CN109327143A - 一种提高llc拓扑电源输出参数及合理利用的方法及电路 - Google Patents

一种提高llc拓扑电源输出参数及合理利用的方法及电路 Download PDF

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Abstract

本发明涉及多通道LLC谐振拓扑电源电路的合理利用，采用串联独立电感LLC拓扑谐振，50%脉宽付边双波整流、电容滤波基本电路；选择输出通道数及电压电流匹配连接的基本结构；在变压器付边通路上选择设置组合切换点。其有益效果是直流电源的智能化多规格内嵌合一，而实现多规格输出；有效降低冗余功率，直接应用智能化控制，实现多工况下的输出电压电流及功率的订制性能要求。节能环保。

Description

一种提高LLC拓扑电源输出参数及合理利用的方法及电路
技术领域
本发明涉及开关电源电路，特别涉及多通道LLC谐振拓扑电源电路的合理利用。
背景技术
直流开关电源是按直流提供输出电压、输出电流及输出功率的有源功率变换电子设备。
现有技术中，通用电子测试设备行业一般采用多个独立直流电源单元，或附加直流变换器单元，以提供多通道直流输出。其中每一个单元的输出电压、输出电流及输出功率，均按固定的工况设计在额定值或限定值点上，相应的设定值点在最大值下有限窄幅范围内可向下设定；但输出电压、输出电流及输出功率之间是互相对应限制的，因此其设备的电压电流与功率相互之间的容量储备，多数场合下无法利用，浪费极大，成为固定的冗余储备；如果针对生产或批量测试的设备采用此类模式应用，则十分不经济且技术落后。
例如，某便携测试设备用于野外作业，在相同功率下两个独立额定区段工作，具体要求是：工况1是[200-250V,1-10A,2.5KW]，工况2是[100-125V,2-20A,2.5KW]；其中工况1电流无需20A，相反工况2电压无需250V；如果按两种工况合并后最大参数[250V,20A]设计，则设备总功率达到5KW，比原设备实际要求大了一倍。
在锂电池小型动力应用中，常常会选用中功率0.5-2KWH的锂电池组，但配合动力电机的成本设计依赖于电压，于是相关品类电池组电压等级繁多，诸如：36V/48V/60V/72V/96V，所以当某商业用途同时兼容选用2-3个额定电压品种的电池组时，其换电系统的通用充电电源就需要按智能电池协议约定的电压电流，完成相关的值点设定及流程，实现标充或快充。
在1KWH左右动力电池应用行业，充电器功率一般选择200-1500W，但智能化系统要求充电器能满足不同规格的锂电池充电规范，其中额定电压包括48V、60V、72V，额定容量可选择，也即对应输出电流可智能设定；如某智能动力锂电池组标准充电设备要求为：
工况1是 [PC：(0.01C,39-47V)，CC：(0.1C,48-54V，CV：(54.3V,0.02C)]，48V25Ah，500W
工况2是 [PC：(0.01C,48-57V)，CC：(0.1C,58-66V，CV：(66.8V,0.02C)]，60V20Ah，500W
工况3是 [PC：(0.01C,60-71V)，CC：(0.1C,72-82V，CV：(83.5V,0.02C)]，72V15Ah，500W
参数中，输出电流限制值以电池额定安时容量C的百分比系数表达，C常用10/20/30Ah，充电控制采用三段式，PC是预充段、CC是恒流段、CV是恒压段；上述三种工况合并同时考虑48V25Ah电池的0.4C快充电流时，电压电流的范围均急剧放大为（39-82V，0.2-10A），功率达到820W而超过各独立工况的功率设计值500W。
常规的普通产品设计最简单的方法是将几个独立的标准电源装入设备内或分别安置在同一设备内而采用不同的输出接点端子或接插件由用户自行连接，技术显然十分落后。
如进一步在相关输出部分，针对不同规格自动电子连接装置按智能化要求设计，则技术水平会有所提高，但因内部安置多个独立标准电源，显然其成本、空间都造成极大浪费。
当选择附加配置二次直流变换器的方案，一般可采用交流整流电源作为一次直流母线，后置二次变换采用降压、升压或升降压高效非隔离功率变换单元，输出电压、电流、功率规格按各工况整体最大值要求设计，直流母线作为输入功率源配合后置二次变换拓扑电路的设计范围；该电路模式的优点是：升压、降压、升降压的模式内电压电流调节范围很大，可智能实现整体多工况电压电流参数连续调节，且直流母线的功率冗余易于整体功率设计值的充分利用； 