JP2006020410A - 並列駆動電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 簡易構成で高精度電流バランス制御が可能な並列駆動電源装置を提供する。
【解決手段】 ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂへの各入力電流をカレントトランス２１の巻線２１Ａ，２１Ｂに流し、これらの電流による各磁界が互いに打ち消し合うようにＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの出力を制御する。具体的には、磁性コア２１ＣのＢＨ曲線の非線形特性から生ずる交番励磁電流ｉｐの正負ピークのアンバランスを検出器２３により検出し、そのアンバランスがなくなるように制御部２４が各ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂを制御する。また、発振器２２に温度補償機能をもたせる。具体的には、温度センサ２５を設け、環境温度による磁性コア２１ＣのＢＨ曲線変化に合わせて交番磁束密度Ｂａの振幅を変化させ、この振幅が常にＢＨ曲線の線形領域幅とほぼ等しくなるように調整する。アンバランス検出不感帯の発生や差分電流検出値のばらつきを抑制できる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、複数の直流電圧源を負荷に並列接続して構成される並列駆動電源装置に関する。

従来より、スイッチング電源（ＤＣ−ＤＣコンバータ等の直流電圧源）を負荷に対して複数並列に接続して構成した並列駆動電源装置が知られている。このような並列駆動手法は、複数の直流電圧源の各々に負荷を分散して、それぞれの寿命を延ばすことを目的とする場合や、電源装置の高出力化を図る場合に有効である。この種の並列駆動電源装置では、安定した運転を担保する上で、電流バランス（負荷分担比）を如何に制御するかが重要な問題である。

一般に、スイッチング電源を並列運転する手法の一つとして、例えば特許文献１に開示されているように、相間リアクトルを用いて出力電流のアンバランス抑制を行う方法がある。ところが、この手法は高周波電流に対しては効果があるものの、直流電流や低周波電流には効果が薄いという問題がある。そこで、電流検出手段であるシャント抵抗やカレントトランス（ＣＴ）によってスイッチ電流を検出して互いの出力電流が一致するように出力電圧を補正することにより電流バランス制御を行う手法が提案されている（特許文献２，特許文献３）。
特開平１１−２９９２５２号公報 特開平１１−１８４１５号公報 特公平６-２６４７３号公報

なお、スイッチング電源においては、カレントトランスによって検出したスイッチ電流に基づいて間接的に出力電流情報を得る手法が一般的であるが、このほか、コアの磁気飽和特性を利用した高精度直流電流センサ等を利用して直接的に出力電流を検出する手法（特許文献４，特許文献５，特許文献６）もある。
特開１９９５−５５８４６号公報 特開２００２−０２２７７４号公報 国際公開ＷＯ００／２２４４７号公報

しかしながら、上記の特許文献２，特許文献３のように、スイッチング電源内に設けられたスイッチ電流検出手段を用いて出力電流バランス制御する場合には、カレントトランスの結合度のばらつきや、シャント抵抗の抵抗値、平滑チョークのインダクタンス値、さらにスイッチング素子等の回路定数のばらつきが問題となる。これらの要素のばらつきが存在すると、各スイッチング電源の電流検出値にばらつきが生じ、制御系がそれを補正するように動作する結果、電流バランス制御の精度が落ち、並列運転制御しているスイッチング電源の負荷分担比に定常偏差（負荷分担比の設計値からのずれ）を発生させてしまう。

また、上記の特許文献４，特許文献５，特許文献６に示された高精度直流電流センサ等を利用して直接的に出力電流を検出して制御を行った場合には、電流バランス制御の精度を確保できる可能性があるものの、この種の直流電流センサは、一般に高価である上、回路構成が複雑になることから、低コスト化の妨げになる。

また、上記の各手法では、各スイッチング電源のスイッチング電流または出力電流を電流検出手段により検出して制御回路上で演算や判定等を行い、出力電圧の電圧指令値あるいはフィードバック値に補正を加えることで電流バランス制御を行うようにしていることから並列台数分（ｎ台）の電流検出手段が必要になる。したがって、この点でも、回路構成が複雑になるという問題があった。

さらに、上記の各手法では、スイッチング電源の使用環境温度に関する配慮がなされていないことから、環境温度が変動すると電流バランス制御の精度が低下する可能性もある。

本発明はかかる問題に鑑みてなされたもので、その目的は、使用環境温度にかかわらず簡単な構成で高精度の電流バランス制御を行うことができる並列駆動電源装置を提供することにある。

本発明の第１の並列駆動電源装置は、各出力端が負荷に共通接続され、それぞれが入力電圧を出力電圧に変換する複数の直流電圧変換器と、複数の直流電圧変換器の入力側に共通に設けられたカレントトランスと、複数の直流電圧変換器およびカレントトランスを制御する制御手段とを備えたものである。カレントトランスは、複数の直流電圧変換器のうち第１群の直流電圧変換器に入力される第１の直流電流が流れる第１の導線と、複数の直流電圧変換器のうち第１群の直流電圧変換器を除く第２群の直流電圧変換器に入力される第２の直流電流が流れる第２の導線と、交番励磁電流が流れる第３の導線と、第１、第２の直流電流および交番励磁電流によってそれぞれ生ずる磁束を収容する磁性コアとを含んでいる。制御手段は、交番電圧を生成して第３の導線に印加することによりこの第３の導線に交番励磁電流を流し磁気コアの内部に正負両側の振幅が等しい交番磁束密度を生じさせる交番電圧印加回路と、交番励磁電流を検出する電流検出回路と、電流検出手段による検出結果に基づき第１および第２の直流電流によってそれぞれ生ずる磁束が互いに打ち消し合うこととなるように第１群および第２群の直流電圧変換器を制御する変換器制御回路とを含んでいる。加えて、この並列駆動電源装置は、環境温度に応じて交番磁束密度の振幅が変化するように構成されている。

ここで、「直流電圧変換器」とは、直流電圧を変換して出力する、いわゆるＤＣ−ＤＣ（直流−直流）コンバータを意味する。「複数の直流電圧変換器」とは、文字通り、２以上の直流電圧変換器を意味する。「第１群の直流電圧変換器」は、１または２以上の直流電圧変換器を意味し、同様に、「第２群の直流電圧変換器」もまた１または２以上の直流電圧変換器を意味する。「第１の直流電流」は、第１群の直流電圧変換器に供給される直流電流の合計値を意味し、「第２の直流電流」は、第２群の直流電圧変換器に供給される直流電流の合計値を意味する。「第１の導線」、「第２の導線」および「第３の導線」は、いずれも、直線状に延びる導線（例えば短冊状の板状導体も含む）であってもよいし、コイル状に形成された巻線であってもよい。「交番電圧」とは、時間軸に沿って電圧値が正負に変化する電圧波形をいう。「交番励磁電流」とは、時間軸に沿って電流値が正負に変化する電流波形をいう。「交番磁束密度」とは、時間軸に沿って磁束密度の値が正負に変化する波形をいう。「環境温度」には、外部からの熱によるもののみならず、並列駆動電源装置自身の発熱によるものも含まれる。

本発明の第１の並列駆動電源装置では、磁気コアの内部に正負両側の振幅が等しい交番磁束密度を生じさせるための交番電圧が交番電圧印加回路によって第３の導線に印加される。第３の導線には、印加された交番電圧に応じて交番励磁電流が流れ、電流検出回路によって検出される。そして、変換器制御回路により、電流検出手段による検出結果に基づき、第１群の直流電圧変換器に入力される第１の直流電流および第２群の直流電圧変換器に入力される第２の直流電流によってそれぞれ生ずる磁束が互いに打ち消し合うこととなるように第１群および第２群の直流電圧変換器に対する制御が行われる。具体的には、交番磁束密度は、正負両側の振幅が等しいことから、第１および第２の直流電流によってそれぞれ生ずる磁界が互いに打ち消し合っている状態（すなわち、第１の磁界と第２の磁界とが重畳された結果としての直流バイアス磁界が０の状態）では、第３の巻線に流れる交番励磁電流の振幅は正負両側で等しくなる。一方、第１および第２の直流電流によってそれぞれ生ずる磁界が互いに打ち消し合っていない状態（すなわち、直流バイアス磁界が０でない状態）では、第３の巻線に流れる交番励磁電流の振幅は正負両側で異なる。したがって、電流検出手段による検出結果に基づき、交番励磁電流の振幅が正負両側で等しくなるように制御を行うことにより、第１群および第２群の直流電圧変換器にそれぞれ入力される直流電流のバランスをとることができる。ここで、第３の導線に印加される交番磁束密度は、その振幅が環境温度に応じて変化するようになっていることから、環境温度の変化に伴って磁気コアの磁気特性（すなわち、磁化曲線）が変化しても、これに追随して交番磁束密度の振幅を適正に変化させることが可能である。

本発明の第１の並列駆動電源装置では、電流検出手段により検出された交番励磁電流の正負両側の振幅が等しくなるように、変換器制御回路によって第１群および第２群の直流電圧変換器を制御することが好ましい。交番磁束密度の振幅は、環境温度の上昇に応じて減少するようになっていることが好ましい。交番磁束密度の振幅を可変にするには、例えば温度センサを設け、この温度センサにより検出された環境温度に基づいて、交番電圧印加回路によって交番電圧の周波数、ピーク電圧値およびデューティー比のうちの少なくとも１つを変化させるように構成することが可能である。ここで、「デューティー比」とは、交番電圧の半周期期間に対する電圧が正（または負）の期間の比である。

