压器装置及其控制方法 - Google Patents

具备真双极低压直流端口的固态变压器装置及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种具备真双极低压直流端口的固态变压器装置及其控制方法，包括多个隔离型DC‑DC变换器，所述多个隔离型DC‑DC变换器通过串入并出的方式连接，所述多个隔离型DC‑DC变换器的输出级并联实现直流增流构成真双极低压直流端口，用于和真双极型直流微网互联；基于上述固态变压器结构，通过直流偏置电流控制，实现不对称负载条件下低压直流正负极的电压平衡，以及各隔离型DC‑DC变换器的直流偏置电流均分；通过多绕组高频变压器二次侧绕组反向绕线方式的设计，直流偏置电流在高频变压器形成的磁场直流分量相互抵消，解决了不对称负载引起的高频变压器直流偏磁问题。

Description

具备真双极低压直流端口的固态变压器装置及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力系统中智能配电网技术、电力电子技术、控制技术等领域，具体地，涉及一种具备真双极低压直流端口的固态变压器装置及其控制方法。
背景技术
分布式电源和储能的大量接入，直流负荷的快速发展，使得直流微网技术具有广泛的应用前景。相比于交流微网，直流微网可更好的兼容分布式电源，储能及直流负荷(电动汽车，数据中心，通信电站等等)，节省设备接入所需的逆变器成本，提高电能传输效率，降低线路及变换器总损耗，避免无功、频率、相位同步等问题，简化微网控制，并提高微网运行可靠性。
直流微网的网架结构从极性分类，包括单极结构，伪双极结构，真双极结构三种。单极结构将提供单极性的低压直流母线，结构最为简单，可靠性较差，当直流母线出现故障时，所有负荷将面临失电的风险，该结构可适用于区域负荷具有统一直流电压等级的场景；伪双极结构将提供正负极性的低压直流母线，但无法实现正负两极带不对称负荷运行；真双极结构将提供正负极性的低压直流母线与中性线，该结构一方面可为负荷提供两种电压等级的直流端口(正/负极对中性线电压，正负极间电压)，另一方面双极可独立运行，可为不对称负荷供电，且在单极故障时，不将影响另一极的用户。真双极结构具有最广泛的适用性，其结合双母线供电结构，可保证直流微网的高供电可靠性与直流负荷接入的灵活性。
直流微网将和上级交流/直流配电网通过电力电子变换器实现互联，采用真双极结构时，要求该变换器提供真双极低压直流端口，经检索，Xunwei Yu等在IEEETRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS上发表的“System Integration and HierarchicalPowerManagement Strategy for a Solid-State TransformerInterfaced MicrogridSystem”(2014)论文中，提出了一种固态变压器拓扑，可实现中压交流配电网和低压直流微网的互联，但该固态变压器仅能提供单极或者伪双极低压直流端口，若要实现真双极型直流微网，需要两套相同的固态变压器装置，装置总成本较高。
因此，亟需一种具备真双极低压直流端口的固态变压器装置，以实现真双极型直流微网和上级配电网的灵活互联，实现双极带不对称负荷运行，为直流负荷提供两种可选电压等级，并节省装置建设总成本。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种具备真双极低压直流端口的固态变压器装置及其控制方法，通过多个隔离型DC-DC变换器的互联提供真双极低压直流端口并配合直流偏置电流的控制，实现不对称负载条件下低压直流正负极的电压平衡以及各隔离型DC-DC变换器的直流偏置电流均分。
为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：
