CN104883082A - 电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种电力变换装置，具备将交流电压变换为直流电压的高功率因数转换器部、平滑电容器、DC/DC转换器部以及控制电路。控制电路控制高功率因数转换器部使得一边控制交流的功率因数一边使直流电压追踪目标值，并且对半导体开关元件进行占空控制使得从DC/DC转换器部向负载的直流电压追踪指令值。然后控制电路根据直流电压来调整高功率因数转换器部的直流电压目标值使得半导体开关元件的占空比接近设定值，使半导体开关元件的占空比最佳化来降低电力损耗。

Description

电力变换装置
本申请是申请号为201080067139.8(PCT/JP2010/071326)、申请日为2010年11月30日(递交日为2012年11月30日)、发明名称为“电力变换装置”的发明专利申请的分案申请。
技术领域
本发明涉及一种电力变换装置，具备改善输入功率因数的电路，在将交流电变换为直流电之后，得到所期望的直流输出。
背景技术
以往的电力变换装置具备对商用交流电源进行高功率因数控制而进行交流/直流变换的高功率因数转换器部、以及在其后级配置且通过变压器对初级侧和次级侧进行了绝缘的DC/DC转换器部，分别对绝缘了的主电池和副电池进行充电。在优先对主电池进行充电时，进行控制使得变压器初级侧的开关电路的占空比(duty ratio)成为恒定，并且使变压器次级侧的开关电路的占空比成为可变。在优先对副电池进行充电时，进行控制使得变压器初级侧以及次级侧的开关电路的占空比成为可变(例如，参照专利文献1)。
专利文献1：日本特开2008-118727号公报
发明内容
在上述以往的电力变换装置中，在对主电池、副电池进行充电时，对DC/DC转换器部的变压器次级侧开关电路的占空比进行控制、或者对变压器初级侧以及次级侧的开关电路的占空比进行控制。这样通过开关电路的占空控制(duty control)来进行得到所期望的直流输出的控制，因此占空比的变化幅度必然变大，在占空比低的期间电力损耗变大，电力损耗的降低有限度。
本发明是为了解决如上所述那样的问题点而作出的，其目的在于，在具备改善输入功率因数的电路而将交流电变换为直流电之后得到所期望的直流输出的电力变换装置中，降低电力损耗而提高电力变换效率。
本发明所涉及的第1电力变换装置具备：AC/DC转换器部，将交流电压变换为直流电压；平滑电容器，连接于所述AC/DC转换器部的直流侧；DC/DC转换器部，具备半导体开关元件，对所述平滑电容器的直流电进行DC/DC转换而连到负载；以及控制装置，控制所述AC/DC转换器部使得一边控制交流的功率因数一边使所述AC/DC转换器部的直流电压追踪目标值，并且通过所述半导体开关元件的占空控制来控制所述DC/DC转换器部使得所述DC/DC转换器部与所述负载之间的直流输入输出追踪指令值。并且，该控制装置根据所述DC/DC转换器部与所述负载之间的直流输入输出，来调整所述AC/DC转换器部的所述直流电压目标值。
另外，本发明所涉及的第2电力变换装置具备：AC/DC转换器部，将交流电压变换为直流电压；平滑电容器，连接于所述AC/DC转换器部的直流侧；DC/DC转换器部，具备半导体开关元件，对所述平滑电容器的直流电进行DC/DC转换而连到负载；以及控制装置，控制所述AC/DC转换器部使得一边控制交流的功率因数一边使所述AC/DC转换器部的直流电压追踪目标值，并且通过所述半导体开关元件的占空控制来控制所述DC/DC转换器部使得所述DC/DC转换器部与所述负载之间的直流输入输出追踪指令值。并且，该控制装置调整所述AC/DC转换器部的所述直流电压目标值，使得所述DC/DC转换器部内的所述半导体开关元件能够进行软开关。
根据上述第1电力变换装置，控制装置根据DC/DC转换器部与负载之间的直流输入输出来调整AC/DC转换器部的直流电压目标值，因此能够恰当地控制DC/DC转换器部内的半导体开关元件的占空比来实现DC/DC转换器部中的电力损耗的降低，能够提高电力变换效率。
根据上述第2电力变换装置，调整AC/DC转换器部的直流电压目标值使得DC/DC转换器内的半导体开关元件能够进行软开关，因此能够降低DC/DC转换器内的半导体开关元件的开关损耗，能够实现DC/DC转换器部中的电力损耗的降低，提高电力变换效率。
附图说明
图1是本发明的实施方式1的电力变换装置的结构图。
图2是对本发明的实施方式1的高功率因数转换器部的动作进行说明的各部分的波形图。
图3是对本发明的实施方式1的高功率因数转换器部的动作进行说明的图。
图4是对本发明的实施方式1的高功率因数转换器部的动作进行说明的图。
图5是对本发明的实施方式1的高功率因数转换器部的动作进行说明的图。
图6是示出本发明的实施方式1的高功率因数转换器部的控制的控制框图。
图7是对本发明的实施方式1的DC/DC转换器部的动作进行说明的各部分的波形图。
图8是本发明的实施方式1的DC/DC转换器部的控制框图。
图9是对本发明的实施方式1的DC/DC转换器部的动作进行说明的平滑用电抗器的电流波形。
图10是示出本发明的实施方式1的平滑电容器的目标电压的控制的控制框图。
图11是本发明的实施方式1的其它例的电力变换装置的结构图。
图12是本发明的实施方式1的其它例的DC/DC转换器部的控制框图。
图13是本发明的实施方式1的第2其它例的高功率因数转换器部的结构图。
图14是本发明的实施方式2的电力变换装置的结构图。
图15是对本发明的实施方式2的DC/DC转换器部的零电压开关动作进行说明的图。
图16是对本发明的实施方式2的DC/DC转换器部的零电压开关动作进行说明的图。
图17是对本发明的实施方式2的DC/DC转换器部的零电压开关动作进行说明的图。
图18是对本发明的实施方式2的DC/DC转换器部的零电压开关动作进行说明的图。
图19是本发明的实施方式2的其它例的DC/DC转换器部的结构图。
图20是对本发明的实施方式3的DC/DC转换器部的电力损耗进行说明的图。
图21是示出本发明的实施方式3的平滑电容器的目标电压的控制的控制框图。
图22是本发明的实施方式4的DC/DC转换器部的结构图。
图23是对本发明的实施方式4的DC/DC转换器部的零电流开关动作进行说明的波形图。
图24是对本发明的实施方式4的DC/DC转换器部的控制进行说明的波形图。
图25是本发明的实施方式5的电力变换装置的结构图。
具体实施方式
实施方式1.