本発明の第１の並列駆動電源装置では、磁性コアをトロイダルコアとして構成すると共に第１の直流電流と第２の直流電流とが互いに逆向きにトロイダルコアを貫いて流れるように構成することが可能である。あるいは、磁性コアを、２つのトロイダル部を互いに連結してなる８の字状のコアとして構成すると共に、第１の直流電流と第２の直流電流とが互いに同じ向きに各トロイダル部をそれぞれ貫いて流れるように構成することも可能である。さらに、第１、第２および第３の導線を、それぞれ、磁性コアに巻設された第１、第２および第３の巻線として構成するようにしてもよい。ここで、「巻線」とは、文字通りコイル状に巻き回した導線を意味する。この場合、第１の巻線と第２の巻線との巻数比を、第２群の直流電圧変換器と第１群の直流電圧変換器との負荷分担比に等しく設定するのが好ましい。なお、負荷分担比は、例えば、第１群の直流電圧変換器の定格出力と第２群の直流電圧変換器の定格出力とに基づいて設定することが好ましい。

なお、本発明の第１の並列駆動電源装置の一部を変形して、カレントトランスが、複数の直流電圧変換器のうちの一部の直流電圧変換器に入力される第１の直流電流が流れる第１の導線と、複数の直流電圧変換器の全体に入力される第２の直流電流が流れる第２の導線と、交番励磁電流が流れる第３の導線と、第１、第２の直流電流および交番励磁電流によってそれぞれ生ずる磁束を収容する磁性コアとを含むようにしてもよい。この場合には、変換器制御回路により、電流検出手段による検出結果に基づき、複数の直流電圧変換器のうちの一部の直流電圧変換器に入力される第１の直流電流および複数の直流電圧変換器の全体に入力される第２の直流電流によってそれぞれ生ずる磁束が互いに打ち消し合うこととなるように複数の直流電圧変換器に対する制御が行われる。具体的には、第３の導線を流れる交番励磁電流の振幅が正負両側で等しくなるように制御が行われ、一部の直流電圧変換器に入力される第１の直流電流と複数の直流電圧変換器の全体に入力される第２の直流電流との間でバランスがとられる。その結果、一部の直流電圧変換器に入力される直流電流とそれ以外の直流電圧変換器に入力される直流電流との間でバランスがとられる。ここで、第３の導線に印加される交番磁束密度は、その振幅が環境温度に応じて変化するようになっていることから、環境温度の変化に伴って磁気コアの磁気特性が変化しても、これに追随して交番磁束密度の振幅を適正に変化させることが可能である。

本発明の第２の並列駆動電源装置は、各出力端が負荷に共通接続されそれぞれが入力電圧を出力電圧に変換する複数の直流電圧変換器と、複数の直流電圧変換器の出力側に共通に設けられたカレントトランスと、複数の直流電圧変換器およびカレントトランスを制御する制御手段とを備えたものである。カレントトランスは、複数の直流電圧変換器のうち第１群の直流電圧変換器から出力される第１の直流電流が流れる第１の導線と、複数の直流電圧変換器のうち第１群の直流電圧変換器を除く第２群の直流電圧変換器から出力される第２の直流電流が流れる第２の導線と、交番励磁電流が流れる第３の導線と、第１、第２の直流電流および交番励磁電流によってそれぞれ生ずる磁束を収容する磁性コアとを含んでいる。制御手段は、交番電圧を生成して第３の導線に印加することによりこの第３の導線に交番励磁電流を流し磁気コアの内部に正負両側の振幅が等しい交番磁束密度を生じさせる交番電圧印加回路と、交番励磁電流を検出する電流検出回路と、電流検出手段による検出結果に基づき第１および第２の直流電流によってそれぞれ生ずる磁束が互いに打ち消し合うこととなるように第１群および第２群の直流電圧変換器を制御する変換器制御回路とを含んでいる。加えて、この並列駆動電源装置は、環境温度に応じて交番磁束密度の振幅が変化するように構成されている。

本発明の第２の並列駆動電源装置では、変換器制御回路により、電流検出手段による検出結果に基づき、第１群の直流電圧変換器から出力される第１の直流電流および第２群の直流電圧変換器から出力される第２の直流電流によってそれぞれ生ずる磁束が互いに打ち消し合うこととなるように第１群および第２群の直流電圧変換器に対する制御が行われる。具体的には、第３の導線を流れる交番励磁電流の振幅が正負両側で等しくなるように制御が行われ、第１群および第２群の直流電圧変換器からそれぞれ出力される直流電流のバランスがとられる。ここで、第３の導線に印加される交番磁束密度は、その振幅が環境温度に応じて変化するようになっていることから、環境温度の変化に伴って磁気コアの磁気特性（すなわち、磁化曲線）が変化しても、これに追随して交番磁束密度の振幅を適正に変化させることが可能である。

なお、本発明の第２の並列駆動電源装置の一部を変形して、カレントトランスが、複数の直流電圧変換器のうちの一部の直流電圧変換器から出力される第１の直流電流が流れる第１の導線と、複数の直流電圧変換器の全体から出力される第２の直流電流が流れる第２の導線と、交番励磁電流が流れる第３の導線と、第１、第２の直流電流および交番励磁電流によってそれぞれ生ずる磁束を収容する磁性コアとを含むようにしてもよい。この場合には、変換器制御回路により、電流検出手段による検出結果に基づき、複数の直流電圧変換器のうちの一部の直流電圧変換器から出力される第１の直流電流および複数の直流電圧変換器の全体から出力される第２の直流電流によってそれぞれ生ずる磁束が互いに打ち消し合うこととなるように複数の直流電圧変換器に対する制御が行われる。具体的には、第３の導線を流れる交番励磁電流の振幅が正負両側で等しくなるように制御が行われ、一部の直流電圧変換器から出力される第１の直流電流と複数の直流電圧変換器の全体から出力される第２の直流電流との間でバランスがとられる。その結果、一部の直流電圧変換器から出力される直流電流とそれ以外の直流電圧変換器から出力される直流電流との間でバランスがとられる。ここで、第３の導線に印加される交番磁束密度は、その振幅が環境温度に応じて変化するようになっていることから、環境温度の変化に伴って磁気コアの磁気特性が変化しても、これに追随して交番磁束密度の振幅を適正に変化させることが可能である。

本発明の並列駆動電源装置によれば、交番電圧印加回路によって印加された交番電圧に応じて第３の導線に流れる交番励磁電流を検出し、この検出結果に基づき、第１群の直流電圧変換器に関する入力電流（または出力電流）および第２群の直流電圧変換器に関する入力電流（または出力電流）によってそれぞれ生ずる磁束が互いに打ち消し合うように第１群および第２群の直流電圧変換器に対する制御を行うと共に、第３の導線に印加される交番磁束密度の振幅が環境温度に応じて変化するようにしたので、環境温度の変化に伴って磁気コアの磁気特性（すなわち、磁化曲線）が変化しても、これに追随して交番磁束密度の振幅を適正に変化させることができ、その結果、使用環境温度にかかわらず簡単な構成で高精度の電流バランス制御を行うことが可能である。

以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、単に実施の形態という。）について、図面を参照して詳細に説明する。

［第１の実施の形態］
図１は本発明の第１の実施の形態に係る並列駆動電源装置の構成を表すものである。この装置は、直流電圧源としての２つのＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂと、バランス制御回路２とを備えた入力電流バランス方式の並列駆動電源装置として構成されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ、１Ｂの入力端子はバランス制御回路２を介してバッテリ４に並列に接続され、出力端子は負荷５の入力端子に並列に接続されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂは、いずれも、バッテリ４からの第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して負荷５に供給するためのものであり、例えば図２に示したように構成される。図２に示した回路は、入力端子に接続された入力側平滑コンデンサ１０と、１次側巻線１１Ａおよび２次側巻線１１Ｂ，１１Ｃを有する電力変換トランス１１と、この電力変換トランスの１次側巻線に接続され入力直流電圧（第１の直流電圧）をスイッチングするスイッチング素子１２Ａ〜１２Ｄと、これらのスイッチング素子１２Ａ〜１２Ｄのスイッチング動作を制御するスイッチング制御回路１３と、スイッチング素子１２Ａ〜１２Ｄのスイッチング動作に伴って電力変換トランス１１の２次側巻線１１Ｂ，１１Ｃに現れる電圧を整流する整流素子１４Ａ，１４Ｂと、整流された電圧を平滑化して第２の直流電圧として出力する平滑回路を構成するチョークコイル１５Ａおよび平滑コンデンサ１５Ｂとを含んで構成されている。このような構成のＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂでは、バッテリ４からの第１の直流電圧をスイッチング素子１２Ａ〜１２Ｄによってパルス電圧に変換して電力変換トランス１１の１次側に印加すると共に、電力変換トランス１１の２次側に現れたパルス電圧を、整流素子１４Ａ，１４Ｂ、チョークコイル１５Ａおよび平滑コンデンサ１５Ｂによって整流平滑化して第２の直流電圧を得るようになっている。