根据本发明的第一方面，提供一种具备真双极低压直流端口的固态变压器装置，包括多个隔离型DC-DC变换器，所述多个隔离型DC-DC变换器通过串入并出的方式连接，其中，所述多个隔离型DC-DC变换器的输入级串联实现直流升压并构成中压直流端口，用于和中压直流配电网互联；所述多个隔离型DC-DC变换器的输入级串联并连接一级AC-DC整流器构成中压交流端口，用于和中压交流配电网互联；所述多个隔离型DC-DC变换器的输出级并联实现直流增流构成真双极低压直流端口，用于和真双极型直流微网互联。
优选的，所述隔离型DC-DC变换器由输入级DC-AC逆变器、中间级高频变压器以及输出级真双极整流单元组成，所述高频变压器连接在所述输入级DC-AC逆变器、所述输出级真双极整流单元之间。
优选的，所述输出级DC-AC逆变器拓扑采用半桥拓扑、全桥拓扑和三电平拓扑，用于将直流电压逆变为高频交流电压。
优选的，所述中间级高频变压器包括两个一次侧绕组和两个二次侧绕组，其中两个所述一次侧绕组采用相同的绕线方式，分别和两个相邻的所述隔离型DC-DC变换器的输入级DC-AC逆变器互联，两个所述二次侧绕组采用相反的绕线方式，分别和两个相邻的所述隔离型DC-DC变换器的输出级变换器互联，两个所述输出级变换器即为真双极整流单元。
优选的，通过所述两个二次侧绕组的相反绕线方式，使真双极低压直流端口的双极电流之间的直流偏置电流在高频变压器形成的磁场直流分量相互抵消。
优选的，所述输出级真双极整流单元为两个钳位二极管型三电平结构，可输出真双极低压直流端口。
根据本发明的第二方面，提供一种具备真双极低压直流端口的固态变压器装置的控制方法，使每个所述隔离型DC-DC变换器的控制环由总直流电压控制环和偏置电流控制环构成，其中，所述总直流电压控制环用于连接控制所述隔离型DC-DC变换器的输出有功功率，所述偏置电流控制环用于连接控制所述隔离型DC-DC变换器的偏置电流大小。
优选的，所述总直流电压控制环根据各所述隔离型DC-DC变换器的直流电压实际值和参考电压之间的偏差，通过比例积分控制器PI调节后，生成方波调制所需的移相角参考值，并根据该移相角参考值调整各所述隔离型DC-DC变换器的输出有功功率。
优选的，所述偏置电流控制环根据各所述隔离型DC-DC变换器的偏置电流实际值和偏置电流参考值之间的偏差，通过比例积分控制器PI调节后，形成附加偏置电流，所述附加偏置电流用于使真双极低压直流端口的双极电压达到平衡。
与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
1、通过一套固态变压器装置即可引出低压真双极直流端口，便于和真双极型直流微网互联。在不对称负载条件下，通过偏置电流控制，双极电压可实现快速电压平衡，且装置内部各个隔离型DC-DC变换器的直流偏置电流实现均分；
2、两个相邻的隔离型DC-DC变换器共用一个四绕组高频变压器，并通过对其二次侧绕线方式的设计，将不对称负载在隔离型DC-DC变换器中引入的直流偏置电流在磁路中可相互抵消，不会造成高频变压器直流偏磁问题，维持装置的正常运行。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1a为本发明一实施例的具有真双极低压直流端口的固态变压器装置的基本拓扑架构图；
图1b为本发明一实施例的真双极整流单元的电路图；
图2为本发明一实施例中的真双极整流单元基本拓扑控制原理图；
图3为本发明一实施例的单个NPC-DAB拓扑图；
图4为本发明一实施例的单个NPC-DAB在不平衡双极电压下的波形曲线图；
图5为本发明一实施例的单个NPC-DAB在不对称负载下稳态运行波形曲线图；
图6为本发明一实施例的基于多绕组高频变压器共用的NPC-DAB拓扑图；
图7为本发明一实施例的多绕组高频变压器等效磁路图；
图8为本发明一实施例的基于多绕组高频变压器共用的NPC-DAB在不对称负载下的稳态运行波形曲线图；
图9为本发明一实施例的低压侧双极直流电压曲线；
图10为本发明一实施例的两个NPC-DAB的二次侧电感电流曲线；
图11为本发明一实施例的高频变压器内部的磁通曲线图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。