下面，说明本发明的实施方式1。
图1是表示本发明的实施方式1的电力变换装置的电路结构的图。如图1所示，电力变换装置的主电路具备：作为AC/DC转换器部的高功率因数转换器部100，连接于交流电压源1，将输入交流的功率因数控制为高功率因数而将交流电压转换为直流电压；平滑电容器10，使高功率因数转换器部100的直流输出平滑；以及DC/DC转换器部200，将平滑电容器10的电压变换为通过变压器12进行了绝缘的次级侧直流电压。另外，DC/DC转换器部200的输出例如连接了电池等负载2。
高功率因数转换器部100具备：连接于交流电压源1而对输入交流进行全波整流的二极管桥3、在二极管桥3的后级经由电抗器4而串联连接的逆变器电路300、以及在逆变器电路300的后级串联连接由半导体开关元件构成的短路用开关8及二极管9而成的桥电路。逆变器电路300是将单相逆变器的交流侧串联连接一个以上(在这种情况下为一个)而构成的，其中，该单相逆变器包括：由IGBT(InsulatedGate Bipolar Transistor：绝缘栅双极晶体管)等自消弧型半导体开关元件构成的半导体开关元件5a、5b和二极管6a、6b、以及由电容器构成的直流电压源7。另外，逆变器电路300的输出连接了使一端与二极管桥3的输出连接的短路用开关8、以及使阴极侧与输出侧的平滑电容器10连接的二极管9。
DC/DC转换器部200具备：绝缘了的变压器12；转换器部11，连接于该变压器12的初级侧，并通过由半导体开关元件11a～11d构成的全桥转换器而将平滑电容器10的直流电压变换为交流电压；以及作为整流电路的二极管桥13，连接于变压器12的次级侧。另外，二极管桥13的输出连接了输出平滑用的电抗器14和电容器15，向负载2输出直流电压。
而且，在主电路的外部配置了作为控制装置的控制电路16，向高功率因数转换器部100内的半导体开关元件5a、5b以及短路用开关8输出驱动信号30a、30b以及向DC/DC转换器部200内的半导体开关元件11a～11d输出驱动信号30c。另外，平滑电容器10的电压Vdc由电压传感器17进行监视，电容器15的电压Vout由电压传感器18进行监视，直流电压源7的电压Vsub由电压传感器19进行监视，并输入到控制电路16。
接着说明动作。
首先，在高功率因数转换器部100中，通过二极管桥3对来自交流电压源1的输入进行全波整流，二极管桥3的后级的电压Vin、电流Iin成为如图2所示那样的波形。Vdc是被控制为作为一定的输出电压目标值的目标电压Vdc*的平滑电容器10的直流电压，通过电压传感器17而被检测。
逆变器电路300以使来自交流电压源1的输入功率因数大约成为1的方式通过PWM控制来控制电流Iin并进行输出，将交流侧的产生电压重叠到二极管桥3后级的电压Vin。逆变器电路300内的电流如图3～图5所示那样，在半导体开关元件5a、5b断开时，通过二极管6a而对直流电压源7进行充电，并通过二极管6b而输出。另外，在只接通半导体开关元件5a时，电流通过半导体开关元件5a和二极管6b而输出。另外同样地，在只接通半导体开关元件5b时，电流通过二极管6a和半导体开关元件5b而输出。另外，在同时地接通半导体开关元件5a、5b时，通过半导体开关元件5a而使直流电压源7进行放电，并通过半导体开关元件5b而输出。通过这四种控制的组合来控制半导体开关元件5a、5b，从而对逆变器电路300进行PWM控制。
将来自交流电压源1的输入电压相位设为θ，并设电压Vin与平滑电容器10的目标电压Vdc*相等时的相位θ＝θ2(0<θ2<π/2)，从相位θ＝0至规定相位θ1(0<θ1<θ2)将短路用开关8设为接通状态。在这种情况下，如图3所示，来自交流电压源1的电流以交流电压源1→二极管桥3→电抗器4→逆变器电路300→短路用开关9→二极管桥3→交流电压源1的路径进行流动。短路用开关8是接通状态，因此在二极管9以及输出级的平滑电容器10中不会流过电流。
逆变器电路300通过PWM控制，例如将半导体开关元件5a、5b断开的情况和只接通半导体开关元件5a的情况进行组合而产生与电压Vin的反极性大致相等的电压，并且以使输入功率因数大约成为1的方式控制电流Iin并进行输出，在这个期间，能量被充电到逆变器电路300的直流电压源7。
接着，在相位θ＝θ1时，如果断开短路用开关8，则如图4所示，来自交流电压源1的电流以交流电压源1→二极管桥3→电抗器4→逆变器电路300→二极管9→平滑电容器10→二极管桥3→交流电压源1的路径进行流动。
在相位θ为θ1≤θ≤θ2时，逆变器电路300通过PWM控制，例如组合同时接通半导体开关元件5a、5b的情况和只接通半导体开关元件5a的情况而进行输出。此时，产生与Vdc*-Vin大致相等的电压使得平滑电容器10的直流电压Vdc能够维持为目标电压Vdc*，并且以使输入功率因数大约成为1的方式控制电流Iin并进行输出。在这个期间，逆变器电路300所产生的电压极性与电流Iin的极性相等，因此逆变器电路300的直流电压源7被放电。
接着，在相位θ＝θ2时，如果电压Vin与平滑电容器10的直流电压Vdc*相等，则短路用开关8继续断开状态，但是逆变器电路300中的动作发生变化。
即，在相位θ为θ2≤θ≤π/2时，如图5所示，来自交流电压源1的电流以交流电压源1→二极管桥3→电抗器4→逆变器电路300→二极管9→平滑电容器10→二极管桥3→交流电压源1的路径进行流动。另外，逆变器电路300通过PWM控制，例如组合断开半导体开关元件5a、5b的情况和只接通半导体开关元件5a的情况而进行输出。此时，平滑电容器10的目标电压Vdc*≤电压Vin，逆变器电路300相对Vin的极性，反极性地产生与Vin-Vdc*大致相等的电压使得平滑电容器10的直流电压Vdc能够维持为目标电压Vdc*，并且以使输入功率因数大约成为1的方式控制电流Iin并进行输出。在这个期间，逆变器电路300所产生的电压极性与电流Iin的极性相反，因此逆变器电路300的直流电压源7被充电。
如图2所示，在π/2≤θ≤π的相位期间，进行与上述的0≤θ≤π/2的相位期间对称的动作，在π≤θ≤2π的相位期间，与0≤θ≤π的相位期间相同。
即，在来自交流电压源1的输入电压的相位θ的零交叉相位(θ＝0、π)±θ1，切换短路用开关8，只在以该零交叉相位为中央而±θ1的相位范围(下面，称为短路相位范围50)中，将短路用开关8设为接通状态而使平滑电容器10旁路。此时，逆变器电路300产生与电压Vin的反极性大致相等的电压，并且以使输入功率因数大约成为1的方式控制电流Iin并进行输出，直流电压源7被充电。并且，在短路相位范围50以外的相位中，逆变器电路300将平滑电容器10的直流电压Vdc维持为目标电压Vdc*，另外以使输入功率因数大约成为1的方式控制电流Iin并进行输出。此时，在电压Vin为平滑电容器10的目标电压Vdc*以下时，直流电压源7被放电，在电压Vin为目标电压Vdc*以上时，直流电压源7被充电。