バランス制御回路２は、互いに直列に接続された第１および第２の導線２１Ａ，２１Ｂ（以下、巻線２１Ａ，２１Ｂという。）と、これらの巻線２１Ａ，２１Ｂが巻回された磁性コア２１Ｃと、磁性コア２１Ｃに巻回された巻線２１Ｄとを有するカレントトランス（ＣＴ）２１と、巻線２１Ｄの両端間に直列に接続された発振器（ＯＳＣ）２２および検出器（ＤＥＴ）２３と、入力端が検出器２３に接続され出力端がＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂのスイッチング制御回路１３（図２）に接続された制御部２４と、カレントトランス２１の近傍に設けられた温度センサ２５とを備えている。

磁性コア２１Ｃは、例えば図３に示したように、トロイダル形状をなしている。この例では、巻線２１Ａ，２１Ｂは、磁性コア２１Ｃの中空部を貫通する直線状導体として形成されている。したがって、この場合の巻線２１Ａ，２１Ｂの実質的な巻数Ｎｓ１，Ｎｓ２はともに１回であると言える。但し、後述するように（図１５参照）、巻数Ｎｓ１，Ｎｓ２は２以上でもよいし、また、互いに異なる数であってもよい。

巻線２１Ａ，２１Ｂの各一端（相互接続端）はバッテリ４のプラス端子に共通接続され、各他端はそれぞれ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂのプラス側入力端子に接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂのマイナス側入力端子はバッテリ４のマイナス端子に共通接続されている。

バッテリ４からの直流電流Ｉ（＝Ｉ１＋Ｉ２）は２つに分流されて分流電流Ｉ１，Ｉ２となり、これらの各分流電流が巻線２１Ａ，２１Ｂをそれぞれ流れてＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂに供給されるものとする。このとき、巻線２１Ａを流れる直流電流Ｉ１と巻線２１Ｂを流れる直流電流Ｉ２とは、互いに反平行になっており、この結果、直流電流Ｉ１，Ｉ２によって、互いに逆向きの方向（言い換えると、互いに打ち消し合う向き）に磁束Ｆ１，Ｆ２がそれぞれ生じ、磁性コア２１Ｃに収容されるようになっている。なお、磁束Ｆ１（Ｆ２）の密度は、巻線２１Ａ（２１Ｂ）の巻数Ｎｓ１（Ｎｓ２）と直流電流Ｉ１（Ｉ２）との積Ｎｓ１×Ｉ１（Ｎｓ２×Ｉ２）に比例する。

巻線２１Ｄには、発振器２２から交番電圧Ｖａ（後述）が印加されるようになっており、これに応じて交番励磁電流ｉｐが流れるようになっている。巻線２１Ｄの巻数Ｎｐや交番励磁電流ｉｐは、直流電流Ｉ１，Ｉ２によって生ずる磁束Ｆ１，Ｆ２の密度（∝Ｎｓ１×Ｉ１，Ｎｓ２×Ｉ２）に応じて適切な値に設定される。

なお、以下の説明では、このような構成のカレントトランス２１を、適宜、図４のように略記するものとする。ここでは、巻線２１Ｄを流れる交番励磁電流ｉｐを省略している。

温度センサ２５は、この並列駆動電源装置の環境温度を検出するためのもので、例えばサーミスタ等を用いて構成可能である。

図５は、カレントトランス２１、発振器２２、検出器２３および制御部２４の回路構成の一例を表すものである。

発振器２２は、４つのスイッチング素子２２１〜２２４と、スイッチング制御部２２５とを含んで構成される。スイッチング素子２２１，２２２の各一端は直流電源Ｖccに共通接続され、スイッチング素子２２１，２２２の各他端は、それぞれ、スイッチング素子２２３，２２４の各一端に接続されている。スイッチング素子２２１，２２３の相互接続点は、カレントトランス２１の巻線２１Ｄの一端に接続され、スイッチング素子２２２，２２４の相互接続点は、巻線２１Ｄの他端に接続されている。これらのスイッチング素子２２１〜２２４は、スイッチング制御部２２５からの制御信号によりオンオフ動作するようになっている。具体的には、スイッチング素子２２１，２２４がともにオンでスイッチング素子２２２，２２３がともにオフとなる第１の状態、または、スイッチング素子２２１，２２４がともにオフでスイッチング素子２２２，２２３がともにオンとなる第２の状態のいずれかをとるようになっている。第１の状態では、直流電源Ｖccからスイッチング素子２２１、巻線２１Ｄ、スイッチング素子２２４という順で交番励磁電流ｉｐが流れる。一方、第２の状態では、直流電源Ｖccからスイッチング素子２２２、巻線２１Ｄ、スイッチング素子２２３という順で交番励磁電流ｉｐが流れる。すなわち、スイッチング素子２２１〜２２４のオンオフ動作によって、巻線２１Ｄに交番電圧Ｖａ（図６（Ａ）参照）が印加され、この結果、第１の状態と第２の状態とでは巻線２１Ｄに互いに逆向きの電流が流れ、カレントトランス２１に、図６（Ｂ）に示したような正負両側の振幅が等しい磁束密度変化（交番磁束密度Ｂａ）を生じさせるようになっている。なお、図５は、第１の状態を示している。

検出器２３は、２つの抵抗器２３１，２３２を含んでいる。抵抗器２３１，２３２の各一端はスイッチング素子２２３，２２４の各他端に接続される一方、各他端はともに接地されている。第１の状態では抵抗器２３２に交番励磁電流ｉｐが流れ、第２の状態では抵抗器２３１に交番励磁電流ｉｐが流れる。この結果、抵抗器２３１，２３２の各一端（電源端、すなわち、接地端と反対側）には、それぞれ、交番励磁電流ｉｐに応じた電圧が現れるようになっている。

制御部２４は、ピークホールド部２４１，２４２と、コンパレータ２４３，２４４とを含んでいる。ピークホールド部２４１，２４２の各一端（入力端）は、検出器２３の２つの抵抗器２３１，２３２における各電源端（接地端と反対側）にそれぞれ接続されている。ピークホールド部２４１の他端（出力端）は、コンパレータ２４３のマイナス側入力端とコンパレータ２４４のプラス側入力端とに接続されている。一方、ピークホールド部２４２の他端（出力端）は、コンパレータ２４３のプラス側入力端とコンパレータ２４４のマイナス側入力端とに接続されている。ピークホールド部２４１，２４２は、それぞれ、抵抗器２３１，２３２の各電源端に現れたピーク電圧値Ｖ１，Ｖ２を一旦保持した上でコンパレータ２４３，２４４に供給するようになっている。コンパレータ２４３は、ピークホールド部２４１，２４２が保持するピーク電圧Ｖ１，Ｖ２の差分ΔＶＡ（＝Ｖ１−Ｖ２）に応じた制御電圧ＶＡを出力し、コンパレータ２４４は、ピークホールド部２４２，２４１が保持するピーク電圧Ｖ２，Ｖ１の差分ΔＶＢ（＝Ｖ２−Ｖ１）に応じた制御電圧ＶＢを出力するようになっている。これらの制御電圧ＶＡ，ＶＢは、それぞれ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの各スイッチング制御回路１３（図２）に入力される。スイッチング制御回路１３は、制御電圧ＶＡ，ＶＢに応じて、各ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの出力電圧指令値あるいは出力電圧フィードバック値を補正し，両者が所望の電流バランス（ここでは、１：１）となるように出力電圧を調整するようになっている。結局、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂは、それぞれ、カレントトランス２１の巻線２１Ｄを流れる交番励磁電流ｉｐの正側ピーク値と負側ピーク値との差分に応じて制御されるようになっている。

次に、図６〜図１４を参照して、以上のような構成の並列駆動電源装置の動作を説明する。ここで、図６は、発振器２２から出力される交番電圧Ｖａと、カレントトランス２１の磁性コア２１Ｃに現れる交番磁束密度Ｂａとの関係の一例を表し、図７は、交番電圧Ｖａと交番磁束密度Ｂａとの関係の他の例を表すものである。図８は、カレントトランス２１の磁気飽和特性およびこれを利用した電流アンバランス検出原理を表すものであり、より具体的には、カレントトランス２１の磁性コア２１Ｃにおける磁界Ｈと磁束密度Ｂとの関係を表す磁化曲線（ＢＨ曲線）およびヒステリシス曲線、ならびに、発振器２２からの交番電圧Ｖａによって磁性コア２１Ｃに現れる交番磁束密度Ｂａ（Ｂa1，Ｂa2）と交番励磁電流ｉｐ（ＨAC1 ,ＨAC２）との関係を示すものである。図９は、カレントトランス２１における飽和磁束密度Ｂｓの温度依存性を示す図である。図１０は、環境温度の変化に応じて交番磁束密度Ｂａの振幅を変化させることをしない場合の一例（比較例）を示す図である。図１１は、環境温度の変化に応じて交番磁束密度Ｂａの振幅を変化させる場合に用いられるいくつかの手法を示す図である。図１２は、環境温度の変化に応じて交番磁束密度Ｂａの振幅を変化させる様子を示す図である。図１３および図１４は、交番磁束密度Ｂａの振幅を変化させるための手法を具体的に示す図である。

