CN111201701A - 控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明能够充分降低电力转换装置的开关损耗。DC‑DC转换器(100)具有：开关电路(10)，其将所输入的第1直流电力转换为交流电力；变压器(20)，其进行交流电力的电压转换；以及输出电路(30)，其将由变压器(20)电压转换后的交流电力转换为第2直流电力。进行该DC‑DC转换器(100)的控制的控制电路(50)计算变压器(20)的磁通密度值B，并根据计算出的磁通密度值B来控制开关电路(10)的驱动频率。

Description

控制装置
技术领域
本发明涉及一种用于电力转换装置的控制的控制装置。
背景技术
近年来，以化石燃料的枯竭、地球环境问题为背景，对混合动力汽车、电动汽车这样的利用电能行驶的汽车的关心不断提高，并被实用化。在这样的利用电能行驶的汽车中，具备向用于驱动车轮的马达供给电力的高压电池。而且，有时还具备电力转换装置，该电力转换装置对来自高压电池的输出电力进行降压，向搭载在汽车上的低压的电气设备，例如空调、音响、各种ECU(Electronic Control Unit，电子控制单元)等供给需要的电力。这样的电力转换装置是将所输入的直流电力转换为不同电压的直流电力的装置，也被称为DC-DC转换器。
一般而言，DC-DC转换器具有可进行开关动作的开关电路，通过控制该开关电路的导通/断开，来进行直流电力的电压转换。具体而言，使用开关电路将所输入的直流电力暂时转换为交流电力，并使用变压器对该交流电力进行变压(升压或降压)。然后，使用整流电路等输出电路，将变压后的交流电力再次转换为直流电力。由此，能够得到具有与输入电压不同的电压的直流输出。开关电路例如使用MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属-氧化物半导体场效应晶体管)或IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管)等半导体开关元件来构成。
在车载用的电力转换装置中，以自然能量的有效利用、二氧化碳的削减为目的，一般要求高效率。因此，尽可能降低电力转换时的损耗是很重要的。这里，在DC-DC转换器中产生的损耗有通过开关动作产生的开关损耗、在变压器、半导体开关元件中产生的电阻损耗(铜损)等。作为降低开关元件的手段，例如公知有下述的专利文献1。专利文献1所公开的电力转换装置监视流入绝缘变压器的变压器电流，在变压器电流超过考虑磁饱和而设定的电流基准值时，实施使开关载波频率上升的控制。由此，来降低开关频率，并降低开关损耗。
现有技术文献
专利文献
专利文献1:日本专利特开2008-278723号公报
发明内容
发明要解决的问题
在专利文献1所记载的技术中，由于使用变压器电流的监视结果来进行开关载波频率的控制，所以在变压器电流的变化急剧等情况下会产生控制延迟，其结果，有时开关损耗的降低变得不充分。
用于解决问题的技术手段
本发明的控制装置进行将所输入的第1直流电力转换为第2直流电力并输出的电力转换装置的控制，所述电力转换装置具有：开关电路，其将所述第1直流电力转换为交流电力；变压器，其进行所述交流电力的电压转换；以及输出电路，其将由所述变压器电压转换后的所述交流电力转换为所述第2直流电力，控制装置计算所述变压器的磁通密度值，并根据计算出的所述磁通密度值控制所述开关电路的驱动频率。
发明的效果
根据本发明，能够充分降低电力转换装置的开关损耗。
附图说明
图1是表示本发明的一实施方式的车辆电源的构成的图。
图2是表示本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的基本电路构成的图。
图3是表示本发明的第1实施方式的控制电路的构成的图。
图4是说明比较器的动作的图。
图5是控制电路的控制流程图。
图6是表示本发明的第2实施方式的DC-DC转换器的基本电路构成的图。
图7是表示变压器温度与磁通密度指令值的关系的一例的图。
图8是表示本发明的第3实施方式的DC-DC转换器的基本电路构成的图。
图9是表示输出电流与磁通密度指令值的关系的一例的图。
图10是表示本发明的第4实施方式的控制电路的构成的图。
图11是表示增益调整部的PI控制增益的调整方法的一例的图。
图12是表示本发明的第5实施方式的控制电路的构成的图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的电力转换装置的实施方式进行说明。此外，在各图中，对于相同的要素标注相同的符号，并省略重复的说明。但是，本发明不限于以下的实施方式，在本发明的技术概念中，各种变形例、应用例也包含在其范围内。
-第1实施方式-
(车辆电源构成)
图1是表示本发明的一实施方式的车辆电源的构成的图。如图1所示，本实施方式的车辆电源搭载在车辆1000上，是使用DC-DC转换器100在高压电池V1和低压电池V2之间相互进行电力转换的电源系统。此外，在以下的说明中，将DC-DC转换器100的低压侧即与低压电池V2连接的一侧称为“L侧”，将DC-DC转换器100的高压侧即与高压电池V1连接的一侧称为“H侧”。
低压电池V2的一端与DC-DC转换器100的L侧的一端连接，低压电池V2的另一端与DC-DC转换器100的L侧的另一端连接。空调等辅机设备400的一端与DC-DC转换器100的L侧的一端以及低压电池V2的一端连接，辅机设备400的另一端与DC-DC转换器100的L侧的另一端以及低压电池V2的另一端连接。HV系设备300的一端与DC-DC转换器100的H侧的一端以及高压电池V1的一端连接，HV系设备300的另一端与DC-DC转换器100的H侧的另一端以及高压电池V1的另一端连接。高压电池V1的一端与DC-DC转换器100的H侧的一端连接，高压电池V1的另一端与DC-DC转换器100的H侧的另一端连接。