如果增大θ1，则充电到直流电压源7中的能量增大，在之后的放电时，能够在高的电压区域的电压Vin中重叠产生电压，并且能够增大被放电的能量。因此，能够提高平滑电容器10的直流电压Vdc(目标电压Vdc*)。
在0≤θ≤π/2的相位期间，逆变器电路300的直流电压源7如上所述那样在0≤θ≤θ1、θ2≤θ≤π/2的期间被充电、在θ1≤θ≤θ2的期间被放电。
接着，下面说明将平滑电容器10的直流电压Vdc维持为目标电压Vdc*、并且控制电流Iin使得输入功率因数大约成为1的详细内容。
高功率因数转换器部100被如图6所示那样的控制块所控制。图6的(a)是表示逆变器电路300的控制的图，图6的(b)是表示桥电路的短路用开关8的控制的图。
如图6的(a)所示，在逆变器电路300的控制中，进行反馈控制(PI控制)使得由电压传感器17检测出的平滑电容器10的直流电压Vdc与预先设定的平滑电容器的目标电压Vdc*之差51接近0，从而决定电流Iin的振幅目标值52。然后，根据该振幅目标值52而生成与电压Vin同步的正弦波的电流指令Iin*。
接着，进行反馈控制(PI控制)使得电流指令Iin*与检测出的电流Iin之差53接近0，输出成为逆变器电路300的产生电压的目标值的电压指令54。此时，将短路用开关8的接通/断开切换时同步的前馈校正电压ΔV进行相加来校正电压指令54。
如上所述那样，如果将短路用开关8从接通切换为断开，则逆变器电路300的电容器7从充电切换为放电，如果短路用开关8从断开切换为接通，则电容器7从放电切换为充电。在该接通/断开切换时通过使用前馈控制，能够消除与反馈控制的响应时间相当量的控制延迟、以及在限流用的电抗器4的两端产生的电压。由此，能够缓和由短路用开关8的接通/断开引起的电流的急剧的变化。
此外，前馈校正电压ΔV在将半导体开关元件8从接通设为断开时是正极性的电压，在将半导体开关元件8从断开设为接通时是负极性的电压。
然后，使用校正后的电压指令55，通过PWM控制而生成向逆变器电路300的各半导体开关元件5a、5b的各驱动信号30a，使逆变器电路300进行动作。
另一方面，如图6的(b)所示，在短路用开关8的控制中，对由电压传感器19检测出的逆变器电路300的电容器7的电压Vsub进行监视，使用以使电压Vsub与作为预先设定的电压指令值的直流电压源7的目标电压Vsub*之差56接近0的方式进行了反馈控制(PI控制)的输出57，通过PWM控制而生成向短路用开关8的驱动信号30b。由此，短路用开关8成为接通状态的相位、即短路相位范围50也被控制。
在这种短路用开关8的控制中，从目标电压Vsub*减去直流电压源7的电压Vsub而得到的电压值越高，短路用开关8的接通期间越长。因此，在电压Vsub由于过渡性的负载变动、交流电压源1的变动而变动了的情况下，也能够控制对直流电压源7进行充电的期间，能够将直流电压源7的电压Vsub控制为恒定。
因而，在外部不需要另外的直流电压源，针对交流电压源1以及负载的过渡性的变化，也能够使逆变器电路300的直流电压源7的电压稳定，能够将逆变器电路300的直流母线电压保持为恒定，能够使高功率因数转换器部100稳定地进行动作。
接着，下面说明DC/DC转换器部200的动作。
在DC/DC转换器部200中，在构成变压器12的初级侧的转换器部11的半导体开关元件11a～11d中的半导体开关元件11a、11d同时接通的期间、和半导体开关元件11b、11c同时接通的期间，在变压器12的初级侧产生电压，在次级侧传输电力。一般通过高频PWM动作来进行半导体开关元件11a～11d的开关，使半导体开关元件11a、11d同时接通的期间、与半导体开关元件11b、11c同时接通的期间相等。
图7中示出当两个半导体开关元件11a、11d(或者11b、11c)同时接通时在变压器次级侧产生的电压、电流。如果设变压器12的初级侧绕组数为N1、次级侧绕组数为N2，则如图7所示，在两个半导体开关元件11a、11d(或者11b、11c)同时接通的期间，在次级侧绕组中产生Vdc·N2/N1的电压。于是，在平滑用电抗器14中流过在次级侧绕组中产生电压的期间增加并在之后减少的电流。此外，T是半导体开关元件11a～11d的开关周期，Δt是半导体开关元件11a、11d(或者11b、11c)同时接通的接通时间，Δi是流过平滑用电抗器14的电流的增加量。
此时，如果将平滑用电抗器14的电感设为L、将作为输出用的电容器15的电压的直流输出电压设为Vout，则下面的式(1)成立。
[式1]
&Delta;i = ( V dc &CenterDot; N 2 / N 1 - V out ) &CenterDot; &Delta;t L    式(1)
在半导体开关元件11a、11d同时接通与半导体开关元件11b、11c同时接通之间的期间，变压器次级侧的电流以平滑用电抗器14→电容器15→二极管桥13→平滑用电抗器14的路径而回流，电流减少。
接着，下面根据图8来说明将直流输出电压Vout控制为电压指令值Vout*的DC/DC转换器部200的控制。
电容器15的电压Vout通过电压传感器18而检测，并被输入到控制电路16。在控制电路16中，如图8所示，将电压Vout与电压指令值Vout*进行比较，通过误差放大部19放大误差，并通过PWM控制部20来输出对转换器部11的半导体开关元件11a、11d以及半导体开关元件11b、11c进行驱动的驱动信号30c(30ca、30cb)。由此，电容器15的电压Vout被控制为接近电压指令值Vout*。
此外，转换器部11使半导体开关元件11a、11d的同时接通和半导体开关元件11b、11c的同时接通交替地以相同的接通时间Δt来进行，因此各半导体开关信号11a～11d的驱动信号30c是用于决定占空比(2Δt/T)的占空指令，各半导体开关信号11a～11d根据该占空指令而被占空控制。
假设将成为DC/DC转换器部200的输入电压的平滑电容器10的电压Vdc设想为恒定，其中，该电压Vdc是高功率因数转换器部100的输出电压。在这种情况下，在作为向负载2的直流输出的输出电压Vout高的情况下半导体开关信号11a～11d的占空比大，在输出电压Vout低的情况下该占空比小。如果半导体开关元件11a～11d的占空比变小，则DC/DC转换器部200的变压器12从初级侧向次级侧传输电力的期间变短，变压器12的利用率降低。另外，在变压器12从初级侧向次级侧传输电力的期间以外，在变压器12的初级侧使电流回流，如果回流期间增大则电力损耗增大。