本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの負荷分担比が１：１である場合について説明する。この場合、巻線２１Ａ，２１Ｂの巻数Ｎｓ１，Ｎｓ２の比は１：１である。

図１において、バッテリ４から出力された直流電流は、２系統に分流する。各分流電流Ｉ１，Ｉ２は、バランス制御回路２におけるカレントトランス２１の巻線２１Ａ，２１Ｂをそれぞれ経由して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの各入力端に供給される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂは、それぞれ、バッテリ４からの直流入力電圧を電圧変換し、得られた各直流出力電圧を負荷５に共通に印加する。

バランス制御回路２のカレントトランス２１では、巻線２１Ａ，２１Ｂをそれぞれ流れる分流電流Ｉ１，Ｉ２によって互いに逆向きの磁束Ｆ１，Ｆ２（図３）が生じる。このとき、分流電流Ｉ１，Ｉ２が互いに等しい大きさであれば、磁束Ｆ１，Ｆ２が互いに完全に打ち消し合うので、磁性コア２１Ｃ内における直流バイアス磁界ＨDC1は０となる（図８（Ａ）参照）。

一方、バランス制御回路２の発振器２２は、スイッチング素子２２１〜２２４をオンオフ動作させることにより、例えば図６（Ａ）に示したような波形の交番電圧Ｖａを生成し、カレントトランス２１の巻線２１Ｄに印加する。これにより、磁性コア２１Ｃには、図６（Ｂ）に示したような波形の磁束密度変化（交番磁束密度Ｂａ）が生ずる。なお、この交番磁束密度Ｂａの振幅は、後述するように、交番電圧Ｖａの周波数、ピーク電圧値、デューティー比等によって変化させることができる。例えば、図７（Ａ）に示したように、交番電圧Ｖａの周波数を変化させることにより、交番磁束密度Ｂａの振幅をＢ１（図６（Ｂ））からＢ２（図７（Ｂ））へと小さくすることが可能である。

ここで、仮に、巻線２１Ａ，２１Ｂをそれぞれ流れる分流電流Ｉ１，Ｉ２が同じ大きさであったとすると、上記したように、磁性コア２１Ｃ内の直流バイアス磁界はＨDC1 （＝０）となる。このため、図８（Ａ）に示したように、交番電圧Ｖａに基づく交番磁束密度Ｂa1は、Ｂ＝０を中心としたものとなり、このときのヒステリシス曲線は符号Ｃｂで示したもののようになる。この場合、ヒステリシス曲線Ｃｂは原点を中心として回転対称であるため、交番磁束密度Ｂa1に基づく磁界ＨAC1 の波形は、直流バイアス磁界ＨDC1 (＝０)を中心として正負方向に同じ振幅（正側ピーク幅ΔＨP1＝負側ピーク幅ΔＨN1）をもつものとなる。したがって、検出器２３によって検出される交番励磁電流ｉｐの正側ピーク値と負側ピーク値（すなわち、図５のピーク電圧値Ｖ１，Ｖ２）とは互いに等しくなり、制御部２４のコンパレータ２４３，２４４から出力される制御電圧ＶＡ，ＶＢはともに０となる。すなわち、巻線２１Ａ，２１Ｂをそれぞれ経由してＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂに流れ込む分流電流Ｉ１，Ｉ２は同じ大きさを保ち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの負荷分担比は１：１を維持する。

一方、巻線２１Ａ，２１Ｂをそれぞれ流れる分流電流Ｉ１，Ｉ２にアンバランスが生じると、分流電流Ｉ１，Ｉ２によって生ずる磁束Ｆ１，Ｆ２が完全には打ち消し合わず、磁性コア２１Ｃ内に直流バイアス磁界が存在することになる。例えば、直流バイアス磁界がプラス側にシフトしてＨDC2 （＞０）になったとする。この場合には、図８（Ｂ）に示したように、交番電圧Ｖａに基づく交番磁束密度Ｂa2は、上記の図８（Ａ）に示した交番磁束密度Ｂa1よりも正の飽和領域に近づいた位置を中心としたものとなり、このときのヒステリシス曲線は符号Ｃｕで示したもののようになる。この場合、ＢＨ曲線が線形からやや外れてきているため、交番磁束密度Ｂa2に基づく磁界ＨAC2 の波形は、直流バイアス磁界ＨDC2 を中心として、正負方向に多少異なる振幅（正側ピーク幅ΔＨP2＞負側ピーク幅ΔＨN2）をもつものとなる。このため、検出器２３によって検出される交番励磁電流ｉｐの正側ピーク値と負側ピーク値（すなわち、図５のピーク電圧値Ｖ１，Ｖ２）とは異なる値となり、制御部２４のコンパレータ２４３，２４４から出力される制御電圧ＶＡ，ＶＢは、一方が正の値で他方が負の値となる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂのスイッチング制御回路１３は、制御電圧ＶＡ，ＶＢの符号および大きさに応じて、巻線２１Ａ，２１Ｂをそれぞれ経由してＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂに流れ込む分流電流Ｉ１，Ｉ２が同じ大きさとなるように(すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの負荷分担比が１：１に近づくように)、スイッチング制御を行う。具体的には、スイッチングのデューティー比を変化させたりすることで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの出力電圧指令値あるいは出力電圧フィードバック値を補正する。こうして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの負荷分担比が１：１を維持するように制御が行われる。

一方、巻線２１Ａ，２１Ｂをそれぞれ流れる分流電流Ｉ１，Ｉ２のアンバランスが逆極性になり、磁性コア２１Ｃ内の直流バイアス磁界がマイナス側にシフトすると、図示は省略するが、交番電圧Ｖａに基づく交番磁束密度Ｂａは、負の飽和領域に近づいた位置を中心としたものとなり、交番電圧Ｖａに基づく磁界の波形は、負の直流バイアス磁界を中心として、正負方向に大きく異なる振幅（正側ピーク幅＜負側ピーク幅）をもつものとなる。このため、検出器２３によって検出される交番励磁電流ｉｐの正側ピーク値と負側ピーク値（すなわち、図５のピーク電圧値Ｖ１，Ｖ２）とは互いに異なる値となり、制御部２４のコンパレータ２４３，２４４から出力される制御電圧ＶＡ，ＶＢは、一方が負の値で他方が正の値となる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂのスイッチング制御回路１３は、制御電圧ＶＡ，ＶＢの符号および大きさに応じて、巻線２１Ａ，２１Ｂをそれぞれ経由してＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂに流れ込む分流電流Ｉ１，Ｉ２が同じ大きさとなるようにスイッチング制御を行う。こうして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの負荷分担比が１：１を維持するように制御が行われる。

次に、発振器２２からの交番電圧Ｖａによる交番磁束密度Ｂａの振幅ΔＢについて考察する。

図８（Ａ）に示したように、発振器２２からの交番電圧Ｖａの振幅は、それによる交番磁束密度Ｂａの振幅ΔＢが磁性コア２１ＣのＢＨ曲線のうちの線形領域の幅と等しくなるように設定することが好ましい。これは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂへの各入力電流（分流電流Ｉ１，Ｉ２）のアンバランス検出原理が、カレントトランス２１における磁性コア２１Ｃの磁界の強さＨと磁束密度Ｂの関係における非線形性を利用したものだからである。以下、この点について詳述する。

制御回路の占有面積や素子定格を考慮すれば、カレントトランス２１の巻線２１Ｄに流す交番励磁電流ｉｐをできるだけ小さくすること、すなわち、発振器２２からの交番電圧Ｖａの振幅を小さくして交番磁束密度Ｂａの振幅ΔＢを小さくすることが好ましい。ところが、このようにすると、磁性コア２１ＣのＢＨ曲線において、分流電流Ｉ１，Ｉ２によって生ずる直流バイアス磁界が小さい領域では、交番励磁電流ｉｐによって生ずる磁界のヒステリシス曲線全体がＢＨ曲線の線形領域内に留まる可能性がある。このため、分流電流Ｉ１，Ｉ２の電流バランスが崩れているにもかかわらず、交番励磁電流ｉｐの波形ピーク値が正側と負側で等しくなる。したがって、交番励磁電流ｉｐの正側ピーク値と負側ピーク値との差分に着目した検出原理を利用する方法では、分流電流Ｉ１，Ｉ２の差を検出することができず、電流バランス検出における不感帯が生じる。このことは、並列運転システムにおける電流バランス制御に定常偏差を生じさせる要因となる。また、例えば負荷急変などによって電流バランスが崩れた場合に、そのアンバランスを検出するまでに遅延が生じるため、電流バランス制御の負荷応答性が悪化する。