DC-DC转换器100、HV系设备300以及辅机设备400与车辆电源控制部200连接。车辆电源控制部200控制这些各设备的动作、在这些各设备和高压电池V1及低压电池V2之间交换的电力的送电方向、电力量等。
(DC-DC转换器100的基本构成)
图2是表示本发明的第1实施方式的DC-DC转换器100的基本电路构成的图。如图2所示，本实施方式的DC-DC转换器100具有开关电路10、变压器20以及输出电路30，经由栅极驱动器90与控制电路50连接。
开关电路10通过正极输入端子1以及负极输入端子2与高压电池V1连接。开关电路10具有桥式连接的开关元件11a～14a，通过使这些开关元件11a～14a进行开关动作，来将从高压电池V1输入的直流电力转换为高频的交流电力，向变压器20的一次侧输出。
变压器20将一次侧与二次侧之间绝缘，并且在一次侧与二次侧之间进行交流电力的电压转换，将从由开关电路10生成的交流电力降压(或升压)而得的交流电力输出到输出电路30。
输出电路30经由正极输出端子3以及负极输出端子4与低压电池V2连接。输出电路30具有二极管31、32，使用这些二极管31、32来对由变压器20电压转换而得的交流电力进行整流并转换为直流电力，输出到低压电池V2。
控制电路50例如设置在图1的车辆电源控制部200内，生成并输出用于分别控制开关电路10中的开关元件11a～14a的开关动作的输出信号51～54。
栅极驱动器90将从控制电路50输出的输出信号51～54分别转换为用于驱动开关元件11a～14a的驱动信号91～94，并输出到开关电路10。栅极驱动器90搭载有绝缘变压器90a，将开关电路10与控制电路50之间绝缘。
以下，对DC-DC转换器100所具有的开关电路10、变压器20以及输出电路30的各构成以及控制电路50的详细情况进行说明。
(开关电路10)
开关电路10具有如下作用：根据控制电路50的控制，将从高压电池V1经由正极输入端子1以及负极输入端子2输入的直流电力转换为高频的交流电力，并供给到变压器20的一次绕组N1。在正极输入端子1与负极输入端子2之间，与高压电池V1并联地连接有电压检测器41以及平滑电容器C1。电压检测器41检测输入到开关电路10中的直流电力的电压，并将该检测值作为输入电压Vin输出到控制电路50。
开关电路10具有将4个开关元件11a～14a全桥连接的构成。即，在正极输入端子1与负极输入端子2之间，分别连接有两个开关元件11a和开关元件12a的串联电路(以下称为“第一支路”)、以及两个开关元件13a和开关元件14a的串联电路(以下称为“第二支路”)。第一支路上的开关元件11a和开关元件12a之间的连接点A与变压器20的一次绕组N1的一端侧连接，第二支路上的开关元件13a和开关元件14a之间的连接点B与变压器20的一次绕组N1的另一端侧连接。此外，开关元件11a～14a能够使用可进行开关动作的任意的元件来构成，例如优选FET(场效应晶体管)等。
在开关元件11a～14a上分别并联连接有续流用的二极管11b～14b以及电容器11c～14c。这些二极管11b～14b以及电容器11c～14c可以由与开关元件11a～14a不同的元件构成，或者也可以是开关元件11a～14a的寄生分量。另外，也可以将它们并用。
在本实施方式的DC-DC转换器100中，作为开关电路10的控制方式，使用作为能够降低开关损耗的驱动方式的移相控制方式。在移相控制方式中，根据DC-DC转换器100的输出电压，控制构成全桥型开关电路10的四个开关元件11a～14a中的、位于第一支路的上侧的开关元件11a和位于第二支路的下侧的开关元件14a的导通/断开的相位差。同样地，根据DC-DC转换器100的输出电压，也控制位于第一支路的下侧的开关元件12a和位于第二支路的上侧的开关元件13a的导通/断开的相位差。由此，根据输出电压来调整开关元件11a和开关元件14a同时成为导通状态的期间、以及开关元件12a和开关元件13a同时成为导通状态的期间。这里，从开关电路10(变压器20的一次侧)向输出电路30(变压器20的二次侧)传送的电力由开关元件11a和开关元件14a同时成为导通状态的期间、以及开关元件12a和开关元件13a同时成为导通状态的期间决定。因此，通过如上所述地控制相位差，能够使DC-DC转换器100的输出电压稳定在所希望的值。此外，在以下的说明中，假设开关元件11a和开关元件14a同时成为导通状态的期间、与开关元件12a和开关元件13a同时成为导通状态的期间为相同长度。另外，有时也将一个周期中的这些期间的长度的比率称为占空比。
(变压器20)
变压器20具有如下作用：对由开关电路10生成的交流电力进行电压转换，并将电压转换后的交流电力输出到输出电路30。变压器20具备与开关电路10连接的一次绕组N1和与输出电路30连接的二次绕组N2。此外，变压器20为了与输出电路30组合来实现全波整流电路而具有中心抽头构成，二次绕组N2在中间被分割为两个二次绕组N2a、N2b。一次绕组N1和二次绕组N2a、N2b的匝数比(N1/N2a或N1/N2b)根据施加在正极输入端子1与负极输入端子2之间的输入电压Vin的电压范围、以及应供给到正极输出端子3与负极输出端子4之间的输出电压Vout的电压范围来设定。
变压器20具有与一次绕组N1串联的谐振用电感L1。通过该谐振用电感L1和在开关电路10中分别与开关元件11a～14a并联连接的电容器11c～14c的电容分量，形成降低在开关电路10中产生的开关损耗的谐振电路。此外，在变压器20中的谐振用电感L1的值小的情况下，也可以通过与谐振用电感L1串联地连接其他元件的电感，来增大谐振电路的电感的值。