但该电路形式有如下缺点：为实现多工况输出及相关控制，一般采用两级变换器串联，整体变换效率有所下降；实例如前级采用LLC高效整流器产生直流中间母线48V，后级采用高效升降压变换器实现30-90V/1-10A/500W；因是两级串联变换，所以整体变换效率下降到约为0.95*0.97=0.92；另后置变换器功率参数按各工况参数参考恒功率限制最大值调节模式，且恒功率模式下电压电流VA参数成反比，故实际控制系统必须引入相应恒压CV及恒流CC限制，保证电路中相关功率零件在性能范围内正常工作而不至于超限损坏，需引入三段CV+CP+CC即恒压、恒功率、恒流的调节控制方式；如两工况电源其设计参数1V2A2P或2V1A2P的对应恒压恒流限定值为[1V,2A]、[2V,1A]，对应恒功率段2P相应功率零件参数的电压电流参数均相较原独立参数CV段的1V、CC段的1A有所增加，最大可达1.4倍，因此必须按新参数设计值留足变换器中各零件电压电流参数应力及开关损耗的设计裕度，导致此方案整体原材料及生产成本增加较大，控制电路及整体设计相对复杂。
由上可见，现有技术电子产品配套应用电源设备的品种、系列、规格相对繁多，且使用广泛；但是，设计冗余度高而不能利用，不但设备臃肿，利用率低下，而且浪费惊人。
发明内容
为克服现有技术电源设备设计冗余度高而不能利用，设备臃肿，利用率低下，浪费惊人的缺陷，本发明提供一种LLC拓扑电源扩大输出电压电流及功率的切换组合整流输出的原理方法及电路，能够在单一电源中应用切换点、切换开关、整流输出组合技术，实现按工况分段控制输出侧功率电压电流组合，按既定设计分段传送所需直流输出规格，并满足低成本要求。
实现上述发明的提高LLC拓扑电源输出参数及利用的方法，包括如下步骤：
1）采用串联独立电感LLC拓扑谐振、50%脉宽付边双波整流、电容滤波基本电路；
2) 选择输出所需的功率输出通道数，及电压电流匹配连接的基本结构；
3) 在变压器付边通路上选择设置组合切换点。
进一步地，还包括如下步骤：
4) 选择功率零件类型及功率切换组合接入点；
5) 选择各电压及切换点的变压器协同结构和绕组极性，计算绕组圈数、通流量等参数；
6) 基于输出工况及组合构成电路，计算相关功率零件参数，以及设计参数冗余；
7) 完成变压器输出付边组合整流滤波电路连接。
更进一步地，还包括如下步骤：
3-1) 所述组合切换点设置在变压器付边绕组的中心侧。
或者
3-2) 所述组合切换点设置在变压器付边绕组的两外侧。
又或者
3-3) 所述组合切换点设置在变压器付边绕组输出端单侧或双侧。
又或者
3-4) 所述组合切换点设置在变压器付边绕组输出高电压端侧或低电压端侧。
更进一步地，还包括如下步骤：
8) 选定与切换组合相关的控制逻辑及缓联开关控制过程。
更进一步地，还包括如下步骤：
9) 实现扩大输出电压电流及功率的切换组合整流输出完整电路并核定相关设计参数。
一种可调剂多通道LLC拓扑电源装置，包括原边输入电路和付边输出电路，其中：
所述原边输入电路的谐振电感，为独立串联电感；
该电路功率变换LLC拓扑的开关占空比控制固定约50%，即采用PFM频率调节方式；
所述变压器付边采用50%占空比的双波整流方式；
所述变压器付边整流后采用电容C滤波方式；
所述付边输出电路设置有调剂输出参数的切换点。
进一步地，还包括：
所述变压器付边绕组采用预备连接多中心抽头，所述输出电路采用双管半波整流，单向输出；
所述变压器付边绕组中心抽头内侧设置有调剂输出参数的切换点。
更进一步地，还包括：
所述变压器付边绕组采用中心抽头，所述输出电路采用四管全波整流，单向输出；
所述变压器付边绕组两端外侧设置有调剂输出参数的切换点。
更进一步地，还包括：
所述变压器付边绕组采用预备连接多中心抽头，所述输出电路采用四管双半波整流，双向输出；
所述变压器付边绕组中心抽头内侧设置有调剂输出参数的切换点。
更进一步地，还包括：
所述变压器付边绕组采用中心抽头，所述输出电路采用混合半波、双半波整流，混合输出；
所述变压器付边绕组中心外侧设置有调剂输出参数的切换点。
更进一步地，还包括：
所述分路滤波电容输出正端还设置有调剂输出参数的切换点。
或者，更进一步地，还包括：
所述分路滤波电容输出负端还设置有调剂输出参数的切换点。
一种用于可调剂多通道LLC拓扑电源的变压器装置，其中：
所述变压器装置总功率参数设计值，按所有独立工况中相对最大值设计；
所述变压器装置原边参数设计值按独立工况之一参考设计，并按付边配置需要适当调整匝数；
所述变压器装置付边参数设计值按各独立工况计算，并根据原边及所有付边匝数按整数值调整；
所述变压器装置磁芯尺寸参照同等单一工况对应值，适当增加以提高窗口可用率，方便设计；
所述变压器装置各绕组的通流量及铜损特性，参考对应整流及续流值设计，并按不同工况检核。
进一步地，还包括：
所述变压器装置付边绕组公共部分，按低压相对应的最大电流冗余设计；
所述变压器装置付边其他绕组，依次按其相应功率下的实际额定电流参数独立设计，以降低绕组铜线截面积，降低变压器窗口设计障碍；