图9是示出由半导体开关元件11a～11d的占空比的不同所致的平滑用电抗器14的电流波形的比较的图。如图9所示，为了得到流过平滑用电抗器14的平均电流i-av，在电流平稳地增加的电流波形ma的情况下，半导体开关元件11a～11d的接通时间Δta长，占空比变大。另外，在电流急剧地增加的电流波形mb的情况下，半导体开关元件11a～11d的接通时间Δtb短，占空比变小。
根据式(1)，平滑用电抗器14的电流增加梯度Δi/Δt是将对平滑用电抗器14的两端施加的电压(Vdc·N2/N1-Vout)除以平滑用电抗器14的电感L而得到的值。
因此，如果假设将电压Vdc设为恒定，则在输出电压Vout变高时Δi/Δt下降，在输出电压Vout变低时Δi/Δt增加。即，当输出电压Vout变低时，平滑用电抗器14的电流急剧地增加，半导体开关元件11a～11d的占空比变小。然而，在输出电压Vout低的情况下，如果使电压Vdc降低，则也会抑制对平滑用电抗器14的两端施加的电压(Vdc·N2/N1-Vout)的增加，不会使Δi/Δt增加。
在本实施方式中，根据输出电压Vout来控制平滑电容器10的电压Vdc。即，在输出电压Vout低的情况下，通过降低电压Vdc，能够始终平稳地增加平滑用电抗器14的电流，能够将半导体开关元件11a～11d的占空比维持得大。例如如果将对平滑用电抗器14的两端施加的电压(Vdc·N2/N1-Vout)以适当的值来控制为恒定，则Δi/Δt也恒定，平滑用电抗器14的电流波形也成为恒定，始终能够得到例如图9中所示的占空比的大的电流波形ma。
接着说明平滑电容器10的电压Vdc的可变控制方法。
如图8中所示，在控制电路16中，运算成为DC/DC转换器部200的变压器初级侧的转换器部11的占空指令的驱动信号30c，使得输出电压Vout追踪电压指令值Vout*。然后，如图10所示，控制电路16以使预先设定的占空设定值与运算出的占空指令之差接近0的方式进行反馈控制而生成平滑电容器10的目标电压Vdc*。然后，如图6的(a)中所示，生成电流指令Iin*使得平滑电容器10的电压Vdc追踪目标电压Vdc*，从而控制高功率因数转换器部100的逆变器电路300。
例如，在运算出的占空指令比占空设定值低的情况下，图10所示的反馈控制所致的校正量成为负的值，平滑电容器10的目标电压Vdc*下降。于是，图6的(a)所示的高功率因数转换器部100的控制下的目标电压Vdc*下降。因此，当作为高功率因数转换器部100的输出电压且作为DC/DC转换器部200的输入电压的电压Vdc变低时，DC/DC转换器部200的输出电压Vout要下降。于是，如图8所示，DC/DC转换器部200的转换器部11的占空指令增加。由此，占空指令接近占空设定值。
相反地，在运算出的占空指令比占空设定值高的情况下，图10所示的反馈控制所致的校正量成为正的值，平滑电容器10的目标电压Vdc*增加。于是，图6的(a)所示的高功率因数转换器部100的控制下的目标电压Vdc*变高而使电压Vdc变高时，DC/DC转换器部200的输出电压Vout要增加。于是，如图8所示，DC/DC转换器部200的转换器部11的占空指令下降。由此占空指令接近占空设定值。
如果电压指令值Vout*变高，则如图8所示那样占空指令增加，但是如果占空指令高于占空设定值，则平滑电容器10的目标电压Vdc*增加，抑制占空指令。相反地如果电压指令值Vout*变低，则平滑电容器10的目标电压Vdc*下降，抑制占空指令下降。输出电压Vout被控制为电压指令值Vout*，因此如上所述那样，能够实现在输出电压Vout低的情况下将电压Vdc调整得低、在输出电压Vout高的情况下将电压Vdc调整得高的控制。
如以上那样，控制电路16根据成为向负载2的直流输出的DC/DC转换器部200的输出电压Vout，来调整平滑电容器10的目标电压Vdc*使得DC/DC转换器部200的半导体开关元件11a～11d的占空比接近占空设定值，从而控制高功率因数转换器部100以及DC/DC转换器部200。
如上所述，通过将变压器12从初级侧向次级侧传输电力的期间变长的最佳的占空比设为占空设定值，从而能够使DC/DC转换器部200在最佳的条件下进行动作，能够降低变压器12的初级侧中的电流的回流时间以及电力的再生时间，因此能够降低电力损耗来提高电力变换效率并使装置小型化。
另外，能够与输出电压Vout的大小无关地将平滑用电抗器14的电流增加梯度控制为大致恒定，因此能够使平滑用电抗器14小型化。
此外，在上述实施方式1中，作为向负载2的直流输出，对直流输出电压Vout进行控制，但是也可以对直流输出电流Iout进行控制。在这种情况下，如图11所示，在输出平滑用的电容器15与负载2之间设置电流传感器22，检测成为直流输出的输出电流Iout，并将该检测值输入到作为控制装置的控制电路16a。此时，控制电路16a如图12所示，将输出电流Iout与输出电流指令值Iout*进行比较，通过误差放大部19来放大误差，并通过PWM控制部20而输出对转换器部11的半导体开关元件11a、11d以及半导体开关元件11b、11c进行驱动的驱动信号30c(30ca、30cb)。由此，向负载2的输出电流Iout被控制为接近电流指令值Iout*。
控制电路16a中的其它的动作与上述实施方式1的控制电路16相同，根据成为向负载2的直流输出的DC/DC转换器部200的输出电流Iout，来调整平滑电容器10的目标电压Vdc*使得DC/DC转换器部200的半导体开关元件11a～11d的占空比接近占空设定值，从而控制高功率因数转换器部100以及DC/DC转换器部200。由此可得到与上述实施方式1同样的效果。
另外，在上述实施方式中，说明了当电压指令值Vout*变高时平滑电容器10的目标电压Vdc*增加、当电压指令值Vout*变低时目标电压Vdc*下降的情形，但是电压指令值Vout*被变更时的最初的平滑电容器10的目标电压Vdc*也可以设定成使DC/DC转换器部200的半导体开关元件11a～11d的占空比成为最佳。由此，首先根据电压指令值Vout*来决定平滑电容器10的目标电压Vdc*使得半导体开关元件11a～11d的占空比成为最佳、即成为占空设定值。
在这种情况下，当电压指令值Vout*变高时平滑电容器10的目标电压Vdc*增加，当电压指令值Vout*变低时目标电压Vdc*下降。并且，之后根据DC/DC转换器部200的输出电压Vout来调整平滑电容器10的目标电压Vdc*使得DC/DC转换器部200的半导体开关元件11a～11d的占空比接近占空设定值，从而与上述实施方式1同样地进行控制。由此可得到与上述实施方式1同样的效果。