一次绕组N1的一端经由谐振用电感L1连接到开关电路10中的第一支路的中点即连接点A。另外，一次绕组N1的另一端与开关电路10中的第二支路的中点即连接点B连接。二次绕组N2a和二次绕组N2b的连接点即中性点T与二次绕组N2的两端一起与输出电路30连接。
(输出电路30)
输出电路30具有如下作用：根据流过变压器20的一次绕组N1的交流电力，对出现在二次绕组N2a和N2b上的交流电力进行平滑以及整流，从而转换为直流电力，经由正极输出端子3以及负极输出端子4向低压电池V2输出。在正极输出端子3与负极输出端子4之间，与低压电池V2并联地连接有电压检测器42。电压检测器42检测从输出电路30输出的直流电力的电压，将该检测值作为输出电压Vout输出到控制电路50。
输出电路30具有阳极彼此连接在整流连接点S处的两个二极管31、32、平滑线圈L2以及电容器C2。二极管31连接在变压器20的二次绕组N2a的一端与整流连接点S之间，二极管32连接在变压器20的二次绕组N2b的一端与整流连接点S之间。平滑线圈L2连接在变压器20的二次绕组N2a、N2b的另一端即中性点T与正极输出端子3之间，电容器C2连接在正极输出端子3与负极输出端子4之间。
在上述那样的电路构成的输出电路30中，二极管31、32构成对从变压器20的二次绕组N2a、N2b输出的交流电力进行整流并转换为直流电力的整流电路。另外，平滑线圈L2和电容器C2构成对在中性点T产生的整流输出进行平滑的平滑电路。此外，也可以通过将二极管31、32置换为FET等开关元件，从而进行公知技术的同步整流动作，进一步降低导通损耗。
(控制电路50)
控制电路50是控制开关电路10的开关元件11a～14a的动作以使DC-DC转换器100的输出电压Vout成为预先决定的电压目标值的电路。如图2所示，控制电路50具备电压控制部60、开关载波频率设定部70、信号生成部80以及时钟部65。
电压控制部60计算在开关电路10中使开关元件11a～14a进行开关动作时的占空比。在DC-DC转换器100中，根据该占空比的值，控制从输出电路30输出的直流电力的输出电压Vout。
开关载波频率设定部70设定与在开关电路10中使开关元件11a～14a进行开关动作时的驱动频率对应的开关载波频率。在DC-DC转换器100中，以与该开关载波频率对应的驱动频率驱动开关元件11a～14a。
信号生成部80根据电压控制部60计算出的占空比和开关载波频率设定部70所设定的开关载波频率，生成输出信号51～54。信号生成部80所生成的输出信号51～54从控制电路50被输出到栅极驱动器90，在栅极驱动器90中被分别转换为驱动信号91～94。驱动信号91～94在开关电路10中被输入到开关元件11a～14a所分别具有的各栅极端子，在与生成输出信号51～54时的占空比以及开关载波频率对应的动作时刻，分别驱动开关元件11a～14a。由此，开关电路10的动作由控制电路50控制。
时钟部65在内部具有每隔一定时钟递增计数的两个计数器，根据这些计数器的计数值，控制电压控制部60以及开关载波频率设定部70的执行时刻。
图3是表示本发明的第1实施方式的控制电路50的构成的图。以下，参照图3，对本实施方式中的控制电路50的电压控制部60、开关载波频率设定部70、信号生成部80以及时钟部65的详情进行说明。
(电压控制部60)
电压控制部60具有减法部61、PI控制部62以及占空比限制部63。减法部61计算预先设定的输出电压的目标值即电压指令值Vref与由电压检测器42检测出的输出电压Vout的差分，并输出到PI控制部62。PI控制部62通过对由减法部61求出的差分实施PI运算，来进行PI控制(比例积分控制)以使该差分接近0，求出相对于开关电路10的开关元件11a～14a的占空比的值即占空比值D。
占空比限制部63对由PI控制部62求出的占空比值D设定规定的下限值以及上限值，求出被限制在从该下限值到上限值的范围内的占空比指示值D*。由占空比限制部63求出的占空比指示值D*从电压控制部60分别输出到开关载波频率设定部70、信号生成部80以及时钟部65。
此外，当将占空比限制部63中设定的上限值和下限值分别设为最大占空比值Dmax、最小占空比值Dmin时，从电压控制部60输出的占空比指示值D*满足以下的式(1)的关系。
Dmin≦D*≦Dmax (1)
(开关载波频率设定部70)
开关载波频率设定部70具有乘法部71、比例部72、减法部73、磁通密度指令值设定部74、PI控制部75以及频率限制部76。乘法部71计算从电压控制部60的占空比限制部63输出的占空比指示值D*、与由电压检测器41检测出的输入电压Vin的乘积值，并输出到比例部72。比例部72通过对由乘法部71求出的乘积值乘以规定的比例常数，来将乘积值转换为变压器20的磁通密度值B。减法部73计算磁通密度指令值Bref和由比例部72求出的磁通密度值B的差分，并输出到PI控制部75，其中，磁通密度指令值Bref是在磁通密度指令值设定部74中根据变压器20的饱和磁通密度而预先设定的磁通密度的目标值。PI控制部75通过对由减法部73求出的差分实施PI运算，来进行PI控制(比例积分控制)以使该差分接近0，并求出与开关电路10的驱动频率对应的开关载波频率f。
频率限制部76对由PI控制部75求出的开关载波频率f设定规定的下限值以及上限值，求出被限制在从该下限值到上限值的范围内的开关载波频率设定值f*。由频率限制部76求出的开关载波频率设定值f*从开关载波频率设定部70分别输出到信号生成部80以及时钟部65。