所述变压器装置付边工作在多工况组合整流模式，其变压器磁芯参考同等功率变压器适当加大尺寸，
或改善选型磁芯、或适当调高中心工作频率，优化各工况功率谐振整体性能。
一种用于可调剂的多通道LLC拓扑电源装置，包括原边APFC有源功率因数调节电路、谐振LLC拓扑变换电路；
其中还包括：
其直流输出电路采用50%双半波整流；
于变压器付边侧设置切换点切换输出组合整流电路；
按各独立工况，切换组合功率零件包括继电器；
按各工况，与电压参数相关冗余设计包括按最高值设计的共用电容及整流管；
按各工况，与电流参数相关冗余设计包括按最高值设计的共用绕组、整流管及电容。
一种用于可调剂的多通道LLC拓扑电源装置，包括原边APFC有源功率因数调节电路、谐振LLC拓扑变换电路；
其中还包括：
其直流输出电路采用半波整流，电容滤波；
所述变压器侧参与调剂切换的功率组合电路有二路；
选用继电器作为功率切换组合整流零件，开闭遵循缓联控制机制；
选定变压器付边中心侧或两外侧为可变动绕组，用于整流切换组合。
一种用于可调剂的多通道LLC拓扑电源装置，包括原边APFC有源功率因数调节电路、谐振LLC拓扑变换电路；
其中还包括：
其主输出采用含同步或普通整流的半波整流，
其他辅助输出采用双半波或全波整流，电容滤波；
所述变压器侧参与调剂切换的功率组合电路有三路；
选用继电器作为功率切换组合输出零件，开闭遵循缓联控制机制；
选定变压器付边双半波或全波整流滤波输出的正侧或付侧为可变动输出，用于输出组合切换。
本发明以串联独立电感LLC谐振拓扑架构高效电源，作为整个电源基本的功率变换拓扑架构，以带中心点的变压器绕组布局为范例，以对应配置半波整流或半波同步整流、双半波整流为范例，以继电器切换零件为范例，将原标准整流架构的电源，结合切换组合整流输出新技术方法及电路，实现以组合整流输出为切换调节模式，完成应对各电压电流参数差异工况下的电源智能化运行，完成不同工况下的多规格电压电流及功率指标实现，实现组合整流输出，扩大对应于各单一工况模式电源的电压电流参数及功率能力。
本发明主要用于多工况输出模式电源，采用组合整流输出功率切换技术，实现多规格输出电压、输出电流，各工况输出功率设计值则选择相同或略低于最大功率；应用场景可包括：可编程分段测试电源，便携式多规格现场仪用电源、微型实验室多规格电源、便携式新能源直流应急充电系统、智能多规格电池组充电电源，智能多规格LED灯具电源等应用系统。
本发明与现有技术相比，具有的有益效果是：
采用切换组合整流输出方式实现直流电源的智能化多规格内嵌合一；原理清晰简明，应用于带串联独立电感LLC谐振及电容C滤波拓扑高效功率变换；原边功率变换零件无需多套而仅需一套，即可实现多规格输出；变压器付边及高频整流滤波输出部分额外增加的只是切换组合零件，如继电器；变换功率因付边采用本专利切换组合技术，与独立工况差异不大因此无需加大；多规格输出因采用本专利切换组合技术，电源在多规格各工况下输出仍保持高效率以及高稳定性；付边功率切换组合零件性能极好且方便，可参考实例安置在整流点或滤波输出点；切换组合技术及电路额外增加的元部件仅功率继电器，成本极其低廉；切换组合技术及电路冗余部件极少，只是部分变压器付边绕组、整流、滤波零件；零件选型简单方便、性能稳定可靠，成本低廉，相关性设计简单可靠； 电路拓扑整体方案简单直观、变形丰富；成本低廉，性能实用可靠； 可直接应用智能化控制，实现多工况下的输出电压电流及功率的订制性能要求。
附图说明
图1为现有技术半桥LLC拓扑变换、配合同步整流、采用电容C滤波的电路示意图；
图2为本发明采用LLC拓扑，应用一个继电器、对变压器中点切换的二路组合整流电路实例；
图3为本发明采用LLC拓扑，应用一个继电器、对变压器两外侧切换的二路组合整流电路实例；
图4为本发明采用LLC拓扑，应用两个继电器、对变压器两外侧切换的三路组合整流电路实例；
图5为本发明采用LLC拓扑，应用两个继电器、对整流滤波后的输出负侧三路切换的组合实例；
图6为本发明采用LLC拓扑，应用两个继电器、对整流滤波后的输出正侧三路切换的组合实例；
图7为本发明采用LLC拓扑，应用一个继电器、对整流滤波后的正负双向输出切换的组合实例；
图8为本发明采用LLC拓扑，应用一个继电器、变压器无中心抽头且对其两外侧切换的二路组合电路实例；
图9为本发明采用LLC拓扑，应用一个继电器、对变压器中点切换的二路双向组合整流电路实例；
图10为实例3-4中，标准模式、恒功率模式下的电压电流功率等参数的对比分析图。
具体实施方式
本发明提出一种提高LLC拓扑电源输出参数及利用的方法，包括如下步骤：
1）采用串联独立电感LLC拓扑谐振，50%脉宽付边双波整流、电容滤波基本电路；
2) 选择输出所需的功率输出通道数，及电压电流匹配连接的基本结构；