そこで、本実施の形態では、図８（Ａ）に示したように、発振器２２からの交番電圧Ｖａによる交番磁束密度Ｂａの振幅ΔＢが磁性コア２１ＣのＢＨ曲線のうちの線形領域の幅とほぼ等しくなるように設定する。この場合には、図８（Ｂ）に示したように、分流電流Ｉ１，Ｉ２により生ずる直流バイアス磁界ＨDC2 が小さい場合でも、ヒステリシス曲線Ｃｕは直ちにＢＨ曲線のうちの非線形領域へ踏み込むため、交番励磁電流ｉｐの波形が正側と負側で変化してその正側ピーク値と負側ピーク値との間に差分が生じ、分流電流Ｉ１，Ｉ２の間で電流バランスが崩れたことを直ちに検出することができる。したがって、電流バランス制御の感度が向上して定常偏差を低減することができると共に、負荷応答特性も改善することができる。

次に、カレントトランス２１の温度依存特性について考察する。

一般に、磁性コアの磁気飽和特性を利用したカレントトランスにおいては、環境温度によって透磁率μや飽和磁束密度Ｂｓ等のコアパラメータが変動するため、磁化曲線が変化してしまう。具体的には、例えば図９（Ａ）に示したように、磁性コア２１Ｃの飽和磁束密度Ｂｓは、環境温度Ｔの上昇と共に小さくなる傾向をもつ。このため、コアの磁化曲線は、図９（Ｂ）に示したように、通常温度時の曲線ＣＯから高温時の曲線ＣＨ、あるいは低温時の曲線ＣＬへと変化する。なお、図９（Ａ）において、横軸は環境温度、縦軸は飽和磁束密度を示す。図９（Ｂ）において、横軸は磁界の強さ、縦軸は磁束密度を示す。

このように、磁性コア２１Ｃの透磁率μおよび飽和磁束密度Ｂｓが温度依存性を有することから、交番励磁電流ｉｐの変化に着目して分流電流Ｉ１，Ｉ２のバランス検出を行うことを原理とするカレントトランス２１では、環境温度によっては、バランス検出ができない不感帯が発生したり、検出器２３による電流検出値にばらつきが発生することが考えられる。例えば図１０に示した比較例のように、環境温度が常温状態（Ｂ）から低温状態（Ａ）または高温状態（Ｃ）に移行すると、飽和磁束密度Ｂｓ等の増減に伴ってＢＨ曲線が変化する。したがって、仮に交番磁束密度Ｂａが環境温度によらず一定であったとすると、ヒステリシス曲線は温度によって大きく変化し、その結果、磁界の振幅ΔＨが常温時のΔＨP2（＝ΔＨN2）から低温状態の磁界ΔＨP1（＝ΔＨN1）または高温状態の磁界ΔＨP3（＝ΔＨN3）へと変化することになる。なお、図１０（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）はいずれも直流バイアス磁界がゼロの状態を示している。

より具体的には、例えば、図１０（Ｂ）に示した常温状態のときに交番磁束密度Ｂａの振幅がＢＨ曲線のうちの線形領域幅と等しくなるように設定したとすると、低温状態では、図１０（Ａ）に示したように、交番磁束密度Ｂａの振幅がＢＨ曲線のうちの線形領域幅よりも小さく、ヒステリシス曲線がＢＨ曲線のうちの線形領域に完全に入る。このため、分流電流Ｉ１，Ｉ２のアンバランス量がわずかなときには、ヒステリシス曲線はＢＨ曲線の線形領域内で移動するに停まるため、ΔＨP1＝ΔＨN1の関係が崩れず、交番励磁電流ｉｐの正側ピーク値と負側ピーク値との間に差分が生じない。したがって、検出器２３によるアンバランス検出ができないことになる。

一方、高温状態では、図１０（Ｃ）に示したように、交番磁束密度Ｂａの振幅がＢＨ曲線のうちの線形領域幅よりも大きく、ヒステリシス曲線がＢＨ曲線のうちの非線形領域（飽和領域）にまで及ぶことになる。このため、例えば直流バイアス磁界が正の方向にわずかにずれただけでも、磁界ΔＨP3≫ΔＨN3となり、検出器２３によって検出される差分電流が極めて大きくなる。このため、発振器２２や検出器２３を構成する回路素子を保護するためのリミッタ機構を設ける等の措置も必要になる。

これに対して、本実施の形態では、コア励磁回路を構成する発振器２２に温度補償機能を設けるようにしている。具体的には、磁性コア２１Ｃの近傍に温度センサ２５を設けると共に、この温度センサ２５からの検出温度に応じて、磁性コア２１Ｃのヒステリシス曲線を調整する。すなわち、発振器２２のスイッチング制御部２２５（図５）は、図１１（Ａ）に示したように、環境温度Ｔの上昇に応じてスイッチング素子２２１〜２２４に対するスイッチング周波数を増加させるように制御する。例えば、図６（Ａ）および図７（Ａ）に示したように、交番電圧Ｖａ（＝Ｖａ１）を変化させずに発振周波数（スイッチング周波数）のみを１／Ｔ１から１／Ｔ２へと増加させると、交番磁束密度Ｂａのピーク電圧は、Ｂ１（図６（Ｂ））からＢ２（図７（Ｂ））へと減少する。これにより、図１２に示したように、交番磁束密度Ｂａの振幅ΔＢを飽和磁束密度Ｂｓに追従して変化させ、その結果、環境温度にかかわらず、ヒステリシス曲線が磁性コア２１ＣのＢＨ曲線の線形領域を常にフルスイングするようにすることができる。なお、図１２（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）はそれぞれ、低温状態、常温状態および高温状態における磁性コア２１ＣのＢＨ曲線、ヒステリシス曲線および交番磁束密度Ｂａの様子を示しており、上記の比較例における図１０（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）にそれぞれ対応する。

このように、環境温度による磁性コア２１ＣのＢＨ曲線変化に合わせて交番磁束密度Ｂａの振幅ΔＢを変化させ、この振幅ΔＢが常にＢＨ曲線の線形領域幅とほぼ等しくなるように調整することにより、検出器２３における不感帯の発生や差分電流検出値のばらつきを抑制することができる。すなわち、例えば図１２（Ａ）に示したように、低温状態においても交番磁束密度Ｂａの振幅ΔＢがＢＨ曲線の線形領域に完全に呑み込まれてしまうことがないため、アンバランス検出の不感帯が生ずることがない。また、図１２（Ｃ）に示したように、高温状態においても、交番磁束密度Ｂａの振幅ΔＢがＢＨ曲線の飽和領域にまで差し掛かることがないので、アンバランス時に検出器２３によって検出される差分電流が極端に大きくなることを回避することができる。

なお、交番磁束密度Ｂａの振幅ΔＢは、上記のように交番電圧Ｖａの周波数を変えることのほか、交番電圧Ｖａの振幅（ピーク電圧値）やデューティー比を変化させることによっても調整することが可能である。交番電圧Ｖａの振幅による方法は、温度センサ２５からの検出信号に応じて直流電源Ｖccからの供給電圧を変化させる電圧可変回路（図示せず）を設け、図１１（Ｂ）および図１３に示したように、環境温度Ｔに応じて交番電圧Ｖａのピーク電圧値ＶａをＶａ１（図６（Ａ））からＶａ２(図１３)に変更することで実現できる。一方、デューティー比による方法は、図１１（Ｃ）および図１４に示したように、温度センサ２５により検出される環境温度Ｔに応じてスイッチング制御部２５５（図５）によるスイッチングのタイミングを変化させ、交番電圧Ｖａのデューティー比を、図６（Ａ）の状態（この図では、（Ｔ１／２）／（Ｔ１／２）＝１）からＴ１／（Ｔ１＋Ｔ０）に変化させることで実現可能である。

このように、本実施の形態の並列駆動電源装置では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂへの入力電流（分流電流Ｉ１，Ｉ２）をカレントトランス２１の巻線２１Ａ，２１Ｂに流し、これらの分流電流Ｉ１，Ｉ２によって生ずる磁界が互いに打ち消し合う向きとなるようにすると共に、これらの磁界が互いに打ち消し合う大きさとなるようにＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの出力を制御している。より具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂへの各入力電流を流す巻線２１Ａ，２１Ｂをカレントトランス２１の磁性コア２１Ｃに互いに逆極性で巻設すると共に、発振器２２からの交番励磁電流ｉｐを流す巻線２１Ｄを磁性コア２１Ｃに巻設し、その交番励磁電流ｉｐの正負差分に応じて各ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの出力電圧指令値あるいは出力電圧フィードバック値を補正することにより、所望の電流バランスとなるよう出力電圧を調整するようにしている。このため、１対のＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂについて１つのカレントトランス２１を設けるだけでよい。すなわち、従来、各ＤＣ−ＤＣコンバータの数と同数必要であった電流検出手段の数を減らすことができ、回路構成が簡易になる。

また、本実施の形態によれば、各ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電流の絶対値を検出するのではなく、カレントトランス２１の磁性コア２１ＣがもつＢＨ曲線の非線形特性を利用して、２つの入力電流のアンバランスのみを検出するようにしているため、極めて簡単な制御回路構成となり、低コスト化に貢献できる。さらに、入力電流のアンバランスを直接的に検出するようにしているため、ＤＣ−ＤＣコンバータの主構成部品（トランス，平滑チョーク，スイッチング素子，カレントトランス等）の定数ばらつきによる影響を受けにくい。したがって、回路構成を問わずに出力電圧制御形の電力変換器であれば、如何なる方式であっても本実施の形態の電流バランス制御を適用することが可能である。