此外，如果将在频率限制部76中设定的上限值及下限值分别设为最大开关载波频率fmax、最小开关载波频率fmin，则从开关载波频率设定部70输出的开关载波频率设定值f*满足以下的式(2)的关系。
fmin≦f*≦fmax (2)
开关载波频率设定部70将如上所述求出的开关载波频率设定值f*输出到信号生成部80。由此，能够以如下方式设定信号生成部80生成输出信号51～54时的开关载波频率：在变压器20的磁通密度值B小于磁通密度指令值Bref的情况下降低开关电路10的驱动频率，相反，在变压器20的磁通密度值B大于磁通密度指令值Bref的情况下提高开关电路10的驱动频率。
(时钟部65)
时钟部65在内部具有A计数器以及B计数器。A计数器是用于控制电压控制部60的执行时刻的计数器，每隔一定时钟进行递增计数。B计数器是用于控制开关载波频率设定部70的执行时刻的计数器，与A计数器同样地每隔一定时钟进行递增计数。
从电压控制部60输入到时钟部65的占空比指示值D*在时钟部65中作为上一个占空比指示值Da*而被存储。如果A计数器的值小于规定的阈值，则时钟部65将所存储的上一个占空比指示值Da*输出到信号生成部80。当A计数器的值变为规定的阈值以上时，时钟部65对电压控制部60输出执行指令，使电压控制部60执行占空比指示值D*的运算。由此，新的占空比指示值D*由电压控制部60运算并输入到信号生成部80，并且更新存储在时钟部65中的上一个占空比指示值Da*。
另外，从开关载波频率设定部70输入到时钟部65的开关载波频率设定值f*在时钟部65中作为上一个开关载波频率设定值fa*而被存储。如果B计数器的值小于规定的阈值，则时钟部65将所存储的上一个开关载波频率设定值fa*输出到信号生成部80。当B计数器的值变为规定的阈值以上时，时钟部65对开关载波频率设定部70输出执行指令，使开关载波频率设定部70执行开关载波频率设定值f*的运算。由此，新的开关载波频率设定值f*由开关载波频率设定部70运算并输入到信号生成部80，并且更新存储在时钟部65中的上一个开关载波频率设定值fa*。
如上所述，时钟部65根据A计数器的值，输出上一个占空比指示值Da*或对电压控制部60的执行指令，并且根据B计数器的值，输出上一个开关载波频率设定值fa*或对开关载波频率设定部70的执行指令。由此，能够控制电压控制部60以及开关载波频率设定部70的执行时刻。此外，可以对A计数器的阈值和B计数器的阈值设定相同的值，也可以设定不同的值。
(信号生成部80)
信号生成部80具有运算判定部81、死区时间设定部82、阈值设定部83、运算判定部84、载波信号生成部85以及比较器86。在电压控制部60中进行了占空比指示值D*的运算的情况下，运算判定部81将所输入的占空比指示值D*输出到阈值设定部83，在电压控制部60中不进行占空比指示值D*的运算而从时钟部65输入了上一个占空比指示值Da*的情况下，运算判定部81将所输入的上一个占空比指示值Da*输出到阈值设定部83。
死区时间设定部82将使开关元件11a～14a进行开关动作时的死区时间设定值Dd输出到阈值设定部83。阈值设定部83根据从运算判定部81输入的占空比指示值D*或上一个占空比指示值Da*、和从死区时间设定部82输入的死区时间设定值Dd，来设定用于分别决定开关元件11a～14a的导通/断开的时刻的导通时刻阈值51a～54a以及断开时刻阈值51b～54b，并输出到比较器86。例如，如果将针对第一支路的死区时间设定值Dd设为Dd_12，将针对第二支路的死区时间设定值Dd设为Dd_34，则导通时刻阈值51a～54a以及断开时刻阈值51b～54b分别以如下方式设定。此外，在下述中，“Cmax”表示载波信号生成部85生成的载波信号的最大值。
Figure BDA0002443893470000111
此外，在上述说明中，示出了对阈值设定部83输入占空比指示值D*的情况的例子，但在输入了上一个占空比指示值Da*的情况下，通过将D*置换为Da*，能够同样地设定导通时刻阈值51a～54a以及断开时刻阈值51b～54b。
在开关载波频率设定部70中进行了开关载波频率设定值f*的运算的情况下，运算判定部84将所输入的开关载波频率设定值f*输出到载波信号生成部85，在开关载波频率设定部70中不进行开关载波频率设定值f*的运算而从时钟部65输入了上一个开关载波频率设定值fa*的情况下，运算判定部84将所输入的上一个开关载波频率设定值fa*输出到载波信号生成部85。载波信号生成部85根据从运算判定部84输入的开关载波频率设定值f*或上一个开关载波频率设定值fa*，生成与这些设定值对应的频率的载波信号55，并输出到比较器86。此外，载波信号生成部85生成的载波信号55是从0到规定的最大值Cmax为止连续变化的三角波等周期信号，以与开关载波频率设定值f*或上一个开关载波频率设定值fa*对应的周期反复变化。
比较器86将从载波信号生成部85输入的载波信号55分别与从阈值设定部83输入的导通时刻阈值51a～54a以及断开时刻阈值51b～54b进行比较，由此进行与占空比指示值D*或上一个占空比指示值Da*对应的脉冲调制，生成输出信号51～54。通过将由比较器86生成的输出信号51～54输出到栅极驱动器90，控制电路50控制开关电路10的开关元件11a～14a的导通/断开。
图4是说明比较器86的动作的图。图4的(a)是载波信号55的频率高的情况(周期短的情况)的例子，用符号55a表示载波信号55的波形。图4的(b)是载波信号55的频率低的情况(周期长的情况)的例子，用符号55b表示载波信号55的波形。另外，如图4的(a)、图4的(b)所示，载波信号55的斜率根据从运算判定部84输出的开关载波频率设定值f*或上一个开关载波频率设定值fa*而变化。
