CN108281979A - 一种适合低压大电流输入的电子回馈负载电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适合低压大电流输入的电子回馈负载电路，其特征在于：主要包括DC‑DC升压部分和DC‑AC逆变部分，DC‑DC升压主要包括采用Boost交错并联第一级升压电路和第二级全桥变换器升压电路，升压不控整流电路和串联电路，DC‑AC部分为采用全桥拓扑的DC‑AC逆变电路，DC‑AC主要采用电流闭环加电压前馈控制。本发明电路适合输出宽范围低压大电流的被测电源老化试验。本发明的交错并联Boost升压和全桥变换器升压以及DC‑AC逆变均采用DSP数字独立控制。由于系统内部存在高频变压器隔离，安全可靠，方便整机并联便于系统的扩容，适合宽电压范围的输入，通用性强，节约测试成本，体积小，设计灵活。

Description

一种适合低压大电流输入的电子回馈负载电路

技术领域

本发明涉及节能老化电力电子产品技术，特别是涉及适应低压宽范围大电流输入的直流老化节能测试方法。

背景技术

为了提高产品的可靠性，通信电源、开关电源、蓄电池等电源在出厂前都要进行各种性能测试，包括动态性能测试、稳态动能测试以及长时间的老化测试。在进行老化时,传统的方法采用电阻老化，使被测电源的输出能量全部耗散到电阻负载上，产生大量的热被耗散掉，这样即恶化了实验环境，占用较大的实验空间，测试中变功率调节也不方便，而且老化的能量被白白浪费掉，不利于节能。

回馈式电子负载在模拟电阻负载的同时，将被测试电源输出的能量通过升压、逆变等环节回馈到电网，在电源老化过程中，损耗的能量仅为回馈电子负载自身的损耗，占被测电源输出能量的很少一部分，绝大部分能量被回馈式电子负载回馈到电网进行回收利用，大大节约了老化电源的成本。

在一些老化电源输出低压大电流的老化场合中，由于其输出电压较低，输出电压一般5～60V，输出电流较大（0～150A），要使输出能量能够回馈到电网中，需要较高变比升压以及较大工作电流的直流电子回馈负载。

与本发明直接相关的现有技术方案：

目前实现直流低电压逆变主要有两种形式，一种形式直接将被测电源的直流低压直接逆变，逆变后经过高变比的工频变压器升压，得到相电压为220V的工频交流电直接并入电网；另一种形式直接把被测电源的直流低压通过高变比的DC-DC变换升压，将电压升到高压后进行逆变后直接并入单相220V的交流电网中。

常规的DC-DC高变比升压方法很多，常规的算法包括：高变比变压器升压法 ，多级Boost升压法。

现有技术方案一的内容：

工频变压器升压法：

如附图2所示，为工频变压器升压法，被测电源输出能量首先经过QH1-QH4全桥逆变后，经过L1和C2滤波后，经高变比的工频变压器升压后并入单相220V的交流电网，从而实现老化电源的能量回馈。

现有技术方案一的缺点：

采用工频变压器升压法虽然结构简单，但是工频变压器体积大，损耗高，重量重，使得直流回馈电子负载整个系统体积庞大，不便于模块化结构设计，不便于系统扩容，而且由于工频变压器使用了大量的铜，价格比较贵。

现有技术方案二的内容：

目前常用的DC-DC高变比升压主要有两级Boost级联升压法，采用高变比变压器升压法，采用高变比变压器升压法如附图3所示，被测电源输出能量经过全桥变换后由高变比高频变压器升压整流变换后，经DC-AC逆变单元逆变后回馈到单相220V电网中。

现有技术方案二的缺点：

由于被测电源具有输出大电压（5～60V），输出大电流特性，需要将输入电压经过DC-DC变换升高到400V进行逆变，最高可达到80倍的升压比，由于Boost电路仅通过电感的储能和释放进行升压，在高增益升压时，占空比比较大，二极管的导通时间很短，开关管和二极管电流存在较大的电流尖峰，增大了导通损耗，同时会对输出电容有较大的冲击，对于高达几十倍的升压比，使用两级Boost升压很难满足要求，而且效率较低。采用高变比变压器升压法，由于变压器原副边变比N很大、漏感大、分布电容大，全桥变换器的次级由漏感和输出二极管结电容引起的振荡比较严重，需要在高频变压器的初次级均添加吸收电路，来抑制整流二级管两端的电压尖峰。

发明内容

为了克服上述现有技术的不足，本发明提供了一种适合低压大电流输入的直流电子回馈负载。本发明能有效克服被测老化电源输出低压大电流现有方案的不足，同时实现方式安全可靠，系统扩容方便。