此外，在这种情况下，即使省略了根据输出电压Vout来调整平滑电容器10的目标电压Vdc*使得半导体开关元件11a～11d的占空比接近占空设定值这样的控制，也根据电压指令值Vout*来决定目标电压Vdc*使得半导体开关元件11a～11d的占空比成为最佳，因此能够得到可降低电力损耗且使装置小型化的效果。
另外，作为自消弧型半导体开关元件的半导体开关元件5a、5b、11a～11d除了IGBT以外也可以是GCT、GTO、晶体管、MOSFET等。另外，在构成逆变器电路300的单相逆变器的结构中，也可以使用自消弧型半导体开关元件来代替二极管6a、6b。而且，逆变器电路300也可以是其它的电路结构。
另外，AC/DC转换器部的结构不限于高功率因数转换器部100，也可以使用如图13所示那样的结构的高功率因数转换器部100a。在这种情况下，由包括半导体开关元件5a～5d的单相逆变器构成的逆变器电路300a经由电抗器4而连接到交流电压源1，并在其后级具备将由半导体开关元件构成的短路用开关8a、8b和二极管9a、9b进行串联连接而成的桥电路。另外，高功率因数转换器部只要是将交流电压变换为直流电压的高功率因数转换器就能够应用。
另外，DC/DC转换器部200的结构也不限于此，转换器部11不限于全桥转换器电路而也可以是半桥转换器等其它的电路结构。另外，关于变压器12的次级侧，也可以使用二极管桥13以外的整流电路。
实施方式2.
接着，说明本发明的实施方式2。
图14是表示本发明的实施方式2的电力变换装置的电路结构的图。如图14所示，DC/DC转换器部200a在绝缘了的变压器12的初级侧具备转换器部11A，该转换器部11A通过具有半导体开关元件11a～11d的全桥转换器而将平滑电容器10的直流电压变换为交流电压。该转换器部11A是能够使各半导体开关元件11a～11d的开关时的元件的两端电压大致成为零电压的零电压开关电路，在各半导体开关元件11a～11d上分别并联地连接了电容器23a～23d。另外，在半导体开关元件11a～11d与变压器12之间的交流输出线上连接了电抗器24。
另外，作为控制装置的控制电路16b输出向高功率因数转换器部100内的半导体开关元件5a、5b以及短路用开关8的驱动信号30a、30b、以及向DC/DC转换器部200内的半导体开关元件11a～11d的作为占空指令的驱动信号30c，但是向半导体开关元件11a～11d的驱动信号30c以使各半导体开关元件11a～11d成为零电压开关的方式进行生成并输出。其它的结构与上述实施方式1的图11中所示的结构相同。
首先说明零电压开关动作。图15～图18是对DC/DC转换器部200a的动作进行说明的图，表示半导体开关元件11a～11d的开关状态的变化所致的各阶段中的DC/DC转换器部200a内的电流路径。此外，用二极管13a～13d来示出二极管桥13。
如图15的(a)所示，在半导体开关元件11a、11d为接通状态时，在变压器12的初级侧，电流以平滑电容器10→半导体开关元件11a→电抗器24→变压器12→半导体开关元件11d→平滑电容器10的路径进行流动。此时，在变压器12的次级侧，电流以变压器12→二极管13a→电抗器14→电容器15→二极管13d→变压器12的路径进行流动，从变压器12的初级侧向次级侧进行电力传输。
接着，如图15的(b)所示，在半导体开关元件11a断开时，在变压器的初级侧，电流以电抗器24→变压器12→半导体开关元件11d→平滑电容器10→电容器23a→电抗器24的路径、和电抗器24→变压器12→半导体开关元件11d→电容器23b→电抗器24的路径进行流动。此时，半导体开关元件11a的两端电压由于电容器23a的作用，电压的上升变慢，在电压上升之前进行电流切断。这种开关一般被称为零电压开关，开关损耗被降低到大致为零。
另外，电容器23a与电容器23b的各电压之和变得与平滑电容器10的电压相等，因此电容器23a的两端电压的上升与电容器23b的两端电压的下降变得大致相等。另外，此时，在变压器12的次级侧，由于电抗器14的能量，电流以电抗器14→电容器15→二极管13b→二极管13a→电抗器14的路径、或者电抗器14→电容器15→二极管13d→变压器12→二极管13a→电抗器14的路径进行流动。该图15的(b)所示的状态持续至电容器23a的电压变得大致与平滑电容器10的电压相等、电容器23b的电压大致成为零为止。
接着，如果电容器23a的电压变得大致与电容器10的电压相等、且电容器23b的电压大致成为零，则如图15的(c)所示，在变压器12的初级侧，电流以电抗器24→变压器12→半导体开关元件11d→半导体开关元件11b的反并联二极管→电抗器24的路径进行流动。
接着如图16的(a)所示，如果半导体开关元件11b接通，半导体开关元件11b、11d成为接通状态，则在各半导体开关元件11a～11d为IGBT等电流不在逆向上流动的元件的情况下，与图15的(c)的情况相比，电流流过的路径没有变化。此时，对半导体开关元件11b的两端施加的电压(电容器23b的电压)大致为零而成为零电压开关，半导体开关元件11b的开关损耗大致为零。
接着如图16的(b)所示，当断开半导体开关元件11d时，在变压器12的初级侧，电流以电抗器24→变压器12→电容器23d→半导体开关元件11b的反并联二极管→电抗器24的路径、和电抗器24→变压器12→电容器23c→平滑电容器10→半导体开关元件11b的反并联二极管→电抗器24的路径进行流动。此时，半导体开关元件11d由于电容器23d的作用，而成为在两端电压进行电压上升之前进行电流切断的零电压开关。然后，直到电容器23c的电压下降到大致为零、且电容器23d的电压变得与平滑电容器10的电压大致相等为止，电流以图16的(b)所示的状态流动。
接着，如果电容器23c的电压降低到大致为零、且电容器23d的电压变得与平滑电容器10的电压大致相等，则如图16的(c)所示那样，在变压器12的初级侧，电流以电抗器24→变压器12→半导体开关元件11c的反并联二极管→平滑电容器10→半导体开关元件11b的反并联二极管→电抗器24的路径进行流动。
接着如图17的(a)所示，如果半导体开关元件11c接通，半导体开关元件11b、11c成为接通状态，则变压器12以及电抗器24被施加逆向的电压，在变压器12的初级侧，电流以平滑电容器10→半导体开关元件11c→变压器12→电抗器24→半导体开关元件11b→平滑电容器10的路径进行流动。此时，在变压器12的次级侧，电流以变压器12→二极管13c→电抗器14→电容器15→二极管13b→变压器12的路径进行流动，从变压器12的初级侧向次级侧进行电力传输。此时，半导体开关元件11c成为在两端电压大致为零的状态下接通的零电压开关，几乎不会产生开关损耗。