比较器86将载波信号55与导通时刻阈值51a～54a以及断开时刻阈值51b～54b进行比较。其结果，如图4的(a)、图4的(b)所示，在载波信号55的值超过导通时刻阈值51a～54a时，将输出信号51～54分别从断开(L电平)切换为导通(H电平)。另外，在载波信号55的值超过断开时刻阈值51b～54b时，将输出信号51～54分别从导通(H电平)切换为断开(L电平)。具体而言，例如在导通时刻阈值51a～54a以及断开时刻阈值51b～54b分别被设定为如上所述的值时，如下所述依次切换输出信号51～54的导通/断开。
(1)在载波信号55的值达到断开时刻阈值信号54b的时刻，使输出信号54断开。
(2)在载波信号55的值达到导通时刻阈值信号53a的时刻，使输出信号53导通。
(3)在载波信号55的值达到导通时刻阈值信号51b的时刻，使输出信号51断开。
(4)在载波信号55的值达到导通时刻阈值信号52a的时刻，使输出信号52导通。
(5)在载波信号55的值达到断开时刻阈值信号53b的时刻，使输出信号53断开。
(6)在载波信号55的值达到导通时刻阈值信号54a的时刻，使输出信号54导通。
(7)在载波信号55的值达到导通时刻阈值信号52b的时刻，使输出信号52断开。
(8)在载波信号55的值达到导通时刻阈值信号51a的时刻，使输出信号51导通。
在信号生成部80中，如上所述那样生成用于分别设定开关元件11a～14a的导通/断开的时刻的输出信号51～54。
(控制流程)
图5是控制电路50的控制流程图。下面，使用图5的控制流程图，对以上所说明的控制电路50的动作进行说明。
在步骤S10中，控制电路50判定时钟部65的A计数器的值是否在规定的阈值Ta以上。如果A计数器的值在阈值Ta以上，则使处理进入步骤S20，如果小于阈值Ta，则使处理进入步骤S40。
在步骤S20中，控制电路50利用电压控制部60，由减法部61求出由电压检测器42检测出的输出电压Vout和电压指令值Vref的差分，由PI控制部62实施基于该差分的PI控制。然后，在步骤S30中，通过占空比限制部63对通过步骤S20的PI控制求出的占空比值D进行下限值及上限值的设定，决定占空比指示值D*。在执行了步骤S30之后，控制电路50将所决定的占空比指示值D*分别输出到开关载波频率设定部70、信号生成部80以及时钟部65，并使处理进入步骤S50。
在步骤S40中，控制电路50将存储在时钟部65中的上一个占空比指示值Da*输出到信号生成部80，使处理进入步骤S50。此外，在控制电路50刚启动后的初始状态等、在时钟部65中没有存储上一个占空比指示值Da*的情况下，将预先决定的初始值(例如0)作为上一个占空比指示值Da*输出即可。
在步骤S50中，控制电路50判定时钟部65的B计数器的值是否在规定的阈值Tb以上。如果B计数器的值在阈值Tb以上，则使处理进入步骤S60，如果小于阈值Tb，则使处理进入步骤S100。
在步骤S60中，控制电路50利用开关载波频率设定部70，由乘法部71将从电压控制部60输入的占空比指示值D*与由电压检测器41检测出的输入电压Vin相乘，由比例部72将该乘积值转换为变压器20的磁通密度值B。然后，在步骤S70～S90中，进行PI控制，以使在步骤S60中计算出的磁通密度值B与磁通密度指令值Bref的差分接近0。具体而言，通过由减法部73求出磁通密度值B与磁通密度指令值Bref的差分，由PI控制部75实施基于该差分的PI控制，由此求出开关载波频率f。然后，由频率限制部76对求出的开关载波频率f进行下限值及上限值的设定，决定开关载波频率设定值f*。由此，在B<Bref的情况下(S70：是)，使开关载波频率设定值f*减少(S80)，在B≥Bref的情况下(S70：否)，使开关载波频率设定值f*增加(S90)。在实施了步骤S80或S90后，控制电路50将所决定的开关载波频率设定值f*分别输出到信号生成部80以及时钟部65，使处理进入到步骤S110。
在步骤S100中，控制电路50将存储在时钟部65中的上一个开关载波频率设定值fa*输出到信号生成部80，使处理进入步骤S110。此外，在控制电路50刚启动后的初始状态等、在时钟部65中没有存储上一个开关载波频率设定值fa*的情况下，将预先决定的初始值(例如最大开关载波频率fmax)作为上一个开关载波频率设定值fa*输出即可。
在步骤S110中，控制电路50利用信号生成部80，根据在步骤S30或S40中得到的占空比指示值D*或上一个占空比指示值Da*、和在步骤S80、S90或S100中得到的开关载波频率设定值f*或上一个开关载波频率设定值fa*，来生成输出信号51～54。具体而言，信号生成部80将占空比指示值D*或上一个占空比指示值Da*从运算判定部81输出到阈值设定部83，由阈值设定部83设定与死区时间设定值Dd对应的导通时刻阈值51a～54a以及断开时刻阈值51b～54b。另外，将开关载波频率设定值f*或上一个开关载波频率设定值fa*从运算判定部84输出到载波信号生成部85，由载波信号生成部85生成载波信号55。然后，由比较器86将载波信号55与导通时刻阈值51a～54a以及断开时刻阈值51b～54b进行比较，生成输出信号51～54。在实施了步骤S110后，控制电路50将生成的输出信号51～54输出到栅极驱动器90，使处理进入步骤S120。
在步骤S120中，控制电路50判定是否停止DC-DC转换器100。例如，在满足从外部输入DC-DC转换器100的控制停止命令等规定的停止条件的情况下，控制电路50判定停止DC-DC转换器100，结束图5的控制流程而停止动作。另一方面，在不满足这样的停止条件的情况下，控制电路50判定不停止DC-DC转换器100，返回步骤S10，重复上述处理。