また、本実施の形態によれば、図３に示したように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂに入力される分流電流Ｉ１，Ｉ２が流れる巻線２１Ａ，２１Ｂを、磁性コア２１Ｃの中空部を貫通する直線状導体として形成するようにしたので、例えば、直線状導体として短冊状の金属板を使用することも可能であり、磁性コア２１Ｃにコイルを巻回する場合に比べて、構造が極めて簡易になる。

また、本実施の形態によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂへの入力側において電流バランス制御を行うようにしたので、特に、出力電流に比べて入力電流の方が小さい降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂについて、より好適に適用することができる。バランス制御対象である電流が小さい方が、バランス制御回路２を構成する各素子（カレントトランス２１や発振器２２等）の構成、サイズ、定格等が小さくて済み、小型化・小電力化が可能だからである。

さらに、本実施の形態によれば、コア励磁回路を構成する発振器２２に温度補償機能を具備させ、環境温度による磁性コア２１ＣのＢＨ曲線変化に合わせて交番磁束密度Ｂａの振幅ΔＢを変化させ、この振幅ΔＢが常にＢＨ曲線の線形領域幅とほぼ等しくなるように調整することとしたので、以上の利点に加えて、検出器２３における不感帯の発生や差分電流検出値のばらつきを抑制することができ、電流バランス制御の信頼性向上を図ることができる。

〈変形例１−１〉
上記した実施の形態（図３）では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂに入力される分流電流Ｉ１，Ｉ２が流れる巻線２１Ａ，２１Ｂを、磁性コア２１Ｃの中空部を貫通する直線状導体として形成するようにしたが、例えば図１５に示したように、これらの巻線２１Ａ，２１Ｂを文字通りのコイル形状とし、これら磁性コア２１Ｃに巻回するようにしてもよい。なお、図１５において、図３に示した各構成要素に対応する要素には同一の符号を付し、適宜その説明を省略する。

この場合には、巻線２１Ａ，２１Ｂの巻数を多くすることにより、磁性コア２１Ｃにより多くの磁束を生じさせることができることから、分流電流Ｉ１，Ｉ２のアンパランス検出をより感度よく行うことができる。また、巻線２１Ａ，２１Ｂの巻数Ｎｓ１，Ｎｓ２を互いに異ならせることにより、分流電流Ｉ１，Ｉ２が互いに異なる値となるように制御することも可能である。この場合には、巻線２１Ａ，２１Ｂの巻数Ｎｓ１，Ｎｓ２および分流電流Ｉ１，Ｉ２を次の（１）式のように設定すればよい。
Ｎｓ１：Ｎｓ２＝Ｉ２：Ｉ１ …（１）

例えば、バッテリ４からの直流電流Ｉ（＝Ｉ１＋Ｉ２）が１５０アンペアである場合において、Ｉ１＝１００アンペア、Ｉ２＝５０アンベアに設定するには、Ｎｓ１：Ｎｓ２＝１：２に設定すればよい。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの各定格出力に応じたバランス運転も容易に実現することができる。

なお、アンバランス検出対象電流（分流電流Ｉ１，Ｉ２）が十分が大きいのであれば、必ずしも巻線２１Ａ，２１Ｂを磁性コア２１Ｃに巻回する必要はなく、例えば短冊状の金属板を２枚平行に磁性コア２１Ｃに貫通させた構成とするだけでも十分な検出感度を得ることが可能である。これは、構造が簡易となる点で有益である。

〈変形例１−２〉
また、上記した実施の形態（図３）および変形例１（図１５）では、バッテリ４からの直流電流Ｉを分流電流Ｉ１，Ｉ２に分けたあとに、これらの各電流をそれぞれ巻線２１Ａ，２１Ｂに流すようにしているが、本発明はこれには限定されず、例えば図１６および図１７に示したようにしてもよい。なお、図１６は、実体構造を示し、図１７は等価回路を示している。これらの図に示した例は、直流電流Ｉを分ける前にこれをそのまま巻線２１Ａに流し、かつ、一方の分流電流Ｉ１をＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａに直接入力すると共に、他方の分流電流Ｉ２を巻線２１Ｂ経由でＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｂに供給するようにしたものである。この場合には、巻線２１Ａ，２１Ｂの巻数Ｎｓ１，Ｎｓ２および分流電流Ｉ１，Ｉ２を次の（１）式のように設定すればよい。
Ｎｓ１：Ｎｓ２＝Ｉ２：（Ｉ１＋Ｉ２） …（２）

例えば、バッテリ４からの直流電流Ｉ（＝Ｉ１＋Ｉ２）が１５０アンペアである場合において、Ｉ１＝１００アンペア、Ｉ２＝５０アンベアに設定するには、Ｎｓ１：Ｎｓ２＝１：３に設定すればよい。

〈変形例１−３〉
上記した実施の形態（図３）、変形例１（図１５）および変形例２（図１６）では、磁性コア２１Ｃの形状を単なるトロイダル形状としたが、本発明はこれには限定されず、例えば図１８に示したように、磁性コアを、２つのトロイダル部を連結してなる８の字状（「Ｅ＋Ｉ」型または「Ｅ＋Ｅ」型）に形成してカレントトランス１２１を構成することも可能である。この場合には、磁性コア１２１Ｃにおける２つのトロイダル部で囲まれた２つの中空部Ｋ１，Ｋ２を直線状の巻線２１Ａ，２１Ｂがそれぞれ貫くようにし、かつ、分流電流Ｉ１，Ｉ２が同じ方向に流れるようにする。さらに、磁性コア１２１Ｃの中央の連結部Ｋ３を巻線２１Ｄが巻回するように構成する。この場合には、連結部Ｋ３において、分流電流Ｉ１，Ｉ２により生ずる磁束Ｆ１，Ｆ２が互いに打ち消し合う向きになるため、これらの磁束が合成（重畳）され、この位置に直流バイアス磁界ＨDCが現れる。したがって、この柱状部Ｋ３に巻設した巻線２１Ｄに交番励磁電流ｉｐを流すことで、上記実施の形態（図８）で説明した原理に基づいて、磁束Ｆ１，Ｆ２が互いに打ち消し合うように制御することにより、分流電流Ｉ１，Ｉ２のバランス制御を行うことができる。

本変形例によれば、特に分流電流が大電流である場合に、逆極性で巻回する場合（図３）と比べて巻線の配線長が短くなり、構造が簡単となる。よって、巻線を配設しやすいという長所がある。

〈変形例１−４〉
以上示した例では、２台のＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂを並列運転する場合について説明したが、本発明はこれには限定されず、任意の台数のＤＣ−ＤＣコンバータについて電流バランス制御を行うことが可能である。図１９は、例えば７台のＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ〜１Ｇについて電流バランス制御を行う場合を示している。この例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ〜１Ｇを、第１のグループ（ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ〜１Ｄ）と第２のグループ（ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｅ〜１Ｇ）とに分け、この２つのグループに対して、１つのカレントトランス２１−１を配設する。このとき、カレントトランス２１−１における巻線２１Ａ，２１Ｂの巻数比を例えば９：１に設定することにより、第１のグループへの入力電流と第２のグループへの入力電流との比を１：９（＝１００アンペア：９００アンペア）に制御することができる。なお、図１９では、バランス制御回路２０（図１）のうちのカレントトランスの部分のみを示しており、他の部分（発振器２２、検出器２３および制御部２４）は省略している。

さらに、第１のグループのうち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの組に対して１つのカレントトランス２１−２を配設し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｂ，１Ｃの組に対して１つのカレントトランス２１−３を配設し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｃ，１Ｄの組に対して１つのカレントトランス２１−４を配設する。このとき、カレントトランス２１−２における巻線２１Ａ，２１Ｂの巻数比を例えば１：２に設定すれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂへの入力電流の比を２：１（＝２００アンペア：１００アンペア）に制御することができる。また、カレントトランス２１−３における巻線２１Ａ，２１Ｂの比を例えば２：３に設定すれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｂ，１Ｃの入力電流比を３：２（＝３００アンペア：２００アンペア）に制御することができる。また、カレントトランス２１−４における巻線２１Ａ，２１Ｂの巻数比を例えば１：１に設定すれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｃ，１Ｄへの入力電流の比を１：１（＝３００アンペア：３００アンペア）に制御することができる。

一方、第２のグループについては、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｅ，１Ｆの組に対して１つのカレントトランス２１−５を配設すると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｅ，１ＦとＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｇの組に対して１つのカレントトランス２１−６を配設する。このとき、カレントトランス２１−５における巻線２１Ａ，２１Ｂの巻数比を例えば２：３に設定すれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｅ，１Ｆへの入力電流の比を３：２（＝３０アンペア：２０アンペア）に制御することができる。また、カレントトランス２１−６における巻線２１Ａ，２１Ｂの巻数比を例えば１：１に設定すれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｅ，１Ｆへの合計入力電流とＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｇへの入力電流との比を１：１（＝５０アンペア：５０アンペア）に制御することができる。