接着，如图17的(b)所示，在半导体开关元件11b断开时，在变压器的初级侧，电流以电抗器24→电容器23b→平滑电容器10→半导体开关元件11c→变压器12→电抗器24的路径、和电抗器24→电容器23a→半导体开关元件11c→变压器12→电抗器24的路径进行流动。此时，半导体开关元件11b由于电容器23b的作用，而成为在两端电压进行电压上升之前进行电流切断的零电压开关。
另外，此时，在变压器12的次级侧，由于电抗器14的能量，电流以电抗器14→电容器15→二极管13d→二极管13c→电抗器14的路径、或者电抗器14→电容器15→二极管13b→变压器12→二极管13c→电抗器14的路径进行流动。然后，直至电容器23a的电压下降到大致为零、且电容器23b的电压变得与平滑电容器10的电压大致相等为止，电流以图17(b)所示的状态进行流动。
接着，如果电容器23a的电压下降到大致为零、且电容器23b的电压变得与平滑电容器10的电压大致相等，则如图17的(c)所示，在变压器12的初级侧，电流以电抗器24→半导体开关元件11a的反并联二极管→半导体开关元件11c→变压器12→电抗器24的路径进行流动。
接着如图18的(a)所示，如果半导体开关元件11a接通，半导体开关元件11a、11c成为接通状态，则与图17的(c)的情况相比，电流流过的路径不改变。此时，对半导体开关元件11a的两端施加的电压(电容器23a的电压)大致为零，成为零电压开关，半导体开关元件11a的开关损耗大致为零。
接着如图18的(b)所示，如果断开半导体开关元件11c，则在变压器12的初级侧，电流以电抗器24→半导体开关元件11a的反并联二极管→电容器23c→变压器12→电抗器24的路径、和电抗器24→半导体开关元件11a的反并联二极管→平滑电容器10→电容器23d→变压器12→电抗器24的路径进行流动。此时，半导体开关元件11c由于电容器23c的作用，而成为在两端电压进行电压上升之前进行电流切断的零电压开关。然后，直至电容器23d的电压下降到大致为零、且电容器23c的电压变得与平滑电容器10的电压大致相等为止，电流以图18的(b)所示的状态进行流动。
接着，如果电容器23d的电压下降到大致为零、且电容器23c的电压变得与平滑电容器10的电压大致相等，则如图18的(c)所示，在变压器12的初级侧成为电抗器24→半导体开关元件11a的反并联二极管→平滑电容器10→半导体开关元件11d的反并联二极管→变压器12→电抗器24。之后，半导体开关元件11d接通而回到图15的(a)的状态。
下面示出如上所述那样的半导体开关元件11a～11d的零电压开关用的条件。
在各半导体开关元件11a～11d的零电压开关时，与各半导体开关元件11a～11d并联连接的电容器23a～23d发挥作用。为了使各半导体开关元件11a～11d的零电压开关成立，有如下条件：在开关中的失效时间(dead time)期间，电容器23a～23d的电压增加至平滑电容器10的电压，或者下降至零电压附近。
电容器23a～23d的电压根据电抗器24的电流而变化，因此在DC/DC转换器部200a的输出电力小的情况下、即电抗器24的电流下降时，有时不满足上述成立条件，各半导体开关元件11a～11d无法进行零电压开关。
因此，根据电抗器24的电流而使平滑电容器10的目标电压Vdc*变化，使得各半导体开关元件11a～11d满足上述成立条件而能够进行零电压开关。即，在电抗器24的电流小而无法进行零电压开关的情况下，降低平滑电容器10的目标电压Vdc*。在DC/DC转换器部200a的输出电力相同的情况下，降低平滑电容器10的目标电压Vdc*来降低电压Vdc，由此输出电压Vout下降时，电抗器24的电流增加相应量。于是，在各半导体开关元件11a～11d的开关中的失效时间期间，电容器23a～23d的电压变化变大，因此零电压开关容易成立。另外，通过使平滑电容器10的电压变低，由此零电压开关也容易成立。
在本实施方式中也与上述实施方式1同样地，控制电路16b如图6的(a)、图6的(b)所示那样控制高功率因数转换器部100。另外，如图8或者图12所示，以使成为直流输出的输出电压Vout或者输出电流Iout追踪指令值的方式对各半导体开关元件11a～11d进行占空控制而控制DC/DC转换器部200a，但是此时各半导体开关元件11a～11d如图15～图18所示那样进行开关动作。然后，通过调整平滑电容器10的目标电压Vdc*，能够进行各半导体开关元件11a～11d的零电压开关。
由此，能够显著地降低DC/DC转换器部200a内的半导体开关元件11a～11d的开关损耗，能够降低电力变换装置的电力损耗来提高电力变换效率。
此外，与变压器12初级侧的转换器部11的交流输出线连接的电抗器24也可以由变压器12的漏感来兼备。
另外，在由MOSFET构成半导体开关元件11a～11d的情况下，也可以进行不使电流通过反并联二极管的同步整流动作。
另外，也可以将DC/DC转换器部200a设为如图19中所示那样的电路结构。如图19所示，在DC/DC转换器部200a内的转换器部11A中，对各半导体开关元件11a～11d串联地连接逆向导通防止用二极管25a～25d，对半导体开关元件11a～11d和逆向导通防止用二极管25a～25d的串联电路，并联地连接反并联二极管26a～26d。在这种情况下，在半导体开关元件11a～11d中只流过正向电流，逆向电流流向反并联二极管26a～26d侧。其它的结构与上述实施方式2的图14中所示的结构相同。
另外，在本实施方式所示的电路结构的电力变换装置中，也可以进行如上述实施方式1所示那样的控制，此时使各半导体开关元件11a～11d如图15～图18所示那样进行开关动作，使各半导体开关元件11a～11d进行零电压开关。在这种情况下，根据DC/DC转换器部200a的直流输出，来调整平滑电容器10的目标电压Vdc*使得半导体开关元件11a～11d的占空比接近占空设定值。如上所述，占空设定值被设定较大的占空比的值，因此平滑电容器10的目标电压Vdc*被抑制得较低。因此，电抗器24的电流也能够维持较高的状态，能够实现各半导体开关元件11a～11d的零电压开关。在这种情况下，得到与上述实施方式1同样的效果，而且能够显著地降低半导体开关元件11a～11d的开关损耗，进一步提高电力变换效率。
实施方式3.