本发明所要解决的技术问题主要是被老化电源输出的低压大电流能量如何经过DC-DC变换器升压，经DC-AC逆变单元把能量回馈电网。

本发明所采用的技术方案是：针对传统方案的不足，给出了一种升压安全可靠高，扩容方便，宽范围输入适用性强的低压大电流直流回馈负载，通过连接被测老化电源的输出端及市电电网来实现老化电源的能量回馈电网，达到节能的效果。

本发明提出的一种适合低压大电流输入的直流电子回馈负载电路主要包括以下几部分：第一级升压电路包括6路Boost交错并联电路升压电感L1、L2、L3、L4、L5、L6，升压功率单元QB1、QB2、QB3、QB4、QB5、QB6以及续流二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6，稳压电容C2;第二级全桥变换器升压电路包括全桥功率单元HF11、HF12、HF13、HF14、HF21、HF22、HF23、HF24、HF31、HF32、HF33、HF34，高频变压器T1、T2、T3，不控整流二极管DR1、DR2、DR3、DR4、DR5、DR6、DR7、DR8、DR9、DR10、DR11、DR12；各自的整流稳压电容C4、C5、C6以及母线支撑电容C3;DC-AC逆变部分包括QV1、QV2、QV3、QV4四个功率管， La1、La2两个滤波电感，并网侧K1、K2两个继电器。

要实现被测设备低压大电流输出的能量回馈到市电电网，控制实现方法包含以下几个步骤：①首先，对被老化的电源输出的低压大电流能量进行直流升压，先由6路Boost交错并联将输入的直流低压升压到65V，通过闭环控制来稳定65V直流电压，闭环计算出控制量去调节6路Boost交错并联的占空比, Boost功率管单元QB1、QB2、QB3、QB4、QB5、QB6占空比一致且导通相位依次相差1/6开关周期来实现6个Boost功率管单元交错并联；②把经过6路交错并联升压得到的65V电压经过H1，H2，H3三个并联的全桥升压变换器升压再经过桥式不控整流器整流后再把电压串接，得到串接后的直流高压Vbus使其总的输出电压达到380V以上，H1，H2，H3三个并联的全桥升压变换器在各自相同位置的功率管驱动波形完全一致，3个高频变压器的匝比及其他特性完全一致，高频变压器的初级和次级彼此绝缘无电气连接；③将经过全桥变换器得到的直流高压Vbus接DC-AC逆变单元的输入端，为DC-AC高压逆变提供前提条件，DC-AC通过接收上位机下发回馈能量大小对并网电流进行控制，直流高压经DC-AC全桥逆变器变换后得到按要求向市电S输出回馈能量。

与现有技术相比,本发明的有益效果是较好的实现了被老化电源输出的电压大电流的能量回馈市电电网，高频隔离，安全适用，便于系统扩容，节约了老化成本。在升压过程中，采用了6路交错并联的方式，电感输出电流纹波相互叠加，使总的输入电流纹波变得很小，并且输出电压的纹波频率提高了近6倍，有利于减少滤波电感的体积和重量。在后级升压过程中，采用了以高频变压器为基础的全桥变换器的拓扑，高频变压器的次级输出经各自二极管整流串接，有利于减少整流二极管的电压应力，而且三个高频变压器完全并联，使单个高频变压器的容量仅为系统容量的1/3，这样能减少变压器绕组的匝数，降低高频变压器的升压匝比，有效的降低高频变压器的漏感，减小由于漏感过大造成的较高的电压尖峰。

附图说明

图1为直流电子回馈负载老化电源测试框图。

图2为工频变压器升压法拓扑电路图。

图3为采用高变比变压器升压拓扑电路图。

图4为采用交错并联和高频变压器并联升压拓扑图。

图5为采用6路交错并联Boost升压驱动波形图。

图6为全桥变换器单桥臂上下功率管驱动波形图。

图7为20A并网回馈电流电压波形图。

具体实施方式

该发明拓扑电路图为附图4所示，采用6路交错并联和3路高频变压器并联各自整流后串联的方式实现高升压比和大电流输入的要求。在附图3中，L1、L2、L3、L4、L5、L6六个Boost升压电感依次移相0°，60°，120°，180°，240°，300°，电感输出电流纹波相互叠加，使总的输入电流纹波变得很小，并且输出电压的纹波频率提高了近6倍，输入电流被均分到六相，每相流过额定电流的1/6，有利于减少滤波电感的体积和重量。

在附图4中，Boost功率管单元QB1、QB2、QB3、QB4、QB5、QB6占空比一致且导通相位依次相差1/6开关周期来实现6个Boost功率管单元交错并联，驱动波形为附图5所示，其中每个Boost功率管单元根据电流大小可以选择具有正温度系数的多个MOSFET进行并联，由于具有正温度系数特性，流过电流较大的MOSFET温升较高使其导通电阻变大，流过的电流逐渐变小，这样可以实现多个MPSFET并联时自动均流。通过PI闭环控制来稳定C2两端电压，PI输出用来调节6路Boost交错并联输出占空比，实现C2两端电压的闭环控制。