このように、カレントトランス２１の巻線２１Ａ，２１Ｂの巻数比を適切に選定することにより、任意の台数ｎのＤＣ−ＤＣコンバータの並列運転を任意の負荷分担比で実現することができる。しかも、ＤＣ−ＤＣコンバータの台数ｎに対して、ｎ−１個のカレントトランス２１を設けるだけでよいので、電流検出手段を削減することができる。

［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。

上記第１の実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂへの入力電流についての電流バランス検出を行ういわゆる入力電流バランス型の並列駆動電源装置について説明したが、本発明はこれに限定されず、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂからの出力電流についての電流バランス検出を行ういわゆる出力電流バランス型の並列駆動電源装置として構成することも可能である。

図２０は、そのような出力電流バランス型の並列駆動電源装置の一構成例を表すものである。なお、この図で、図１に示した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

本実施の形態の並列駆動電源装置は、図１におけるバランス制御回路２に代えて、バランス制御回路２０を備えている。このバランス制御回路２０は、互いに直列に接続された巻線２０１Ａ，２０１Ｂと、これらの巻線２０１Ａ，２０１Ｂが巻回された磁性コア２０１Ｃと、磁性コア２０１Ｃに巻回された巻線２０１Ｄとを有するカレントトランス２０１と、巻線２０１Ｄの両端間に直列に接続された発振器２０２および検出器２０３と、入力端が検出器２０３に接続され出力端がＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂのスイッチング制御回路１３（図２）に接続された制御部２０４とを備えている。巻線２０１Ａ，２０１Ｂの各一端同士は負荷５に共通接続され、各他端はそれぞれ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂのプラス側出力端子に接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂのマイナス側出力端子は負荷５のマイナス側入力端子に共通接続されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂからの各出力電流Ｉ１，Ｉ２はそれぞれ巻線２０１Ａ，２１Ｂを流れたのちに合流し、負荷５に供給されるようになっている。カレントトランス２０１、発振器２０２および検出器２０３は、それぞれ、上記第１の実施の形態におけるバランス制御回路２のカレントトランス２１、発振器２２および検出器２３と同様の構成および機能を有するものである。

本実施の形態の並列駆動電源装置は、次のように動作する。その基本原理は、上記第１の実施の形態の場合と同様である。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂからの各出力電流は、バランス制御回路２０におけるカレントトランス２０１の巻線２０１Ａ，２０１Ｂを流れ、これにより、磁性コア２１Ｃの内部に互いに打ち消し合う方向の２つの磁界が生じ、その重畳（合成）結果として、直流バイアス磁界が生ずる。一方、発振器２０２からの交番励磁電流ｉｐは巻線２０１Ｄを流れるが、磁性コア２０１ＣがもつＢＨ曲線の非線形特性に起因して、交番励磁電流ｉｐの正負振幅には、巻線２０１Ａ，２０１Ｂを流れる出力電流により生じた直流バイアス磁界に応じた差分（電流アンバランス）が生ずる。検出器２０３は、この電流アンバランスを検出して、制御部２０４に検出結果を入力する。制御部２０４はこの検出結果に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂに対して制御電圧ＶＡ，ＶＢを入力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂのスイッチング制御回路１３（図２）は、出力電圧指令値あるいは出力電圧フィードバック値を補正することにより、所望の電流バランスとなるよう出力電圧を調整する。

このように、本実施の形態の並列駆動電源装置によれば、各ＤＣ−ＤＣコンバータからの出力電流の絶対値を検出するのではなく、カレントトランス２０１の磁性コア２０１ＣがもつＢＨ曲線の非線形特性を利用して、２つの出力電流のアンバランスのみを検出するようにしているため、上記第１の実施の形態の場合と同様に、極めて簡単な制御回路構成となる。さらに、電流アンバランスを直接的に検出するようにしているため、ＤＣ−ＤＣコンバータの主構成部品（トランス，平滑チョーク，スイッチング素子，カレントトランス等）の定数ばらつきによる影響を受けにくい。

とりわけ、本実施の形態によれば、入力側ではなく出力側で電流バランス制御を行うようにしたので、ＤＣ−ＤＣコンバータ自身の機差（ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂ自身がもつ様々な不安定要因）の影響を受けることがなく、より高い精度の並列運転バランス制御を実現することができる。

また、本実施の形態においても、上記第１の実施の形態の場合と同様に、環境温度による磁性コア２０１ＣのＢＨ曲線変化に合わせて交番磁束密度Ｂａの振幅ΔＢを変化させ、この振幅ΔＢが常にＢＨ曲線の線形領域幅とほぼ等しくなるように調整することにより、検出器２０３における不感帯の発生や差分電流検出値のばらつきを抑制することができる。すなわち、上記の図１２（Ａ）に示したように、低温状態においても交番磁束密度Ｂａの振幅ΔＢがＢＨ曲線の線形領域に完全に呑み込まれてしまうことがないため、アンバランス検出の不感帯が生ずることがない。また、図１２（Ｃ）に示したように、高温状態においても、交番磁束密度Ｂａの振幅ΔＢがＢＨ曲線の飽和領域にまで差し掛かることがないので、アンバランス時に検出器２０３によって検出される差分電流が極端に大きくなることを回避することができる。

なお、上記のように交番電圧の周波数を変えることのほか、交番電圧の振幅（ピーク電圧値）やデューティー比を変えることによっても交番磁束密度の振幅を調整可能であることは、上記第１の実施の形態の場合と同様である。

このように、本実施の形態においても、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂへの入力電流（分流電流Ｉ１，Ｉ２）をカレントトランス２０１の巻線２０１Ａ，２０１Ｂに流し、これらの分流電流Ｉ１，Ｉ２によって生ずる磁界が互いに打ち消し合う向きとなるようにすると共に、これらの磁界が互いに打ち消し合う大きさとなるようにＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの出力を制御している。より具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂへの各入力電流を流す巻線２０１Ａ，２０１Ｂをカレントトランス２０１の磁性コア２０１Ｃに互いに逆極性で巻設すると共に、発振器２０２からの交番励磁電流ｉｐを流す巻線２０１Ｄを磁性コア２０１Ｃに巻設し、その交番励磁電流ｉｐの正負差分に応じて各ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの出力電圧指令値あるいは出力電圧フィードバック値を補正することにより、所望の電流バランスとなるよう出力電圧を調整するようにしている。このため、１対のＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂについて１つのカレントトランス２０１を設けるだけでよい。すなわち、従来、各ＤＣ−ＤＣコンバータの数と同数必要であった電流検出手段の数を減らすことができ、回路構成が簡易になる。さらに、コア励磁回路を構成する発振器２０２に温度補償機能を具備させ、環境温度による磁性コア２１ＣのＢＨ曲線変化に合わせて交番磁束密度Ｂａの振幅ΔＢを変化させ、この振幅ΔＢが常にＢＨ曲線の線形領域幅とほぼ等しくなるように調整することとしたので、以上の利点に加えて、検出器２０３における不感帯の発生や差分電流検出値のばらつきを抑制することができ、電流バランス制御の信頼性向上を図ることができる。

〈変形例２−１〉
図２０に示した例では、２台のＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂを並列運転する場合について説明したが、本発明はこれには限定されず、任意の台数のＤＣ−ＤＣコンバータについて出力電流に基づくバランス制御を行うことが可能である。図２１は、例えば７台のＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ〜１Ｇについて電流バランス制御を行う場合を示している。この例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ〜１Ｇを、第１のグループ（ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ〜１Ｄ）と第２のグループ（ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｅ〜１Ｇ）とに分け、この２つのグループに対して、１つのカレントトランス２０１−１を配設する。第１のグループについては、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの組に対して１つのカレントトランス２０１−２を配設し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｂ，１Ｃの組に対して１つのカレントトランス２０１−３を配設し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｃ，１Ｄの組に対して１つのカレントトランス２０１−４を配設する。第２のグループについては、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｅ，１Ｆの組に対して１つのカレントトランス２０１−５を配設すると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｅ，１ＦとＤＣ−ＤＣコンバータ１Ｇの組に対して１つのカレントトランス２０１−６を配設する。このとき、各カレントトランス２０１−１〜２０１−６における巻線２１Ａ，２１Ｂの巻数比をそれぞれ適切な値に設定することにより、各ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を、所望の負荷分担比に応じた値に制御することができる。

このように、カレントトランス２１の巻線２１Ａ，２１Ｂの巻数比を適切に選定することにより、任意の台数ｎのＤＣ−ＤＣコンバータの並列運転を任意の負荷分担比で実現することができる。

以上、いくつかの実施の形態および実施例を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態等に限定されず、種々の変形が可能である。例えば上記第２の実施の形態で説明した出力電流バランス形の並列駆動電源装置の場合においても、バランス制御回路２に関して変形例１−１〜１−４と同様の変形を行うことは可能である。