本发明实施例的第一方面提出了一种具有真双极低压直流端口的固态变压器装置，其所提供的低压直流端口为真双极低压直流端口，该端口的正负两极具有带不对称负载的能力。正负两极的不对称负载将导致高频变压器侧出现直流偏置电流，通过所设计的直流偏置电流控制与二次绕组绕线方式，直流偏置电流在高频变压器形成的磁场直流分量相互抵消，从而使两个二次绕组中的直流偏置电流将自平衡，避免变压器直流偏磁的出现，维持高频变压器的正常运行，解决了不对称负载引起的高频变压器直流偏磁问题。
如图1a所示，为本发明一实施例中具备真双极低压直流端口的固态变压器装置的基本架构示意图。该固态变压器包括多个隔离型DC-DC变换器。多个隔离型DC-DC变换器通过串入并出的方式相连，即图1a所示的，多个隔离型DC-DC变换器的输入级串联，多个隔离型DC-DC变换器的输出级并联。基于此互联结构，本发明实施例中的固态变压器可以提供如下端口：
1)多个隔离型DC-DC变换器的输入侧串联实现直流升压，并构成中压直流端口，该中压直流端口可用于与中压直流配电网互联；
2)多个隔离型DC-DC变换器的输入侧串联再连接至一级AC-DC整流器，从而构成中压交流端口，该中压交流端口可用于与中压交流配电网互联；
3)多个隔离型DC-DC变换器的输出侧并联实现直流增流，并构成真双极低压直流端口，该真双极低压直流端口用于与真双极型直流微网互联；
通过上述三种端口便可适用于多电压等级多形态交直流混合配电网的互联。
如图1所示，隔离型DC-DC变换器由输入级DC-AC逆变器、中间级高频变压器以及输出级真双极整流单元构成，其中，中间级高频变压器分别连接输入级DC-AC逆变器和输出级真双极整流单元。
在一些具体实施例中，输入级DC-AC逆变器可以采用半桥拓扑、全桥拓扑、三电平拓扑，用于将直流电压逆变为所需要的高频交流电压。
如图1b所示，在一些具体实施例中，中间级高频变压器，一方面实现电压变换，另一方面实现中低压网络间电气隔离，总共包括两个一次侧绕组和两个二次侧绕组。该高频变压器两个一次侧绕组采用相同的绕线方式，分别和两个隔离型DC-DC变换器的输入级变换器互联，而两个二次侧绕组则采用相反的绕线方式，分别和两个DC-DC变换器的输出级变换器互联。从电路等效来看，可认为第一个二次绕组同名端接在图1中的A1侧，而非同名端接在B1侧，第二个二次绕组同名端接在B2侧，而非同名端接在A2侧。
在一些具体实施例中，输出级真双极整流单元采用两个钳位二极管型三电平结构，可输出真双极低压直流端口。
本发明实施例上述的拓扑结构的低压直流双极接入不对称负载时，会造成一定的电压偏差，影响直流微网的稳态运行性能，此外，隔离型DC-DC变换器内部存在杂散参数，若采用相同的移相角实现直流电压控制与方波调制，各隔离型DC-DC的偏置电流分布将不均衡，影响传输效率。
因此，本发明实施例的第二方面则是提出了上述具备真双极低压直流端口的固态变压器装置的控制方法，以通过直流偏置电流控制，实现不对称复杂条件下低压直流正负极的电压平衡，以及各隔离型DC-DC变换器的直流偏置电流的均分。
如图2所示，图2中up和un分别为低压直流正极和负极电压，ip和in分别为正极负载电流和负极负载电流，ΔIdc1,ΔIdc2,...ΔIdcm分别为各DC-DC变换器的直流偏置电流大小，且有：
根据式(1)，正负极负载电流偏置所造成的直流偏置电流，将出现在各个DC-DC变换器中，其分布和各个DC-DC的杂散参数有关。
图2中，udcref为低压直流双极总电压参考值，udc为低压直流双极总电压，即：
udc＝up+un (2)
图2中，Δudc为正负极直流电压偏差，即：
Δudc＝up-un (3)
图2中，PI为比例积分控制器，各PI控制器的控制参数选取不同，和其所控制变量的数学模型有关；为DC-DC变换器直流偏置电流参考值，为保证偏置电流均分，该参考值需设为：
式(4)中，m为隔离型DC-DC变换器的个数。
图2中，ΔIdcm为第m个隔离型DC-DC变换器的偏置电流实际值；φref为移相角参考值；Δφm为第m个DC-DC变换器的附加移相角。