在上述实施方式2中，使各半导体开关元件11a～11d进行零电压开关而使开关损耗大致为零，但是在本实施方式3中，并非完全的零电压而是允许微小电压来使各半导体开关元件11a～11d进行开关。此外，电力变换装置的电路结构与上述实施方式2相同(参照图14、图19)。
图20是说明本实施方式3的DC/DC转换器部200a的半导体开关元件11a～11d中的电力损耗的图。如图所示，在半导体开关元件11a～11d中，产生开关时的开关损耗和导通时的导通损耗的合计的电力损耗。
在DC/DC转换器部200a的输出电力小时，流过电抗器24的电流变小。因此，例如如果直至半导体开关元件11a从接通变成断开、并在切换失效时间期间之后半导体开关元件11b接通为止，电容器23b的电压没有降低至零，则与该电容器23b的剩余电压相应的能量成为半导体开关元件11b中的开关损耗。
如上所述，通过降低平滑电容器10的直流电压Vdc来增加流过电抗器24的电流，能够在半导体开关元件11a与半导体开关元件11b的切换失效时间期间进行动作使得电容器23b的电压成为零。此时，各半导体开关元件11a～11d的开关成为零电压开关，开关损耗大致成为零，但是由于流过电抗器24的电流、即流过半导体开关元件11a～11d的电流增加，因此半导体开关元件11a～11d的导通损耗增加。
因此，在本实施方式3中，调整平滑电容器10的目标电压Vdc*，使得半导体开关元件11a～11d的导通损耗和开关损耗的合计值即电力损耗变小。这也可以预先求出使半导体开关元件11a～11d的电力损耗成为最小那样的平滑电容器10的电压Vdc，并将其电压值用于目标电压Vdc*。
由此，各半导体开关元件11a～11d的开关虽然不会成为完全的零电压开关，但是能够降低各半导体开关元件11a～11d的导通损耗，能够进一步降低作为导通损耗和开关损耗的合计值的电力损耗。因此，能够构成损耗更低的电力变换装置。
此外，也可以设定目标电压Vdc*使得半导体开关元件11a～11d的电力损耗成为预先设定的规定值以下。例如，如果将预先设定的规定值设为与零电压开关时的导通损耗相应的值，则能够降低作为导通损耗和开关损耗的合计值的电力损耗。
另外，如图21所示，也可以对控制电路16b设置电力损耗控制部。在这种情况下，通过控制电路16b来运算作为半导体开关元件11a～11d的导通损耗和开关损耗的合计值的电力损耗，并由电力损耗控制部调整平滑电容器10的目标电压Vdc*使得该电力损耗变小。
实施方式4.
接着，说明本发明的实施方式4。
图22是表示本发明的实施方式4的电力变换装置的DC/DC转换器部200b的电路结构的图。如图22所示，DC/DC转换器部200b在绝缘了的变压器12的初级侧具备转换器部11，其中该转换器部11通过具有半导体开关元件11a～11d的全桥转换器而将平滑电容器10的直流电压变换为交流电压。该转换器部11是在各半导体开关元件11a～11d的开关时能够使流过元件的电流大致成为零的零电流开关电路，在半导体开关元件11a～11d与变压器12之间的交流输出线上连接有电抗器27a和电容器27b的串联电路27(下面，称为LC谐振电路27)。其它的结构与上述实施方式1的图11中所示的结构相同。
首先根据图23所示的各部分的波形图来说明零电流开关动作。
在半导体开关元件11a、11d的同时接通以及半导体开关元件11b、11c的同时接通时，在变压器12的初级侧，由于LC谐振电路27的LC谐振效应而如图23所示那样流过正弦波状的电流。通过使半导体开关元件11a、11d以及半导体开关元件11b、11c的通断定时与该电流波形的零交叉同步，能够实现零电流开关。通过半导体开关元件11a、11d的同时接通而使正极性的电流流过，半导体开关元件11a、11d从接通成为断开，之后半导体开关元件11b、11c接通。于是，本次流过反极性的电流。
在本实施方式中也与上述实施方式1同样地，控制电路16如图6的(a)、图6的(b)所示那样控制高功率因数转换器部100。另外，如图8或者图12所示那样，输出对半导体开关元件11a、11d以及半导体开关元件11b、11c进行驱动的成为占空指令的驱动信号30c(30ca、30cb)使得成为直流输出的输出电压Vout或者输出电流Iout追踪指令值，从而控制DC/DC转换器部200a。然后，如图10所示，以使预先设定的占空设定值与运算出的占空指令之差接近0的方式进行反馈控制来调整平滑电容器10的目标电压Vdc*。此外，在图23中，第1驱动信号是向半导体开关元件11a、11d的驱动信号30ca，第2驱动信号是向半导体开关元件11b、11c的驱动信号30cb。另外，在这种情况下的占空设定值是各半导体开关元件11a～11d能够实现零电流开关的值。
在各半导体开关元件11a～11d进行零电流开关时，根据变压器12的匝数比以及LC谐振电路27的常数，来决定开关频率以及输出电压。在变更输出电压时，假设如图24的(a)所示那样变更各半导体开关元件11a～11d的接通时间即占空比来降低输出电压时，各半导体开关元件11a～11d的开关定时从电流零点偏离。于是，零电流开关不成立。
在本实施方式中，设定使零电流开关动作成立那样的占空设定值，根据向负载2的直流输出来调整平滑电容器10的目标电压Vdc*。由此，如图24的(b)所示，在实现零电流开关的状态下能够降低输出电压。
因此，能够维持各半导体开关元件11a～11d的零电流开关来改变输出电压，因此能够显著地降低开关损耗，能够降低电力变换装置的电力损耗而提高电力变换效率。
此外，上述实施方式2～4所示那样的各半导体开关元件11a～11d的开关时的损耗大致变没或者微小的开关称为软开关(softswitching)，在上述实施方式2～4中，调整平滑电容器10的目标电压Vdc*使得各半导体开关元件11a～11d能够进行软开关。
实施方式5.