3) 在变压器付边通路上选择设置组合切换点；
3-1) 所述组合切换点可以设置在变压器付边绕组的中心侧；
3-2) 所述组合切换点也可以设置在变压器付边绕组的两外侧；
3-3) 或者所述组合切换点设置在变压器付边绕组输出端单侧或双侧；
3-4) 又或者所述组合切换点设置在变压器付边绕组输出高电压端侧或低电压端侧。
进一步进行：
4) 选择功率零件类型及功率切换组合接入点；
5) 选择各电压及切换点的变压器协同结构和极性，计算绕组圈数、通流量等参数；
6) 基于输出工况及组合构成电路，计算相关功率零件参数，以及设计参数冗余；
7) 完成变压器输出付边组合整流滤波电路连接。
选定切换点以后，执行
8) 选定与切换组合相关的控制逻辑及缓联开关控制过程；
9) 实现扩大输出电压电流及功率的切换组合整流输出完整电路并核定相关设计参数。
参见图 2，本发明还提出一种可调剂多通道LLC拓扑电源装置，包括原边输入电路和付边输出电路；
所述原边输入电路的谐振电感，为独立串联电感L1；
该电路功率变换LLC拓扑的开关占空比控制固定约50%，即采用PFM频率调节方式；
所述变压器付边采用50%占空比的双波整流方式；
所述变压器付边整流后采用电容C滤波方式；
所述付边输出电路设置有调剂输出参数的切换点。
其中，参见图2：
所述变压器付边绕组采用预备连接多中心抽头，所述输出电路采用双管半波整流，单向输出；
所述变压器付边绕组中心抽头内侧设置有调剂输出参数的切换点。
或者，参见图3：
所述变压器付边绕组采用中心抽头，所述输出电路采用双管半波整流，单向输出；
所述变压器付边绕组两端外侧设置有调剂输出参数的切换点K1A 和K1B。
或者，参见图4：
所述变压器付边绕组采用中心抽头，所述输出电路采用双管半波整流，单向输出；
所述变压器付边绕组两端外侧设置有调剂输出参数的两级切换点K1A加K2A 和K1B加K2B。
或者，参见图 5 ：
所述变压器付边绕组采用中心抽头，所述输出电路采用混合半波、双半波整流，混合输出；
所述变压器付边绕组侧不设切换点，付边滤波电容设置有调剂输出参数的切换点；即在所述分路滤波电容输出负端设置有调剂输出参数的切换点K1和K2。
还可以参见图 6 ，在所述分路滤波电容输出正端还设置有调剂输出参数的切换点K1和K2。
或者，参见图 7 ：
所述变压器付边绕组采用中心抽头，所述输出电路采用四管全波整流，双向滤波输出；
在所述分路滤波电容输出正端及负端之间还设置有调剂输出参数的切换点K1。
或者，参见图8：
所述变压器付边绕组采用无中心抽头，所述输出电路采用四管桥式整流，单向输出；
所述变压器付边绕组两端外侧设置有调剂输出参数的切换点K1A 和K1B。
又或者，参见图9：
所述变压器付边绕组采用预备连接多中心抽头，所述输出电路采用四管双半波整流，双向输出；
所述变压器付边绕组中心抽头内侧设置有调剂输出参数的切换点K1A 和K1B。
本发明还提出一种用于可调剂多通道LLC拓扑电源的变压器装置，参见图2、图3、图4，
所述变压器装置总功率参数设计值，按所有独立工况中相对最大值设计；
所述变压器装置原边参数设计值按独立工况之一参考设计，并按付边配置需要适当调整匝数；
所述变压器装置付边参数设计值按各独立工况计算，并根据原边及所有付边匝数按整数值调整；
所述变压器装置磁芯尺寸参照同等单一工况对应值，适当增加以提高窗口可用率，方便设计；
所述变压器装置各绕组的通流量及铜损特性，参考对应整流及续流值设计，并按不同工况检核。
其中，参见图2、图3、图4：
所述变压器装置付边绕组公共部分，按低压相对应的最大电流冗余设计；
所述变压器装置付边其他绕组，依次按其相应功率下的实际额定电流参数独立设计，以降低绕组铜线截面积，降低变压器窗口设计障碍；
所述变压器装置付边工作在多工况组合整流模式，其变压器磁芯参考同等功率变压器适当加大尺寸，
或改善选型磁芯、或适当调高中心工作频率，优化各工况功率谐振整体性能。
参见图2，本发明还提出一种用于可调剂的多通道LLC拓扑电源装置，包括原边APFC有源功率因数调节电路、谐振LLC拓扑变换电路；该电源装置还包括：
其直流输出电路采用50%双半波整流；
于变压器付边侧设置切换点切换输出组合整流电路；
按各独立工况，切换组合功率零件包括继电器；
按各工况，与电压参数相关冗余设计包括按最高值设计的共用电容及整流管；
按各工况，与电流参数相关冗余设计包括按最高值设计的共用绕组、整流管及电容。
参见图2、图3、图8，本发明还提出一种用于可调剂的多通道LLC拓扑电源装置，包括原边APFC有源功率因数调节电路、谐振LLC拓扑变换电路；该电源装置还包括：
其直流输出电路采用半波整流，电容滤波；
所述变压器侧参与调剂切换的功率组合电路有二路；
选用继电器作为功率切换组合整流零件，开闭遵循缓联控制机制；