如图2所示，本发明实施例中对于固态变压器的控制如下：
每个隔离型DC-DC变换器的控制环路由总直流电压控制环和偏置电流控制环构成。
其中，总直流电压控制环根据直流电压实际值和参考电压偏差，经过PI调节后，生成方波调制所需的移相角参考值。例如，若直流电压实际值小于参考电压时，通过PI调节，增大移相角参考值，从而使隔离型DC-DC变换器从中压侧传递到低压侧的有功功率增加，直流电压上升。各个隔离型DC-DC变换器均具有相同的移相角参考值。
偏置电流控制环则用于实现正负极电压平衡和偏置电流在隔离型DC-DC变换器中的均衡分布。正负极电压偏差参考值可设为0，即正负极电压处于电压平衡的状态；而当出现电压偏差时，该偏差通过PI调节器，形成附加偏置电流，该附加偏置电流用于加速正负极直流电容的充电/放电过程，使双极电压尽快达到平衡。此外，通过检测各隔离型DC-DC变换器的偏置电流实际值，根据其和偏置电流参考值的偏差，再加上附加偏置电流，通过PI控制器，所输出的附加移相角，即可对各隔离型DC-DC变换器的输出有功功率及其偏置电流大小进行控制，实现偏置电流在各隔离型DC-DC变换器的均分。
偏置电流均分的目的一方面是提高DC-DC变换器的传输效率，使各DC-DC变换器运行在同一工作点；另一方面则是为消除高频变压器中的直流偏磁做准备。
由图1可知，相邻的两个隔离型DC-DC变换器共用一个四绕组高频变压器，且二次侧绕组绕线方式相反，因此，两个隔离型DC-DC二次侧绕组的直流偏置电流将在磁路中产生相反的磁场并相互抵消，从而消除直流偏磁现象，实现该装置在不对称负载条件下的正常运行。
在一些具体实施例中，多个隔离型DC-DC变换器采用DAB拓扑，其输入级DC-AC逆变器采用二极管钳位型三电平拓扑(NPC)；其输出级真双极整流单元亦采用NPC拓扑，各NPC的直流输出端并联，形成双极低压直流母线以提供真双极低压直流端口；DAB中间级采用四绕组高频变压器，两个DAB共用一个高频变压器，且高频变压器的两个二次绕组将采用相反的绕线方式。
基于上述的NPC-DAB拓扑结构，对其工作流程进行说明：
1、NPC-DAB的低压直流双极电压基于直流偏置平衡控制
首先分析NPC型DAB带不对称负载时的运行情况，以下通过反证法，验证NPC型DAB带不对称负载时，通过直流偏置实现双极电压平衡。
NPC-DAB拓扑及其波形如图3和图4所示。图3中，由于模块化多电平换流器MMC的电容电压平衡控制，可近似认为DAB直流输入侧的两个电容电压相等，以直流电压源V1等效；P1-P4为输入侧的IGBT及其反并联二极管；S1-S4为输出侧的IGBT及其反并联二极管；vi(t)为输入侧交流方波电压，vo(t)为输出侧交流方波电压，L为高频变压器二次侧等效漏感；iL2(t)为高频变压器二次侧电流；io1(t)和io2(t)分别为DAB在低压直流正极和负极的输出电流，Vc1和Vc2分别为低压直流正极和负极的电容电压；ic1(t)和ic2(t)分别为正极电容电流和负极电容电流；IR1和IR2分别为正极负载电流和负极负载电流；R1和R2分别为正极负载和负极负载；V2为低压直流母线的单极额定直流电压；图4中，φ为输出侧交流方波电压相对于输入侧交流方波电压的移相角，ΔV为低压侧正极直流电压相对于单极额定直流电压的偏移量，其余各量定义和图3一致。
假设一次侧和二次侧额定直流电压的关系为：V1＝NV2，N为高频变压器匝数比。低压正负极实际直流电压分别为：
在图4中的t0～t1时间段，一次侧P1和P2导通，二次侧S3和S4导通，此时二次侧电感电流的斜率k1为：
在图4中的t1～t2时间段，一次侧P1和P2导通，二次侧S1和S2导通，此时二次侧电感电流的斜率k2为：
在图4中的t2～t3时间段，一次侧P3和P4导通，二次侧S1和S2导通，此时二次侧电感电流的斜率k3为：
在图4中的t3～t4时间段，一次侧P3和P4导通，二次侧，S3和S4导通，此时二次侧电感电流的斜率k4为：
假设NPC-DAB的开关周期为T，联立(6)-(9)式，可求得t4时刻的二次侧电感电流值为：