根据以上说明的本发明的第1实施方式，起到以下的作用效果。
(1)作为电力转换装置的DC-DC转换器100具有：开关电路10，其将所输入的第1直流电力转换为交流电力；变压器20，其进行交流电力的电压转换；以及输出电路30，其将由变压器20电压转换后的交流电力转换为第2直流电力。进行该DC-DC转换器100的控制的控制电路50计算变压器20的磁通密度值B，根据计算出的磁通密度值B控制开关电路10的驱动频率。因此，能够充分降低DC-DC转换器100的开关损耗。
(2)控制电路50具备：电压控制部60，其计算用于控制输出电路30的输出电压Vout的占空比指示值D*；开关载波频率设定部70，其根据占空比指示值D*以及开关电路10的输入电压Vin计算磁通密度值B，并根据计算出的磁通密度值B来设定与开关电路10的驱动频率对应的开关载波频率；以及信号生成部80，其根据占空比指示值D*以及开关载波频率生成用于驱动开关电路10的输出信号51～54，并将生成的输出信号51～54经由栅极驱动器90输出到开关电路10。因此，能够在不检测变压器20的电流的情况下，可靠地防止变压器20的磁饱和，并且使DC-DC转换器100以适当的驱动频率动作，谋求开关损耗的降低。
(3)开关载波频率设定部70以如下方式设定开关载波频率：在磁通密度值B小于基于变压器20的饱和磁通密度的规定的磁通密度指令值Bref的情况下降低开关电路10的驱动频率，在磁通密度值B大于磁通密度指令值Bref的情况下提高开关电路10的驱动频率。因此，能够使DC-DC转换器100以适当的驱动频率动作，以使磁通密度值B接近磁通密度指令值Bref。
(4)控制电路50还具备时钟部65，该时钟部65控制电压控制部60以及开关载波频率设定部70的执行时刻。因此，能够使电压控制部60以及开关载波频率设定部70分别在适当的时刻动作。
-第2实施方式-
接着，对本发明的第2实施方式进行说明。在本实施方式中，对在开关载波频率设定部70的磁通密度指令值设定部74中，根据变压器20的温度使磁通密度指令值Bref变化的例子进行说明。
图6是表示本发明的第2实施方式的DC-DC转换器100的基本电路构成的图。如图6所示，本实施方式的DC-DC转换器100除了将检测变压器20的温度的温度检测器43设置在变压器20的附近以外，具有与第1实施方式中说明的构成相同的构成。
在本实施方式中，温度检测器43检测变压器20的温度，并将该检测值输出到控制电路50。从温度检测器43输出的变压器温度的检测值在控制电路50中被输入到开关载波频率设定部70的磁通密度指令值设定部74。磁通密度指令值设定部74根据所输入的变压器温度的检测值，变更向减法部73输出的磁通密度指令值Bref。
图7是表示变压器温度与磁通密度指令值Bref的关系的一例的图。图7的(a)表示根据变压器温度的上升使磁通密度指令值Bref以一定的比例增加，根据变压器温度的下降使磁通密度指令值Bref以一定的比例减少的例子。图7的(b)表示在变压器温度小于规定值的区域中考虑温度依赖性而使磁通密度指令值Bref连续变化，在变压器温度为规定值以上的区域中不使磁通密度指令值Bref变化而使其恒定的例子。此外，也可以使用图7的(a)、图7的(b)中例示的以外的关系，根据变压器温度使磁通密度指令值Bref变化。例如，也可以根据变压器温度的上升使磁通密度指令值Bref减少，根据变压器温度的下降使磁通密度指令值Bref增加。另外，变压器温度和磁通密度指令值Bref既可以不是比例关系，也可以不是由连续的函数所决定的关系。
根据以上说明的本发明的第2实施方式，作为电力转换装置的DC-DC转换器100还具有检测变压器20的温度的温度检测器43。在控制电路50中，开关载波频率设定部70根据温度检测器43对变压器20的温度检测值，变更磁通密度指令值Bref。因此，除了在第1实施方式中说明的效果之外，还起到能够更正确地进行DC-DC转换器100的控制的效果。
-第3实施方式-
接着，对本发明的第3实施方式进行说明。在本实施方式中，对在开关载波频率设定部70的磁通密度指令值设定部74中，根据来自DC-DC转换器100的输出电流使磁通密度指令值Bref变化的例子进行说明。
图8是表示本发明的第3实施方式的DC-DC转换器100的基本电路构成的图。如图8所示，本实施方式的DC-DC转换器100除了在输出电路30和低压电池V2之间设置有检测从输出电路30向低压电池V2输出的DC-DC转换器100的输出电流的电流检测器44以外，具有与在第1实施方式中说明的构成相同的构成。
在本实施方式中，电流检测器44检测来自输出电路30的输出电流，并将该检测值输出到控制电路50。此外，在图8中，电流检测器44与负极输出端子4侧连接，但也可以与正极输出端子3侧连接。从电流检测器44输出的输出电流的检测值在控制电路50中被输入到开关载波频率设定部70的磁通密度指令值设定部74。磁通密度指令值设定部74根据所输入的输出电流的检测值，变更向减法部73输出的磁通密度指令值Bref。
图9是表示输出电流与磁通密度指令值Bref的关系的一例的图。图9的(a)表示根据输出电流的上升使磁通密度指令值Bref以一定的比例增加，根据输出电流的下降使磁通密度指令值Bref以一定的比例减少的例子。图9的(b)表示在输出电流小于规定值的区域，考虑输出电流依赖性使磁通密度指令值Bref连续变化，在输出电流为规定值以上的区域，不使磁通密度指令值Bref变化而使其恒定的例子。此外，也可以使用图9的(a)或图9的(b)中例示的以外的关系来根据输出电流使磁通密度指令值Bref变化。例如，也可以根据输出电流的上升使磁通密度指令值Bref减少，根据输出电流的下降使磁通密度指令值Bref增加。另外，输出电流和磁通密度指令值Bref既可以不是比例关系，也可以不是由连续的函数决定的关系。
