CN113054847B

CN113054847B - 直流转换电路和电路系统

Info

Publication number: CN113054847B
Application number: CN201911379523.0A
Authority: CN
Inventors: 张树春; 梁俊锋; 徐军; 李润德
Original assignee: Xinzhou Technology Beijing Co ltd
Current assignee: Xinzhou Technology Beijing Co ltd
Priority date: 2019-12-27
Filing date: 2019-12-27
Publication date: 2023-03-21
Anticipated expiration: 2039-12-27
Also published as: CN113054847A

Abstract

本公开的实施例提供了一种直流转换电路和一种电路系统。直流转换电路包括：第一晶体管，耦合在第一电源与开关节点之间；第二晶体管，耦合在开关节点与接地之间；自举电容器，耦合在第二电源与开关节点之间；以及调频电路，经由第一驱动电路和第二驱动电路而被分别耦合至第一晶体管和第二晶体管，并且被配置为：基于第一晶体管或第二晶体管的导通时间，调节用以控制第一晶体管和第二晶体管的PWM信号的频率。根据本公开的实施例，可以简化电路配置、减少器件数目、并且由此降低成本和电路体积。

Description

直流转换电路和电路系统

技术领域

本公开的实施例涉及电子电路领域，并且更具体地，涉及一种直流转换电路以及一种具有该直流转换电路的电路系统。

背景技术

诸如降压电路、升压电路、降压升压电路等直流转换电路已经在消费电子、工业、通讯网络、汽车电子等领域得到广泛应用。例如，在无线充电设备中，发射线圈和接收线圈电磁耦合，并且可以通过调节发射线圈的输出功率来确保无线充电设备的稳定工作。发射线圈的输出功率通常利用定频调压的方式进行调节，即，保持发射线圈电路的开关频率恒定，同时调节其工作电压的大小。在这种情况下，扩大工作电压的调节范围对于发射线圈的输出功率调节是有利的。然而，工作电压的调节往往另外通过直流转换电路和其他配套电路来实现，直流转换电路往往会受到最大占空比的限制而难以实现很高的电压输出，并且其他配套电路的设置也使得系统成本增加并且控制相对复杂。由此，期望以更简单的方式来提升直流转换电路的电压调节范围，从而进一步推进设备的小型化。

发明内容

本公开的实施例提供了一种用于提升直流转换电路的电压调节范围的改进方案。

在本公开的第一方面，提供了一种直流转换电路。该直流转换电路包括：第一晶体管，耦合在第一电源与开关节点之间；第二晶体管，耦合在开关节点与接地之间；自举电容器，耦合在第二电源与开关节点之间；以及调频电路，经由第一驱动电路和第二驱动电路而被分别耦合至第一晶体管和第二晶体管，并且被配置为：基于第一晶体管或第二晶体管的导通时间，调节用以控制第一晶体管和第二晶体管的PWM信号的频率。

根据本公开的实施例，可以增加直流转换电路的最大输出电压占空比。

在本公开的第二方面，提供了一种电路系统。该电路系统包括：根据本公开的第一方面的直流转换电路；控制器，耦合至直流转换电路的输出节点；全桥电路，耦合至输出节点和控制器，并且被配置为：基于来自控制器的控制信号，对直流转换电路的输出电压进行直流转换；以及充电电路，耦合至全桥电路和直流转换电路，并且被配置为对直流转换电路的自举电容器进行充电。

根据本公开的实施例，可以进一步实现直流转换电路的100％占空比输出，并且简化电路系统的设计和控制。

提供发明内容部分是为了简化的形式来介绍对概念的选择，它们在下文的具体实施方式中将被进一步描述。发明内容部分无意标识本公开的关键特征或主要特征，也无意限制本公开的范围。

附图说明

通过结合附图对本公开示例性实施例进行更详细的描述，本公开的上述以及其它目的、特征和优势将变得更加明显，其中，在本公开示例性实施例中，相同的附图标记通常代表相同部件。

图1示出了无线充电设备的示意性电路图；

图2示出了电路系统的示意性电路图；

图3示出了典型直流降压电路的示意性电路图；

图4示出了典型直流降压电路的示意性波形图；

图5示出了直流转换电路的示意性电路图；

图6示出了旁路电路的示意性电路图；

图7示出了根据本公开的一个实施例的直流转换电路的示意性电路图；

图8示出了根据本公开的一个实施例的直流转换电路的示意性电路图；以及

图9示出了根据本公开的一个实施例的电路系统的示意性电路图。

具体实施方式

下面将参考附图中示出的若干示例实施例来描述本公开的原理。虽然附图中显示了本公开的优选实施例，但应当理解，描述这些实施例仅是为了使本领域技术人员能够更好地理解进而实现本公开，而并非以任何方式限制本公开的范围。

在本文中使用的术语“包括”及其变形表示开放性包括，即“包括但不限于”。除非特别申明，术语“或”表示“和/或”。术语“基于”表示“至少部分地基于”。术语“一个示例实施例”和“一个实施例”表示“至少一个示例实施例”。术语“另一实施例”表示“至少一个另外的实施例”。术语“第一”、“第二”等等可以指代不同的或相同的对象。下文还可能包括其他明确的和隐含的定义。

可以理解，在本文中，以单个形式示出的电阻器、电容器或电感器等电路元器件并不限于单个器件，而是可以包括具有相同或相似功能的多个器件的并联或串联。例如，单个电阻器可以包括多个电阻器的串联、并联或混合连接。