接着，说明本发明的实施方式5。
在上述实施方式1～4中所示的电力变换装置中，DC/DC转换器部通过变压器12而使初级侧和次级侧绝缘，但是在本实施方式中说明由非绝缘电路构成的结构。图25是表示本发明的实施方式5的电力变换装置的电路结构的图。如图25所示，DC/DC转换器部200c由一般的降压斩波器构成，该降压斩波器具备半导体开关元件28、二极管29、平滑用电抗器14以及平滑用的电容器15。
另外，控制电路16c输出向高功率因数转换器部100内的半导体开关元件5a、5b以及短路用开关8的驱动信号30a、30b以及向DC/DC转换器部200c内的半导体开关元件28的成为占空指令的驱动信号30d。
其它的结构与上述实施方式1的图11中所示的结构相同。
在本实施方式中也与上述实施方式1同样地，如图10所示，以使预先设定的占空设定值与运算出的占空指令之差接近0的方式进行反馈控制来调整平滑电容器10的目标电压Vdc*。另外，如图6的(a)、图6的(b)所示，控制高功率因数转换器部100，如图8所示，输出对半导体开关元件28进行驱动的成为占空指令的驱动信号30d使得成为直流输出的输出电压Vout追踪输出电压指令值Vout*，从而控制DC/DC转换器部200c。
这样，控制电路16c根据成为向负载2的直流输出的DC/DC转换器部200c的输出电压Vout，来调整平滑电容器10的目标电压Vdc*使得DC/DC转换器部200c的半导体开关元件28的占空比接近占空设定值，从而控制高功率因数转换器部100以及DC/DC转换器部200c。通过将使DC/DC转换器部200c在损耗少的最佳的条件下进行动作的占空比设为占空设定值，能够与上述实施方式1同样地降低电力损耗来提高电力变换效率，能够得到使装置小型化的效果。
另外，能够与输出电压Vout的大小无关地，将平滑用电抗器14的电流增加梯度控制为大致恒定，因此能够使平滑用电抗器14小型化。
另外，在这种情况下，也可以决定电压指令值Vout*被变更时的平滑电容器10的最初的目标电压Vdc*使得半导体开关元件28的占空比成为最佳。
而且，即使省略根据输出电压Vout对平滑电容器10的目标电压Vdc*进行调整的控制，由于根据电压指令值Vout*而决定了目标电压Vdc*，因此也能够得到可降低电力损耗并使装置小型化的效果。
例如，在半导体开关元件28的占空比为100％时，半导体开关元件28始终成为接通，如果忽略半导体开关元件28以及平滑用电抗器14中的电压下降，则DC/DC转换器部200c的输出电压Vout变得与输入电压Vdc(平滑电容器10的电压)相等。因而，通过将平滑电容器10的目标电压Vdc*设为Vdc*＝Vout*，半导体开关元件28的占空比成为100％，半导体开关元件28不产生开关损耗。
但是，高功率因数转换器部100的输出用的平滑电容器10的电压Vdc的可变范围根据交流电压源1的电压Vin来决定。因此，在输出电压Vout*为平滑电容器10的电压Vdc的可变范围以下的情况下，高功率因数转换器部100将Vdc*设定为平滑电容器10的电压Vdc的可变范围的下限值，剩余的差分通过DC/DC转换器部200c的半导体开关28的占空控制，使电容器15的电压Vout追踪电压指令值Vout*。
此外，也可以代替DC/DC转换器部200c的二极管29而使用MOSFET通过同步整流来进行控制。
另外，DC/DC转换器部200c示出了由一般的降压斩波器构成的例子，但是电路结构不限于此，也可以是升压斩波器、升降压斩波器等、其它的非绝缘型DC/DC转换器。

Claims (2)

1.一种电力变换装置，具备：
AC/DC转换器部，具备多个半导体开关元件，将交流电压变换为直流电压；
平滑电容器，连接于所述AC/DC转换器部的直流侧；
DC/DC转换器部，具备半导体开关元件，对所述平滑电容器的直流电进行DC/DC转换而连到负载；以及
控制装置，控制所述AC/DC转换器部使得一边控制交流的功率因数一边使所述AC/DC转换器部的直流电压追踪直流电压目标值，并且通过所述DC/DC转换器部内的所述半导体开关元件的占空控制来控制所述DC/DC转换器部使得从所述DC/DC转换器部向所述负载的直流输出追踪指令值，
其中，所述控制装置以相互不同的开关频率分别对所述AC/DC转换器部的多个所述半导体开关元件以及所述DC/DC转换器部的所述半导体开关元件进行控制，并且运算向所述DC/DC转换器部内的所述半导体开关元件的占空指令以使作为从所述DC/DC转换器部向所述负载的直流输出的电压或者电流追踪所述指令值，根据所述占空指令对该半导体开关元件进行占空控制，对所述AC/DC转换器部的所述直流电压目标值进行调整使得所述占空指令接近预先设定的占空设定值。
2.一种电力变换装置，具备：
AC/DC转换器部，将交流电压变换为直流电压；
平滑电容器，连接于所述AC/DC转换器部的直流侧；
DC/DC转换器部，具备半导体开关元件，对所述平滑电容器的直流电进行DC/DC转换而连到负载；以及
控制装置，控制所述AC/DC转换器部使得一边控制交流的功率因数一边使所述AC/DC转换器部的直流电压追踪直流电压目标值，并且运算向所述半导体开关元件的占空指令以使从所述DC/DC转换器部向所述负载的直流输出追踪指令值，通过该半导体开关元件的占空控制来控制所述DC/DC转换器部，
所述DC/DC转换器部具备：绝缘了的变压器；转换器部，连接于该变压器的一端，具有多个所述半导体开关元件，将所述平滑电容器的直流电压变换为交流电压；以及整流电路，连接于所述变压器的另一端，
所述转换器部具备：电容器，并联连接于各所述半导体开关元件；以及电抗器，连接于交流线，
所述控制装置调整所述AC/DC转换器部的所述直流电压目标值使得所述DC/DC转换器部内的多个所述半导体开关元件进行零电压开关，通过零电压开关来控制所述DC/DC转换器部内的多个所述半导体开关元件，为了使所述电抗器的电流增加而降低所述AC/DC转换器部的所述直流电压目标值，为了使所述电抗器的电流减少而增加所述AC/DC转换器部的所述直流电压目标值。
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