由(10)式可知，两次开关周期的初始电感电流无法保持恒定，即NPC-DAB在低压侧双极电压不平衡时，无法实现稳态运行。
根据图4中的输出电流波形可知，当Vc1＞Vc2时，正极电容的电容放电电流会逐渐增加，而负极电容的电容充电电流会逐渐增加，此时在输出电流叠加上直流分量，两极电容会逐步回归到同一电压值，即NPC-DAB在低压侧带有不对称负载时，通过直流偏置实现两极电压自平衡。因此，在加入图2所示的偏置电流控制后，控制正负极母线电容的快速充电/放电过程，实现双极电压的快速平衡。
2、NPC-DAB带不对称负载时的稳态运行分析
随后，对NPC-DAB带不对称负载时的稳态运行进行理论分析，假设正极为重载，负极为轻载，即图3中IR1＞IR2，此时NPC-DAB的稳态波形曲线如图5所示。
负载不对称时，由于低压直流侧双极电压自平衡，因此二次侧交流电压波形仍为无直流偏置的方波，其移相角和输出总功率有关。而负载的不对称将体现在二次侧电感电流的直流偏置上，即图5中的ILdc。
由基尔霍夫电流定律可知，任意时刻二次侧电感电流为两极输出电流之和，即：
iL(t)＝io1(t)+io2(t)＝ic1(t)+IR1-ic2(t)-IR2 (11)
在一个开关周期平均后，二次侧电感电流仅存在直流分量，而电容电流在开关周期平均后为零，因此开关周期平均化后，(11)式转化为：
ILdc＝IR1-IR2＝ΔIR (12)
由(12)式可得，对于NPC-DAB拓扑，其输出侧双极带不对称负载时，双极电压具有自平衡能力，不会受影响，而双极电流的差异将会体现到交流侧电感电流上，并给电感电流引入直流偏置，其直流偏置的大小等于双极负载电流之差。
在图5中的t0～t1时间段，一次侧P1和P2导通，二次侧S3和S4导通，此时二次侧电感电流的斜率k1为：
在图5中的t1～t2时间段，一次侧P1和P2导通，二次侧S1和S2导通，此时二次侧电感电流的斜率k2为：
在图5中的t2～t3时间段，一次侧P3和P4导通，二次侧S1和S2导通，此时二次侧电感电流的斜率k3为：
在图5中的t3～t4时间段，一次侧P3和P4导通，二次侧，S3和S4导通，此时二次侧电感电流的斜率k4为：
假设NPC-DAB的开关周期为T，联立(13)-(16)式，可求得t4时刻的二次侧电感电流值为：
由(17)式可知，两次开关周期的初始电感电流保持恒定，即NPC-DAB在低压侧负载不对称条件下，可实现稳态运行与双极电压平衡，但二次侧电感电流会存在直流偏置分量，并导致高频变压器出现直流偏磁现象。
3、四绕组型NPC-DAB拓扑
本发明将采用四绕组高频变压器，在模块化固态变压器中同一桥臂的两个NPC-DAB拓扑共用一个四绕组高频变压器，通过输出侧绕线方式与调制方案的设计，可在变压器中消除直流偏磁现象，其电气拓扑与等效磁路如图6和图7所示。
图6中，两个相同的NPC-DAB输入侧均和MMC子模块直流电容互联，可将其等效为相同的直流电压源V1，输出侧单极额定直流电压为V2，且有V1＝NV2，N为一次侧绕组和二次侧绕组的匝数比；输出侧并联形成双极低压直流母线，共同给负载供电，第一个NPC-DAB的负载电流为IR11和IR12，第二个NPC-DAB的负载电流为IR21和IR22；第一个NPC-DAB的电容电压和电容电流分别为Vc11、Vc12、ic11(t)和ic12(t)，第二个NPC-DAB的电容电压和电容电流分别为Vc21、Vc22、ic21(t)和ic22(t)；第一个NPC-DAB的8个IGBT及其反并联二极管为P1、P2、P3、P4、S1、S2、S3和S4，第二个NPC-DAB的8个IGBT及其反并联二极管为P5、P6、P7、P8、S5、S6、S7和S8；第一个NPC-DAB的一次侧和二次侧交流方波电压为vi1(t)和vo1(t)，第二个NPC-DAB的一次侧和二次侧交流方波电压为vi2(t)和vo2(t)；第一个NPC-DAB的电感电流和输出电流为iL1(t)、io11(t)和io12(t)，第二个NPC-DAB的电感电流和输出电流为iL2(t)、io21(t)和io22(t)，两个NPC-DAB均有相同漏感L，其参数一致性确保了负载功率均分，而NPC-DAB的特性使得双极电压自平衡，即有：