经过6路Boost交错并联升压后，C2两端电压可以稳压到65V,再经过3个全桥式变比为1:3高频变压器并联后副边分别接独自的整流滤波电路，最后串联所有的整流电路产生直流高压，经过DC-AC单元进行高压直流逆变。

由于输入电流较大，在发明中，采用三个工频变压器并联工作，三个全桥变换器单元中HF11～HF14全桥驱动与HF21～HF24全桥驱动及HF31～HF34全桥驱动同等位置功率管完全相同，在相同的输入和输出电压下，使用高频变压器并联后输出经不控整流后串联能减少变压器绕组的匝数，降低高频变压器的升压匝比，有效的降低高频变压器的漏感，由于多个变压器并联，在相同输入电流的情况下，可以降低高频变压器容量，便于高频变压器的设计。附图6为一个全桥变换器单个桥臂上下管驱动波形，单个全桥变换器对管功率管的驱动波形相同。

使用高频变压器并联输出经过各自的不控整流电路串联后得到可满足直接进行全桥逆变的直流高压。通过采集市电电压和相位，直流母线电压和交流电感电流，采用电感电流单闭环加电压前馈控制，以接收到上位机下发的工作电流大小指令作为给定电流的幅值，给定电流的幅值和市电电压相位正弦值的乘积作为电流闭环的给定值，电感电流作为电流闭环的反馈值。通过计算由DSP发出DC-AC逆变单元QV1～QV4四个功率管的驱动波形，实现输出相应给定并网回馈电流。附图7为给定峰值为20A的回馈电网电流和电压波形图。

本说明书所述内容只是本发明的较佳具体实施案例，以上实施案例仅用于说明方案的技术方案而非本发明的限制。凡本领域技术人员依本发明的思路，通过分析、推理或有限实验可以得到的技术方案，皆应在本发明的范围内。

Claims (4)

1.一种适合低压大电流输入的电子回馈负载电路，所述方法基于被测电源和直流电子回馈负载组成的老化电路，其特征在于以下三个步骤：

首先，对被老化的电源输出的低压大电流能量进行直流升压，先由6路Boost交错并联将输入的直流低压升压到65V，通过闭环控制来稳定65V直流电压，闭环计算出控制量去调节6路Boost交错并联的占空比, Boost功率管单元QB1、QB2、QB3、QB4、QB5、QB6占空比一致且导通相位依次相差1/6开关周期来实现6个Boost功率管单元交错并联；其次，把经过6路交错并联升压得到的65V电压经过H1，H2，H3三个并联的全桥升压变换器升压再经过桥式不控整流器整流后再把电压串接，得到串接后的直流高压Vbus使其总的输出电压达到380V以上，H1，H2，H3三个并联的全桥升压变换器在各自相同位置的功率管驱动波形完全一致，3个高频变压器的匝比及其他特性完全一致，高频变压器的初级和次级彼此绝缘无电气连接；最后将经过全桥变换器得到的直流高压Vbus接DC-AC逆变单元的输入端，为DC-AC高压逆变提供前提条件，DC-AC通过接收上位机下发回馈能量大小对并网电流进行控制，直流高压经DC-AC全桥逆变器变换后得到按要求向市电S输出回馈能量。

2.根据权利要求1所述的一种适合低压大电流输入的电子回馈负载电路，其特征在于：6路交错Boost并联升压采用相同的占空比控制，彼此相位依次相差1/6开关周期，全桥变换器采用固定占空比的控制脉冲，防止占空比丢失以及高频变压器饱和偏磁。

3.根据权利要求1所述的一种适合低压大电流输入的电子回馈负载电路，其特征在于：DC-AC采用电流闭合及电压前馈控制，通过采样采集市电电压的幅值和相位，根据接收到的上位机电流幅值命令输出和市电相位一致的基波电流。

4.根据权利要求1所述的一种适合低压大电流输入的电子回馈负载电路，其特征在于：

第一级升压电路包括6路Boost交错并联电路升压电感L1、L2、L3、L4、L5、L6，升压功率单元QB1、QB2、QB3、QB4、QB5、QB6以及续流二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6，稳压电容C2;第二级全桥变换器升压电路包括全桥功率单元HF11、HF12、HF13、HF14、HF21、HF22、HF23、HF24、HF31、HF32、HF33、HF34，高频变压器T1、T2、T3，不控整流二极管DR1、DR2、DR3、DR4、DR5、DR6、DR7、DR8、DR9、DR10、DR11、DR12；各自的整流稳压电容C4、C5、C6以及母线支撑电容C3;

DC-AC逆变部分包括QV1、QV2、QV3、QV4四个功率管， La1、La2两个滤波电感，并网侧K1、K2两个继电器。