选定变压器付边中心侧或两外侧为可变动绕组，用于整流切换组合。
参见图5、图6，本发明还提出一种用于可调剂的多通道LLC拓扑电源装置，包括原边APFC有源功率因数调节电路、谐振LLC拓扑变换电路；该电源装置包括：
其主输出采用含同步或普通整流的半波整流，
其他辅助输出采用双半波或全波整流，电容滤波；
所述变压器侧参与调剂切换的功率组合电路有三路；
选用继电器作为功率切换组合输出零件，开闭遵循缓联控制机制；
选定变压器付边双半波或全波整流滤波输出的正侧或付侧为可变动输出，用于输出组合切换。
所述基于的切换功率零件选型，要考虑：
功率自动切换选择全电子或机电零件，对生产性选配方案可利用短接线直接定型；
一般选用继电器作为功率切换零件，用于整流输出切换组合，方便简洁；
对切换开关动态时间较高的设计要求，可选用功率场效应单管对管实现切换；
亦可选用功率继电器与场效应管并联方式作为切换组合的复合开关或联合开关。
所述基于的切换功率继电器零件及使用，要考虑：
选用继电器作为功率切换零件，应参照其开关动作时间、触点电压电流特性；
继电器开闭应遵循缓联控制机制，即继电器投切过程中无拉弧烧蚀或粘连发生。
所述基于的付边采样零件参数及冗余值设计，要考虑：
针对所有切换组合电路工况，选择统一的输出电流采样及输出电压测量点；
结合各工况参数最大值指定统一的满度及分辨率，用于切换组合的整体智能控制。
具体原理与连接参见以下实例。
实例1：参见图2，该实例针对LLC谐振高效拓扑、半波同步整流、电容滤波架构电路；引入双刀双掷功率继电器作为切换组合开关零件，且继电器双刀公共点共通并接至输出正端；在变压器付边预备中点两侧构造功率切换组合接入点，实现双电压规格组合整流输出电源；
实例2：参见图3，该实例与实例1基本相同，唯一差别是功率切换组合接入点改至变压器付边外侧两端，且切换继电器的双刀公共点不再连通，而变压器付边中心点直接连通至输出正端，实现双电压规格组合整流输出电源；
实例3：参见图4，该实例与例2类似，但增加了一套双刀双掷功率切换组合继电器，得以切换组合变压器三套绕组外侧功率点，因而实现三组电压规格组合整流输出电源；
实例4：参见图5，该实例也是针对三组电压规格组合整流输出电源，但与实例2不同的是，本实例采用变压器整流滤波后的直流功率输出各分路负端作为功率切换组合接入点；
实例5：参见图6，该实例与实例4类似，不同的是，本实例采用变压器整流滤波后的直流功率输出各分路正端而非负端作为功率切换组合接入点。
实例6：参见图7，本实例采用变压器整流滤波后的正负双向分路的对应正端及负端作为功率切换组合接入点，提供电压值相等但互为反向的双向电源。
实例7：参见图8，本实例与实例2类似，功率切换组合接入点设在变压器付边外侧两端，但变压器不设中间点，整流采用全桥电路，实现双电压规格组合整流输出电源。
实例8：参见图9，本实例与实例1类似，功率切换组合接入点设在变压器付边预备中点两侧，切换继电器公共点连接至输出公共点，不同的是采用四管双半波整流，输出电压值相等但方向相反的两路电源，提供双向输出的双电压规格组合整流输出电源。
下面结合实施例，并结合发明内容的注解进一步说明如下：
实例1-8中切换组合零件主要采用功率继电器；本专利采用无损切换控制技术应对实际应用设计及电路，即根据实际应用选型的继电器开关动作时间特性，及触点电压电流特性，谐振电路的频率和电压电流功率等特性，控制电路加设相对可靠的无损切换机制；切换过程中，控制电路预先停止或大幅减小变换器功率输出、随之切换、然后重新开启变换器功率输出。在切换开关的动态时间需要较高的情况下，可按照单向电流选用功率场效应单管或按照双向电流选择场效应对管实现切换，满足要求；亦可选用功率继电器与场效应管并联方式作为切换组合的复合开关或联合开关，在开关切换过程由场效应管先处理动态切换，无论开闭切换，场效应管均采用优先开通，在切换组合由过渡态转入稳定态后，才控制继电器转换动作，按继电器动作时间等待继电器稳定保持，再按新稳态控制场效应管开闭或脱离，改善继电器工作应力及寿命；其中场效应管后段脱离是按联合开关模式，场效应管只工作在开闭转换瞬间，并且此切换方法不影响切换过程中的变换器功率输出。
LLC拓扑多采用半桥形式，变形较为直接和易于理解，常见于电容的布置有所不同，但其电路数学计算等效于常规模式；除半桥外还有全桥LLC谐振宜于大功率变换器，但其原边不具备半桥电路的抗直流短路特性；LLC电路控制多采用50%双管开关的PFM脉宽频率调节模式。
图1是常规半桥形式LLC高效谐振的标准电路之一，其中Ll是串联谐振电感，付边场效应管是同步整流，SRC是同步整流控制单元；电路优点是结构简洁、变换高效、变形分形类同，参数设计方法清晰，实用案例及上市产品成熟；功率零件参数设计及控制合理时，其功率回路为谐振模式，原边功率器件在零电压开通，付边整流器件在零电流关断。