根据以上说明的本发明的第3实施方式，作为电力转换装置的DC-DC转换器100还具有检测来自输出电路30的输出电流的电流检测器44。在控制电路50中，开关载波频率设定部70根据电流检测器44对输出电流的检测值，变更磁通密度指令值Bref。因此，与第2实施方式同样，除了第1实施方式中说明的效果之外，还起到能够更正确地进行DC-DC转换器100的控制的效果。
-第4实施方式-
接着，对本发明的第4实施方式进行说明。在本实施方式中，说明对在开关载波频率设定部70的PI控制部75中实施的PI控制进行增益调整的例子。
图10是表示本发明的第4实施方式的控制电路50的构成的图。如图10所示，本实施方式的控制电路50除了在开关载波频率设定部70中还设置有与PI控制部75连接的增益调整部75a以外，具有与第1实施方式中说明的构成相同的构成。下面，对追加的增益调整部75a进行说明。
(增益调整部75a)
在PI控制部75中，通过使用了规定的PI控制增益的PI运算，进行与磁通密度指令值Bref和磁通密度值B的差分对应的PI控制。如果该PI控制增益变高，则磁通密度值B接近磁通密度指令值Bref时的开关载波频率的变化就变快，开关电路10的响应性就提高。相反，若PI控制增益降低，则磁通密度值B接近磁通密度指令值Bref时的开关载波频率的变化就变慢，开关电路10的响应性就降低。因此，在本实施方式的控制电路50中，通过在增益调整部75a中适当调整在PI控制部75中使用的PI控制增益，来调整开关电路10的响应性。
图11是表示增益调整部75a对PI控制增益的调整方法的一例的图。图11的(a)表示根据开关载波频率调整PI控制增益的例子，图11的(b)表示根据来自输出电路30的输出电流调整PI控制增益的例子。例如如图11的(a)、图11的(b)所示，增益调整部75a能够根据开关载波频率、输出电流来变更PI控制增益。此外，也可以使用开关载波频率和输出电流这两者来调整PI控制增益，或者使用这些以外的信息来调整PI控制增益。
根据以上说明的本发明的第4实施方式，开关载波频率设定部70具有PI控制部75，该PI控制部75通过规定的PI控制增益来进行基于磁通密度值B与磁通密度指令值Bref的差分的PI控制，在增益调整部75a中，根据开关载波频率以及来自输出电路30的输出电流中的至少一个来变更PI控制增益。因此，除了在第1实施方式中说明的效果之外，还起到能够可靠地防止变压器20的磁饱和，并且适当地调整开关电路10的响应性的效果。
-第5实施方式-
接着，对本发明的第5实施方式进行说明。在本实施方式中，对在开关载波频率设定部70的频率限制部76中设定的开关载波频率设定值f*的上限值和下限值的决定方法进行说明。
图12是表示本发明的第5实施方式的控制电路50的构成的图。如图12所示，本实施方式的控制电路50除了在开关载波频率设定部70中还设置有与频率限制部76连接的限制值设定部76a以外，具有与在第1实施方式中说明的构成相同的构成。下面，对追加的限制值设定部76a进行说明。
(限制值设定部76a)
限制值设定部76a决定从频率限制部76输出的开关载波频率设定值f*的上限值及下限值、即上述式(2)中的最大开关载波频率fmax及最小开关载波频率fmin，并将所决定的这些值输出到频率限制部76。限制值设定部76a例如根据基于变压器20的饱和磁通密度的磁通密度的目标值即磁通密度指令值Bref、变压器20的铁心的截面积以及一次绕组N1的匝数，来决定最大开关载波频率fmax。
另一方面，限制值设定部76a例如根据基于栅极驱动器90中的绝缘变压器90a的饱和磁通密度而预先设定的磁通密度的上限值，来决定最小开关载波频率fmin。具体而言，使用以下的式(3)来决定最小开关载波频率fmin，使得即使在降低开关载波频率时，绝缘变压器90a的磁通密度也不会超过饱和磁通密度。此外，在式(3)中，Vdd是经由绝缘变压器90a输入到栅极驱动器90的电压值，As是绝缘变压器90a的铁心截面积，Bmax是绝缘变压器90a的磁通密度的上限值，N1是绝缘变压器90a的变压器匝数。
[式3]
Figure BDA0002443893470000191
另外，限制值设定部76a例如也可以以在输出电路30中流过平滑线圈L2的电流纹波成为规定的纹波电流值以下的方式决定最小开关载波频率fmin。具体而言，使用以下的式(4)来决定最小开关载波频率fmin，使得即使在降低开关载波频率时，流过平滑线圈L2的来自输出电路30的输出电流中的电流纹波也不超过规定的纹波电流值。此外，在式(4)中，Vin是在电压检测器41中检测出的DC-DC转换器100的输入电压值，Vout是在电压检测器42中检测出的DC-DC转换器100的输出电压，D*是在电压控制部60中求出的占空比指示值，L2是平滑线圈L2的电感值，ΔILmax是峰值最大纹波电流值与峰值最大纹波电流值的差分，Nt是变压器20的匝数比。
[式4]
Figure BDA0002443893470000201
但是，限制值设定部76a也可以使用上述式(3)、式(4)以外来决定最小开关载波频率fmin。只要绝缘变压器90a的磁通密度不超过饱和磁通密度，或者来自输出电路30的输出电流中的电流纹波不超过规定的纹波电流值，就能够以任意的方法决定最小开关载波频率fmin。此外，也可以根据绝缘变压器90a的饱和磁通密度和输出电流中的电流纹波这两者来决定最小开关载波频率fmin，或者根据这些以外的信息来决定最小开关载波频率fmin。