また、上記各実施の形態および変形例では、温度センサ２５によって環境温度を検出し、温度変化による磁性コア２１ＣのＢＨ曲線変化に応じて交番磁束密度Ｂａの振幅ΔＢを調整するようにしたが、本発明はこれには限定されない。例えば、温度変化による磁性コア２１ＣのＢＨ曲線変化に応じて交番磁束密度Ｂａの振幅ΔＢが自然に変化するような温度特性をもつようにバランス制御回路２０を構成することによっても、上記実施の形態と同様の効果を得ることができる。この場合には、温度センサ２５、スイッチング制御部２２５の温度依存動作機能、および電圧可変回路が不要なので、回路構成が簡易で済む。

また、上記各実施の形態および変形例では、入力側のバッテリ４が１台（共通）の場合を説明したが、本発明はこれに限定されず、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂのそれぞれに対応させてバッテリを別々に設け、個別に電力供給を行うようにしてもよい。この場合においても、図１の場合と同様に、１つのカレントトランス２１を用いて構成したバランス制御回路２によって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂの並列運転におけるバランス制御を行うことができる。これは、入力電流バランス形および出力電流バランス形のいずれの場合においても適用される。

また、上記各実施の形態および変形例では、入力側直流電圧源がバッテリ４である場合として説明したが、入力側直流電圧源はＤＣ−ＤＣコンバータやＡＣ−ＤＣコンバータ（交流−直流変換器）であってもよい。

また、上記実施の形態では、バランス制御回路２０の発振器２２の出力波形が矩形波であるものとして説明したが（図６参照）、正負方向の振幅が同じであれば、正弦波や鋸波等であってもよい。

本発明の第１の実施の形態に係る並列駆動電源装置の全体構成を表すブロック図である。 図１に示した並列駆動電源装置におけるＤＣ−ＤＣコンバータの一構成例を表す回路図である。 図１に示した並列駆動電源装置におけるカレントトランスの構成を簡略化して表す斜視図である。 図３に示したカレントトランスの略記法を表す図である。 図１に示した並列駆動電源装置におけるバランス制御回路の構成を表す回路図である。 図５に示したバランス制御回路における発振器の出力波形（交番電圧波形）とカレントトランスにおける磁性コアの交番磁束密度の変化との関係を説明するための波形図である。 図５に示したバランス制御回路における発振器の出力波形とカレントトランスにおける磁性コアの交番磁束密度との関係を説明するための他の波形図である。 図５に示したバランス制御回路の作用を説明するためのカレントトランス磁化特性図である。 カレントトランスにおける飽和磁束密度の温度依存性を示す特性図である。 環境温度の変化にかかわらず交番磁束密度の振幅が一定である場合の一例（比較例）を示すカレントトランス磁化特性図である。 環境温度の変化に応じて交番磁束密度の振幅を変化させるために用いられるいくつかの手法を示す図である。 環境温度の変化に応じて交番磁束密度の振幅を変化させるようにした場合の一例を示すカレントトランス磁化特性図である。 交番電圧のピーク電圧値を変化させて交番磁束密度の振幅を変化させるようにした具体例を示す波形図である。 交番電圧のデューティー比を変化させて交番磁束密度の振幅を変化させるようにした具体例を示す波形図である。 カレントトランスの一変形例を示す簡略化斜視図である。 カレントトランスの他の変形例を示す簡略化斜視図である。 図１６に示したカレントトランスの等価回路図である。 カレントトランスのさらに他の変形例を示す簡略化斜視図である。 図１に示した並列駆動電源装置の変形例を表すブロック図である。 本発明の第２の実施の形態に係る並列駆動電源装置の全体構成を表すブロック図である。 図２０に示した並列駆動電源装置の変形例を表すブロック図である。

符号の説明

１Ａ〜１Ｇ…ＤＣ−ＤＣコンバータ、２，２０…バランス制御回路、４…バッテリ、５…負荷、１３…スイッチング制御回路、２１，２１−１〜２１−６，１２１，２０１，２０１−１〜２０１−６…カレントトランス、２１Ａ，２１Ｂ、２１Ｄ，２０１Ａ，２０１Ｂ、２０１Ｄ…巻線、２１Ｃ，１２１Ｃ，２０１Ｃ…磁性コア、２２，２０２…発振器、２３，２０３…検出器、２４，２０４…制御部、２５…温度センサ、２２５…スイッチング制御部、ｉｐ…交番励磁電流、Ｉ１，Ｉ２…分流電流、ＶＡ，ＶＢ…制御電圧、Ｂｓ…飽和磁束密度、Ｂａ…交番磁束密度、Ｖcc…直流電源、Ｖａ…交番電圧、ΔＢ…交番磁束密度の振幅、Ｆ１，Ｆ２…磁束。

Claims (9)

1. 各出力端が負荷に共通接続され、それぞれが入力電圧を出力電圧に変換する複数の直流電圧変換器と、
   前記複数の直流電圧変換器の入力側に共通に設けられたカレントトランスと、
   前記複数の直流電圧変換器および前記カレントトランスを制御する制御手段と
   を備え、
   前記カレントトランスは、
   前記複数の直流電圧変換器のうち、第１群の直流電圧変換器に入力される第１の直流電流が流れる第１の導線と、
   前記複数の直流電圧変換器のうち、前記第１群の直流電圧変換器を除く第２群の直流電圧変換器に入力される第２の直流電流が流れる第２の導線と、
   交番励磁電流が流れる第３の導線と、
   前記第１、第２の直流電流および前記交番励磁電流によってそれぞれ生ずる磁束を収容する磁性コアと
   を含み、
   前記制御手段は、
   交番電圧を生成して前記第３の導線に印加することにより、この第３の導線に前記交番励磁電流を流し、前記磁気コアの内部に正負両側の振幅が等しい交番磁束密度を生じさせる交番電圧印加回路と、
   前記交番励磁電流を検出する電流検出回路と、
   前記電流検出手段による検出結果に基づき、前記第１および第２の直流電流によってそれぞれ生ずる磁束が互いに打ち消し合うこととなるように前記第１群および第２群の直流電圧変換器を制御する変換器制御回路と
   を含み、
   環境温度に応じて前記交番磁束密度の振幅が変化するように構成されている
   ことを特徴とする並列駆動電源装置。
2. 前記変換器制御回路は、前記電流検出手段により検出された前記交番励磁電流の正負両側の振幅が等しくなるように前記第１群および第２群の直流電圧変換器を制御する
   ことを特徴とする請求項１記載の並列駆動電源装置。
3. 環境温度の上昇に応じて前記交番磁束密度の振幅が減少するように構成されている
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の並列駆動電源装置。
4. 前記制御手段は、前記環境温度を検出する温度センサを含み、
   前記交番電圧印加回路は、前記温度センサにより検出された環境温度に基づいて、前記交番電圧の周波数、ピーク電圧値およびデューティー比のうちの少なくとも１つを変化させることにより、前記交番磁束密度の振幅を変化させる
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の並列駆動電源装置。
5. 前記磁性コアがトロイダルコアであり、
   前記第１の直流電流と前記第２の直流電流とが、互いに逆向きに前記トロイダルコアを貫いて流れる
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の並列駆動電源装置。
6. 前記磁性コアが、２つのトロイダル部を互いに連結してなる８の字状のコアであり、
   前記第１の直流電流と前記第２の直流電流とが、互いに同じ向きに、各トロイダル部をそれぞれ貫いて流れる
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の並列駆動電源装置。
7. 前記第１、第２および第３の導線は、それぞれ、前記磁性コアに巻設された第１、第２および第３の巻線として構成されている
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の並列駆動電源装置。
8. 前記第１の巻線の巻数と前記第２の巻線の巻数との比である巻数比が、前記第２群の直流電圧変換器の合計定格出力電流と前記第１群の直流電圧変換器の合計定格出力電流との比である負荷分担比に等しく設定されている
   ことを特徴とする請求項７に記載の並列駆動電源装置。
9. 各出力端が負荷に共通接続され、それぞれが入力電圧を出力電圧に変換する複数の直流電圧変換器と、
   前記複数の直流電圧変換器の出力側に共通に設けられたカレントトランスと、
   前記複数の直流電圧変換器および前記カレントトランスを制御する制御手段と
   を備え、
   前記カレントトランスは、
   前記複数の直流電圧変換器のうち、第１群の直流電圧変換器から出力される第１の直流電流が流れる第１の導線と、
   前記複数の直流電圧変換器のうち、前記第１群の直流電圧変換器を除く第２群の直流電圧変換器から出力される第２の直流電流が流れる第２の導線と、
   交番励磁電流が流れる第３の導線と、
   前記第１、第２の直流電流および前記交番励磁電流によってそれぞれ生ずる磁束を収容する磁性コアと
   を含み、
   前記制御手段は、
   交番電圧を生成して前記第３の導線に印加することにより、この第３の導線に前記交番励磁電流を流し、前記磁気コアの内部に正負両側の振幅が等しい交番磁束密度を生じさせる交番電圧印加回路と、
   前記交番励磁電流を検出する電流検出回路と、
   前記電流検出手段による検出結果に基づき、前記第１および第２の直流電流によってそれぞれ生ずる磁束が互いに打ち消し合うこととなるように前記第１群および第２群の直流電圧変換器を制御する変換器制御回路と
   を含み、
   環境温度に応じて前記交番磁束密度の振幅が変化するように構成されている
   ことを特徴とする並列駆動電源装置。
   
   

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