Vc11＝Vc12＝Vc21＝Vc22＝V2
式(18)中，IR1为正极负载的总负载电流，IR2为负极负载的总负载电流。
图7为多绕组高频变压器的等效磁路，其中，MMFp1和MMFp2分别为两个NPC-DAB一次侧绕组的磁动势，MMFs1ac和MMFs1dc分别为第一个NPC-DAB的交流磁动势和直流磁动势，MMFs2ac和MMFs2dc分别为第二个NPC-DAB的交流磁动势和直流磁动势，Re为磁阻，φm为磁通量。
图8为该拓扑带不对称负载时的稳态曲线，可假设IR1＞IR2。在图8中，φ2为二次侧方波电压相对于一次侧方波电压的移相角。ILdc1为第一个NPC-DAB二次侧电感电流的直流偏置，ILdc2为第二个NPC-DAB二次侧电感电流的直流偏置。
在图8中的t0～t1时间段，一次侧P1、P2、P5和P6导通，二次侧S3、S4、S5和S6导通，此时两个二次侧电感电流的斜率k11和k21为：
在图8中的t1～t2时间段，一次侧P1、P2、P5和P6导通，二次侧S1、S2、S7和S8导通，此时两个二次侧电感电流的斜率k12和k22为：
在图8中的t2～t3时间段，一次侧P3、P4、P7和P8导通，二次侧S1、S2、S7和S8导通，此时两个二次侧电感电流的斜率k13和k23为：
在图8中的t3～t4时间段，一次侧P3、P4、P7和P8导通，二次侧S3、S4、S5和S6导通，此时两个二次侧电感电流的斜率k14和k24为：
假设NPC-DAB的开关周期为T，联立(19)～(22)式，可求得t4时刻的二次侧电感电流值为：
由(23)式可知，两次开关周期的初始电感电流保持恒定，即该拓扑在负载不对称条件下，可实现稳态运行。
根据基尔霍夫电流定律，由图6可知，两个NPC-DAB的二次侧电感电流和正负极输出电流关系为：
根据式(24)，电容电流稳态时不存在直流分量，因此，两个NPC-DAB二次侧电感电流的直流分量为：
式(25)中，ΔIR为正负极负载电流之差。由式(25)可见，两个NPC-DAB的二次侧电感电流的直流偏置大小一致，方向相反。
在图7中，磁通量φm包括交流分量，和直流分量，其交流分量可依据法拉第电磁感应定律，通过绕组上的方波电压积分得到，其直流分量则由二次侧电感电流的直流偏置所引入的直流磁动势产生：
式(26)中，φmac(t)为磁通的交流分量，φmdc为磁通的直流分量，φmac(0)为磁通交流分量的初始值，n1为一次侧的两个绕组的匝数，n2为二次侧的两个绕组的匝数，l为磁路的周长。
由(26)式可知，由于直流磁动势相互抵消，该拓扑的高频变压器磁通中，不含有直流分量，不会导致直流偏磁问题，其波形如图8所示。
4、仿真验证
基于图6所示的NPC-DAB结构，采用MATLAB/Simulink软件针对该拓扑进行仿真验证仿真参数如下表所示。
参数 值 参数 值
输入侧额定直流电压 80V 低压正极负载电流 5A
输出侧额定直流电压 80V 低压负极负载电流 0A
变压器各绕组侧漏感 25uH 高频变压器频率 6000Hz
变压器各绕组匝数 20 磁阻 0.001/H
上述仿真实例中，NPC-DAB拓扑采用前述的绕线方式和调制方式实现稳态运行，仿真结果如图9-11所示。
如图9所示，为一实施例中双极直流电压曲线，可见在不对称负载条件下，该拓扑可实现双极自平衡，双极电压均稳定在40V；
如图10所示，为一实施例中两个NPC-DAB的二次侧电感电流曲线，可见在不对称负载条件下，两个二次侧电感电流波形中均存在直流偏置，第一个直流偏置为正，第二个直流偏置为负，且偏置电流大小均为2.5A；
如图11所示，为一实施例中高频变压器的磁通曲线，可见在不对称负载条件下，磁通曲线仅存在交流分量，不包含直流分量，即不对称负载在该拓扑中不会引起变压器直流偏磁问题。