根据以上说明的本发明的第5实施方式，开关电路10经由作为搭载有绝缘变压器90a的绝缘栅极驱动器的栅极驱动器90与控制电路50连接。另外，开关载波频率设定部70具有将开关载波频率限制在规定的最小开关载波频率fmin以上的频率限制部76，在限制值设定部76a中，根据绝缘变压器90a的饱和磁通密度以及来自输出电路30的输出电流中的电流纹波中的至少一个来决定最小开关载波频率fmin。因此，除了在第1实施方式中说明的效果之外，还不仅能够防止变压器20的磁饱和，而且能够防止栅极驱动器90中的绝缘变压器90a的磁饱和、DC-DC转换器100的输出电流中的电流纹波的增大。
此外，在以上说明的本发明的各实施方式中，使用通过移相控制方式控制DC-DC转换器100的控制电路50的例子说明了本发明，该DC-DC转换器100是将由4个开关元件11a～14a构成的作为电压型全桥电路的开关电路10和作为电流型中心抽头电路的变压器20组合而构成的，但本发明不限于此。只要是进行电力转换装置的控制的控制装置，就能够应用本发明，能够起到与在各实施方式中说明的同样的作用效果，其中该电力转换装置具有：开关电路，其将所输入的第1直流电力转换为交流电力；变压器，其进行交流电力的电压转换；以及输出电路，其将由变压器电压转换后的交流电力转换为第2直流电力并输出。另外，以上说明的各实施方式可以分别单独应用，也可以任意组合。
以上说明的各实施方式、各种变形例仅仅是一例，只要不损失发明的特征，本发明就不限于这些内容。另外，以上说明了各种实施方式、变形例，但本发明并不限定于这些内容。在本发明的技术思想的范围内可考虑的其他方式也包含在本发明的范围内。
符号说明
1…正极输入端子，2…负极输入端子，3…正极输出端子，4…负极输出端子，10…开关电路，11a～14a…开关元件，11b～14b…二极管，11c～14c…电容器，20…变压器，30…输出电路，31、32…二极管，41、42…电压检测器，43…温度检测器，44…电流检测器，50…控制电路，51～54…输出信号，60…电压控制部，61…减法部，62…PI控制部，63…占空比限制部，65…时钟部，70…开关载波频率设定部，71…乘法部，72…比例部，73…减法部，74…磁通密度指令值设定部，75…PI控制部，75a…增益调整部，76…频率限制部，76a…限制值设定部，80…信号生成部，81…运算判定部，82…死区时间设定部，83…阈值设定部，84…运算判定部，85…载波信号生成部，86…比较器，90…栅极驱动器，90a…绝缘变压器，91～94…驱动信号，100…DC-DC转换器，200…车辆电源控制部，300…HV系设备，400…辅机设备，1000…车辆，N1…一次绕组，N2a、N2b…二次绕组，S…整流连接点，T…中性点，V1…高压电池，V2…低压电池。

Claims (8)

1.一种控制装置，其对将所输入的第1直流电力转换为第2直流电力并输出的电力转换装置进行控制，该控制装置的特征在于，
所述电力转换装置具有：开关电路，其将所述第1直流电力转换为交流电力；变压器，其进行所述交流电力的电压转换；以及输出电路，其将由所述变压器电压转换后的所述交流电力转换为所述第2直流电力，
所述控制装置计算所述变压器的磁通密度值，并根据计算出的所述磁通密度值控制所述开关电路的驱动频率。
2.根据权利要求1所述的控制装置，其特征在于，具备：
电压控制部，其计算用于控制所述输出电路的输出电压的占空比指示值；
开关载波频率设定部，其根据所述占空比指示值以及所述开关电路的输入电压来计算所述磁通密度值，并根据计算出的所述磁通密度值来设定与所述驱动频率对应的开关载波频率；以及
信号生成部，其根据所述占空比指示值以及所述开关载波频率来生成用于驱动所述开关电路的输出信号，并将生成的所述输出信号输出到所述开关电路。
3.根据权利要求2所述的控制装置，其特征在于，
所述开关载波频率设定部以如下方式设定所述开关载波频率：在所述磁通密度值比基于所述变压器的饱和磁通密度的规定的磁通密度指令值小的情况下降低所述驱动频率，在所述磁通密度值比所述磁通密度指令值大的情况下提高所述驱动频率。
4.根据权利要求2或3所述的控制装置，其特征在于，
还具备时钟部，该时钟部控制所述电压控制部以及所述开关载波频率设定部的执行时刻。
5.根据权利要求3所述的控制装置，其特征在于，
所述电力转换装置还具有温度检测器，该温度检测器检测所述变压器的温度，
所述开关载波频率设定部根据所述温度检测器对所述变压器的温度检测值，来变更所述磁通密度指令值。
6.根据权利要求3或5所述的控制装置，其特征在于，
所述电力转换装置还具有电流检测器，该电流检测器检测来自所述输出电路的输出电流，
所述开关载波频率设定部根据所述电流检测器对所述输出电流的检测值，来变更所述磁通密度指令值。
7.根据权利要求3、5或6所述的控制装置，其特征在于，
所述开关载波频率设定部具有PI控制部，该PI控制部通过规定的控制增益来进行基于所述磁通密度值与所述磁通密度指令值的差分的比例积分控制，
所述控制装置根据所述开关载波频率以及来自所述输出电路的输出电流中的至少一个来变更所述控制增益。
8.根据权利要求2～7中任一项所述的控制装置，其特征在于，
所述开关电路经由搭载有绝缘变压器的绝缘栅极驱动器与所述控制装置连接，
所述开关载波频率设定部具有频率限制部，该频率限制部将所述开关载波频率限制在规定的最小频率以上，
所述控制装置根据所述绝缘变压器的饱和磁通密度以及来自所述输出电路的输出电流中的电流纹波中的至少一个来决定所述最小频率。
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