一般情况下，该模式整流电源原边采用交流输入及有源功率因数校正APFC。因此高频功率变换电路直流输入稳定为固定电压；该拓扑结构付边整流占空比非可调，导致其功率调节无法按电压开关占空比模式完成，滤波电感既不需要也无济于事；输出的电压特性直接受限于变压器原付边匝比及谐振工作阻抗参数，一般采用频率调节模式，低压及短路模式下采用间歇打嗝等低频调制，以改善变换器功耗及功率零件损耗特性；并相应减少电路功率元件故障机率。
理论分析可知，该拓扑结构的输出电压调节范围即最大最小设定电压、额定电压比值及变压器匝比值，与频率调节范围直接相关，即在有限度的高效变换工作频率范围内，输出电压上下范围不易超出额定电压太多，如[-20%,20%]已比较困难，实际工程设计尚可勉强应对。
从以上分析可以看出，当该拓扑架构应用中选定相对有限的高效频率工作范围、最大最小电压范围与额定电压比值后，通过调节变压器匝比，即可改变额定电压及其相关最大最小电压值，但其比值未变；例如有源功率因数校正APFC输出电压400V、半桥LLC谐振拓扑；
工况1 额定电压48V、上限[+20%,58V]、下限[-20%,38V]，变压器设计连接切换匝比4.17；
工况2 额定电压60V、上限[+20%,72V]、下限[-20%,48V]，变压器设计连接切换匝比3.33；
工况3 额定电压72V、上限[+20%,86V]、下限[-20%,58V]，变压器设计连接切换匝比2.78；
对比以上参数可以看出，变压器匝比与额定电压比值、上限、下限比值，均为[1,1.2,0.8]；此时该拓扑架构在各种工况下保持相同的工作频率范围及谐振特性，功率变换器整体工作状况优异。
多种工况下如设计按相同最大功率限制方式调节控制，其对应变压器付边绕组除公共部分按低压相对应的最大电流设计，其他绕组可依次按其相应切换工作电压在同等功率下的电流额定值依次设计较低电流参数，以降低绕组铜线截面积，降低变压器窗口设计障碍；因变压器工作在多工况组合整流模式，其变压器可参考同等功率后可适当加大尺寸、或改善选型磁芯、或适当调高中心工作频率，方便组合电源各工况整体性能的优化设计。
在高压工况情况下，组合整流模式技术和电路还可以改善电源，在过负载使输出处于相对稳定的恒流低电压模式下，提高其相应限流降压工作范围。此时，智能控制电路可检测接在输出两端的负载阻抗特征参数，如发现进入相对稳定的低阻抗状态，则可以通过切换组合开关及电路，使组合整流输出进入相对较低的额定电压工况区段，使其获得相对额定低压的最小电压输出特性，并保持LLC架构下高效谐振工作频率调节范围而非进入低频间歇模式限流工作。例如在72V对应的第三工况额定低压区段48V工作，可获得38-48V的-20%下端恒流降压限流区，此时相对72V的用电设备而言，恒流下限由原标准的[-20%,58V]降低到[-47%,38V]；并且此区段仍保持在高效变频PFM调节区，而非进入间歇震荡开闭低频调制限流方式。此电路特征如切换开关采用继电器则只适用于用电特性缓慢变化的负载，如宽电压范围电池恒流充电、分段电加热系统、设备老化试验电源等；如需应对快速负载，可利用场效应功率管作为切换组合开关，并且切换开关位于变压器侧的切换组合整流因其直接切换高频功率电路，其动态相应特性优于切换开关位于整流滤波后的正端或负端输出点模式。
实例1-3，7-8特殊在于其切换组合点位于变压器付边绕组整流点侧，其优点主要是功率切换点的电特征是高频电压电流，继电器在切换过程中的电弧应力小，不容易发生相对有害的电弧烧蚀及触点粘连而导致工作寿命降低或性能受损。并且此时无损切换机制控制的中间等待时间相对短很多。此方案另一优点是不同工况切换过程中，输出电容会在大约5-20mS的设计保持时间内，按原工况电压向负载提供输出并过渡到新工况下的设定电压。
实例1-2，7特殊在于单向两工况，例3-5特殊在单向三工况，例6特殊在双向工况，例8特殊在双向两工况。
实例1特殊在于其切换组合点位于变压器付边绕组中心两近侧，其切换继电器双刀的公共点共通且连接至输出正端，实物电路的印制板布局较为直接、简单方便；
实例4-5特殊在于三路输出中主输出采用双管半波模式单输出，辅助输出采用四管双半桥整流模式的双输出；其切换组合点位于整流滤波点的输出正端或负端，该切换组合的优点是，变压器的附加工况设计可兼用双半波整流的单一绕组，电路形式相对直接，变压器的绕制较为简单方便。
实例1-5中付边整流采用同步场效应管，亦可采用超快二极管，切换组合应用机理相同。
实例6中付边整流采用超快二极管，亦可采用同步场效应管，切换组合应用机理相同。
实例4-5中，切换开关零件可采用独立的场效应管双管实现；也可以由继电器接点并联场效应管实现，其中场效应管用于快速通断控制，替代无损切换的功率休闭过程，实现具有优异动态相应时间的高速工况状态切换。