通过上述实施例可以证明，本实施例所提供的低压直流端口为真双极低压直流端口，其正负两极具有带不对称负载的能力，而正负两极的不对称负载将导致高频变压器侧出现直流偏置电流，但通过所设计的偏置电流控制方式与采用四绕组高频变压器的二次绕组绕线方式，将不对称负载在隔离型DC-DC变换器中引入的直流偏置电流在磁路中可相互抵消，不会造成高频变压器直流偏磁问题，维持装置的正常运行，同时实现真双极低压直流端口的双极电压可实现快速电压平衡，且装置内部各个隔离型DC-DC变换器的直流偏置电流实现均分。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。

Claims (10)

1.一种具备真双极低压直流端口的固态变压器装置，其特征在于：包括多个隔离型DC-DC变换器，多个所述隔离型DC-DC变换器通过串入并出的方式连接，其中，
多个所述隔离型DC-DC变换器的输入级串联实现直流升压并构成中压直流端口，用于和中压直流配电网互联；
多个所述隔离型DC-DC变换器的输入级串联并连接一级AC-DC整流器构成中压交流端口，用于和中压交流配电网互联；
多个所述隔离型DC-DC变换器的输出级并联实现直流增流构成真双极低压直流端口，用于和真双极型直流微网互联。
2.根据权利要求1所述的一种具备真双极低压直流端口的固态变压器装置，其特征在于：每个所述隔离型DC-DC变换器由输入级DC-AC逆变器、中间级高频变压器以及输出级真双极整流单元组成，所述中间级高频变压器连接在所述输入级DC-AC逆变器、所述输出级真双极整流单元之间。
3.根据权利要求2所述的一种具备真双极低压直流端口的固态变压器装置，其特征在于：所述输入级DC-AC逆变器拓扑采用半桥拓扑、全桥拓扑或三电平拓扑，用于将直流电压逆变为高频交流电压。
4.根据权利要求2所述的一种具备真双极低压直流端口的固态变压器装置，其特征在于：所述中间级高频变压器包括两个一次侧绕组和两个二次侧绕组，其中两个所述一次侧绕组采用相同的绕线方式，分别和两个相邻的所述隔离型DC-DC变换器的输入级DC-AC逆变器互联，两个所述二次侧绕组采用相反的绕线方式，分别和两个相邻的所述隔离型DC-DC变换器的输出级变换器互联，两个所述输出级变换器即为真双极整流单元。
5.根据权利要求4所述的一种具备真双极低压直流端口的固态变压器装置，其特征在于：通过所述两个二次侧绕组的相反绕线方式，使所述真双极低压直流端口的双极电流之间的直流偏置电流在所述中间级高频变压器形成的磁场直流分量相互抵消。
6.根据权利要求2所述的一种具备真双极低压直流端口的固态变压器装置，其特征在于：所述输出级真双极整流单元为两个钳位二极管型三电平结构，可输出真双极低压直流端口。
7.一种权利要求1-6任一项所述的具备真双极低压直流端口的固态变压器装置的控制方法，其特征在于：每个所述隔离型DC-DC变换器的控制环由总直流电压控制环和偏置电流控制环构成，其中，所述总直流电压控制环用于控制所述隔离型DC-DC变换器的输出有功功率，所述偏置电流控制环用于控制所述隔离型DC-DC变换器的偏置电流大小。
8.根据权利要求7所述的一种具备真双极低压直流端口的固态变压器装置的控制方法，其特征在于：所述总直流电压控制环根据各所述隔离型DC-DC变换器的直流电压实际值和参考电压之间的偏差，通过比例积分控制器PI调节后，生成方波调制所需的移相角参考值，并根据该移相角参考值调整各所述隔离型DC-DC变换器的输出有功功率。
9.根据权利要求7所述的一种具备真双极低压直流端口的固态变压器装置的控制方法，其特征在于：所述偏置电流控制环根据各所述隔离型DC-DC变换器的偏置电流实际值和偏置电流参考值之间的偏差，通过比例积分控制器PI调节后，形成附加偏置电流，所述附加偏置电流用于使真双极低压直流端口的双极电压达到平衡。
10.根据权利要求9所述的一种具备真双极低压直流端口的固态变压器装置的控制方法，其特征在于：通过检测各所述隔离型DC-DC变换器的偏置电流实际值，根据该偏置电流实际值和偏置电流参考值的偏差，再加上附加偏置电流，通过PI控制器，所输出的附加移相角，即可对各隔离型DC-DC变换器的输出有功功率及其偏置电流大小进行控制，实现偏置电流在各隔离型DC-DC变换器的均分。
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