在图10中，z[TC3]是本发明实例3 LLC谐振架构配合三工况组合整流输出模式实例；最大功率限制500W,三种工况额定电压分别为48V/60V/72V,对应恒定电压CC设定范围为{-20%,20%}；组合输出模式中，三种工况下额定电压比照未经组合的各自标准模式电压的单一工况，且对应调节比范围几乎一样；
图中可见：
（1）电压方面：子图1z中可见同等功率情况下,电压范围扩大到下限32V、上限90V，
子图1a/1b/1c额定电压分别为48V/60V/72V,各子图中电压调节范围约｛-32%,21%｝,满足+/-20%;
此时电压及匝比总变比参数的变化范围较小且相对固定，因此使电源能工作在高效谐振频率区域;
因涉及LLC拓扑,控制器采用间歇打嗝降压保护付边短路或过流；且电压设定一般大于75%额定值；
（2）电流方面：子图1a/1b/1c额定电流均小于最大值8.5A，按最大功率分别对应为8.5A/7.0A/5.5A;
（3）功率方面：子图1z中可见不同工况下保持所限500W同等功率,不至于达到最大伏安功率765W;
图10的子图1z/2z/3z可见，电源最大功率在三种工况下基本不变；但电压电流参数随三种工况改变并相应大幅度扩大；其中因采用切换组合技术，元件增加切换双刀双掷继电器，变压器、整流管或同步场效应管、输出电容等功率元件相关部分参数需作扩容设计选型，成本有所增加，但幅度不大；整体方案技术电路简单，智能控制方便，附加成本极低，性价比高。
由上可见，现有技术电子产品配套应用电源设备的品种、系列、规格相对繁多，且使用广泛，直流电源的智能化多规格内嵌合一，急需技术升级，以便降低设计、生产、维护、回收成本，方便使用便携性，缩小使用占地，减少品种复杂性，提高现代应用习惯的适应性，并大幅提供产品的使用重复率，使用时间，提高单一品类的产品商业价值及企业核心竞争力。
以上应用，都涉及到电源的一种应用模式，即实际可理解为仅一个设备需要完成几个相对有少许输出差异的设备的功能，因此可利用智能模式使该设备具备相应组合输出的能力。
分析可知具备多工况相应组合输出能力且成本增加不大的智能电源具有极大实用价值。
经仔细研究当前常用的典型高效谐振LLC电源电路模式在不同输出规格下的异同点；本发明提出可采用直流整流输出切换组合技术配合相应工况分段调控得以实现相似但不同规格电源设备的内嵌合一，避免简单方案应用所造成的不必要的闲置功率和材料成本浪费。
实用中，涉及单一电源设备在其最大输出功率及材料总成本变化不大的条件下，用于同类但不同规格用电设备，或用于不同用电参数、不同用电形式时，直接提供相对差异较大的输出电压、输出电流；大幅度扩大设备在不同工况下的适配工作能力，从而可避免因使用多个基本类似设备造成的浪费及不便。本发明针对采用独立串联谐振电感的功率LLC拓扑形式变换器及相应的整流滤波基本电路；利用可控切换开关，引入组合整流输出功率技术，其中切换组合点包括变压器付边的中心两侧或外端两侧、滤波输出高端侧或低端侧等，应用于单一直流电源按不同设定工况，提供多种规格，因而大幅度提高了输出电压、输出电流。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为本发明的保护范围。

Claims (20)

1.一种提高LLC拓扑电源输出参数及利用的方法，其特征在于包括如下步骤：
采用串联独立电感LLC拓扑谐振，50%脉宽付边双波整流、电容滤波基本电路；
2) 选择输出所需的功率输出通道数，及电压电流匹配连接的基本结构；
3) 在变压器付边通路上选择设置组合切换点。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括如下步骤：
4) 选择功率零件类型及功率切换组合接入点；
5) 选择各电压及切换点的变压器协同结构和极性，计算绕组圈数、通流量等参数；
6) 基于输出工况及组合构成电路，计算相关功率零件参数，以及设计参数冗余；
7) 完成变压器输出付边组合整流滤波电路连接。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，还包括如下步骤：
3-1) 所述组合切换点设置在变压器付边绕组的中心侧。
4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，还包括如下步骤：
3-2) 所述组合切换点设置在变压器付边绕组的两外侧。
5.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，还包括如下步骤：
3-3) 所述组合切换点设置在变压器付边绕组输出端单侧或双侧。
6.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，还包括如下步骤：
3-4) 所述组合切换点设置在变压器付边绕组输出高电压端侧或低电压端侧。
7.根据权利要求3、4、5或6所述的方法，其特征在于，还包括如下步骤：
8) 选定与切换组合相关的控制逻辑及缓联开关控制过程。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，还包括如下步骤：
9) 实现扩大输出电压电流及功率的切换组合整流输出完整电路并核定相关设计参数。
9.一种可调剂多通道LLC拓扑电源装置，包括原边输入电路和付边输出电路，其特征在于：
所述原边输入电路的谐振电感，为独立串联电感；
该电路功率变换LLC拓扑的开关占空比控制固定约50%，即采用PFM脉冲频率调节方式；
所述变压器付边采用50%占空比的双波整流方式；
所述变压器付边整流后采用电容C滤波方式；
所述付边输出电路设置有调剂输出参数的切换点。
10.根据权利要求9所述的电源装置，其特征在于：
所述变压器付边绕组采用预备连接多中心抽头，所述输出电路采用双管半波整流，单向输出；
所述变压器付边绕组中心抽头内侧设置有调剂输出参数的切换点。
11.根据权利要求9所述的电源装置，其特征在于：
所述变压器付边绕组采用中心抽头，所述输出电路采用四管全波整流，单向输出；
所述变压器付边绕组两端外侧设置有调剂输出参数的切换点。
12.根据权利要求9所述的电源装置，其特征在于：
所述变压器付边绕组采用预备连接多中心抽头，所述输出电路采用四管双半波整流，双向输出；
所述变压器付边绕组中心抽头内侧设置有调剂输出参数的切换点。
13.根据权利要求9所述的电源装置，其特征在于：
所述变压器付边绕组采用中心抽头，所述输出电路采用混合半波、双半波整流，混合输出；
所述变压器付边绕组中心外侧设置有调剂输出参数的切换点。
14.根据权利要求10 或11 或12 或13所述的电源装置，其特征在于：
所述分路滤波电容输出正端还设置有调剂输出参数的切换点。
15.根据权利要求12 或13所述的电源装置，其特征在于：
所述分路滤波电容输出负端还设置有调剂输出参数的切换点。
16.一种用于可调剂多通道LLC拓扑电源的变压器装置，其特征在于：
所述变压器装置总功率参数设计值，按所有独立工况中相对最大值设计；
所述变压器装置原边参数设计值按独立工况之一参考设计，并按付边配置需要适当调整匝数；
所述变压器装置付边参数设计值按各独立工况计算，并根据原边及所有付边匝数按整数值调整；
所述变压器装置磁芯尺寸参照同等单一工况对应值，适当增加以提高窗口可用率，方便设计；
所述变压器装置各绕组的通流量及铜损特性，参考对应整流及续流值设计，并按不同工况检核。
17.根据权利要求16所述的电源变压器装置，其特征在于：
所述变压器装置付边绕组公共部分，按低压相对应的最大电流冗余设计；
所述变压器装置付边其他绕组，依次按其相应功率下的实际额定电流参数独立设计，以降低绕组铜线截面积，降低变压器窗口设计障碍；
所述变压器装置付边工作在多工况组合整流模式，其变压器磁芯参考同等功率变压器适当加大尺寸，
或改善选型磁芯、或适当调高中心工作频率，优化各工况功率谐振整体性能。
18.一种用于可调剂的多通道LLC拓扑电源装置，包括原边APFC有源功率因数调节电路、谐振LLC拓扑变换电路；其特征在于，还包括：
其直流输出电路采用50%双半波整流；
于变压器付边侧设置切换点切换输出组合整流电路；
按各独立工况，切换组合功率零件包括继电器；
按各工况，与电压参数相关冗余设计包括按最高值设计的共用电容及整流管；
按各工况，与电流参数相关冗余设计包括按最高值设计的共用绕组、整流管及电容。
19.一种用于可调剂的多通道LLC拓扑电源装置，包括原边APFC有源功率因数调节电路、谐振LLC拓扑变换电路；其特征在于，还包括：
其直流输出电路采用半波整流，电容滤波；
所述变压器侧参与调剂切换的功率组合电路有二路；
选用继电器作为功率切换组合整流零件，开闭遵循缓联控制机制；
选定变压器付边中心侧或两外侧为可变动绕组，用于整流切换组合。
20.一种用于可调剂的多通道LLC拓扑电源装置，包括原边APFC有源功率因数调节电路、谐振LLC拓扑变换电路；其特征在于，还包括：
其主输出采用含同步或普通整流的半波整流，
其他辅助输出采用双半波或全波整流，电容滤波；
所述变压器侧参与调剂切换的功率组合电路有三路；
选用继电器作为功率切换组合输出零件，开闭遵循缓联控制机制；
选定变压器付边双半波或全波整流滤波输出的正侧或付侧为可变动输出，用于输出组合切换。
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