如前所述，发射线圈的输出功率通常利用定频调压的方式进行调节，这种调节需要在保持发射线圈的开关频率保持恒定的情况下调节发射线圈电路的工作电压。工作电压的调节由于直流转换电路控制的固有特性而受到限制，并且通常需要配套电路来协同实现更大范围的电压调节。由此，存在以更简单的方式提升电压调节范围的需要。根据本公开的实施例的直流转换电路和电路系统能够在提升电压调节范围的同时，减少常规方案中的配套电路设置，由此有助于进一步推进设备的小型化。

首先参照图1，图1示出了无线充电设备100的示意性电路图。为了描述方便的目的，无线充电设备100作为根据本公开的实施例的直流转换电路和电路系统应用的示例。然而，本领域技术人员在阅读说明书后可以理解，根据本公开的实施例的直流转换电路和电路系统可以设置在各种合适的应用环境中。

无线充电的基本原理是电磁感应，具体而言，通过磁场的隔空耦合实现电能的传输。无线充电设备通常由发射电路和接收电路构成，发射电路和接收电路通过线圈的隔空耦合实现电能的传输。作为示例，发射电路可以对应于无线充电发射器，而接收电路可以对应于带无线充电功能的手机。此外，发射电路和接收电路需要通信机制形成负反馈系统，负反馈系统例如用于控制建立连接关系开始充电、充电功率的实时调整、电池充满检测以及异物检测等，这些部分也是通信协议所规定的主要内容。

在图1中，无线充电设备100的电源102的电压为V_IN。电源102被配置为对全桥电路104提供直流工作电压。全桥电路104具有四个晶体管，并且被配置为将直流工作电压逆变为交流电压，其中该交流电压跨SW1节点和SW2节点生成。该交流电压进一步经过LC谐振电路而生成交流电流，交流电流通过线圈106中的发射线圈106-1产生磁场。该磁场主要由线圈106中的接收线圈106-2来耦合。全桥电路104中的晶体管可以包括但不限于双极晶体管、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)以及绝缘栅双极晶体管(IGBT)。然而，各晶体管优选采用相同的结构以保持工作的一致性。

由接收线圈106-2耦合的磁场在接收电路中利用LC谐振电路生成交流电流，该交流电流通过整流电路108被转换为直流电压，在图1中表示为V_RECT。直流电压V_RECT经过低压差稳压器(LDO)110而被转换为输出电压V_OUT。V_OUT用于经由充电器112对电池114进行充电。整流电路108在图1中由二极管构成，但是在一些其他实施例中，可以由可关断的开关器件构成。

在实际应用中，为了保持无线充电设备100的稳定工作，需要对直流电压V_RECT进行控制。可以为无线充电设备100设置反馈回路(未示出)，该反馈回路检测V_RECT并且将V_RECT与目标电压进行比较。通过比较得出的误差信号随后通过WPC规定的通信方式传输到在发射电路侧设置的微控制器MCU(未示出)。MCU将据此判断是否需要增加或减少发射线圈106-1的输出功率。

MCU可以通过控制全桥电路104的开关频率和输入电压来控制发射线圈的输出功率。在一些实施例中，MCU可以采取以下两种方式来控制发射线圈的输出功率：(1)调频式，即，全桥电路104的工作电压固定，通过增加或降低PWM频率来改变LC谐振电路的工作频率，以减小或增加发射线圈的输出功率；以及(2)定频调压式，即，全桥电路104的开关频率(PWM)固定在诸如127.7kHz，通过增加或降低全桥电路的工作电压来增加或减小发射线圈的输出功率。由于定频调压式相比于调频式架构能够有效的避开干扰手机的频段，从而使得无线充电对手机干扰降到最小而且通信稳定性更好，因此定频调压式被越来越多的采用，特别是在大于5W(符合EPP标准的)的无线快速充电发射装置中。

下面参照图2，图2示出了电路系统200的示意性电路图。除了示出附加的组件之外，电路系统200可以与图1中的发射电路相对应。电路系统200除了包括上面所述的电源102、全桥电路104和发射线圈106-1之外，还包括直流转换电路216、旁路电路218、控制器214以及驱动器210和212。作为示例，直流转换电路216为降压电路。在一些实施例中，直流转换电路可以包括升压电路和降压升压电路。

电源102通常经由USB口输入而连接到电路系统200的其余部分，并且具有的典型电压V_IN为5V、9V、12V、15V、20V等。电源102连接到直流转换电路216和旁路电路218，直流转换电路216和旁路电路218并联连接，并且接收来自控制器214的控制信号。控制器214充当电路系统200的控制组件，并且在一些实施例中，控制器214可以是微处理器或者专用集成电路芯片。在图2中，控制器214被示出为接收来自直流转换电路216的PWM反馈信号PWM_FB，并且向直流转换电路216和旁路电路218两者输出控制信号BYPASS。PWM_FB表示PWM信号的占空比，其用于控制直流转换电路216的输出电压V_BRIDGE，V_BRIDGE即为全桥电路104的工作电压。BYPASS用于选择性地使能直流转换电路216或旁路电路218。

直流转换电路216通常用作电感性降压稳压器，其将电源102的电压转换为V_BRIDGE。直流转换电路216向控制器214输出反馈PWM_FB，并且调节V_BRIDGE的幅值。当需要减少发射线圈的输出功率时，PWM_FB的值减少以表示V_BRIDGE的幅值降低。而当需要增加发射线圈的输出功率时，PWM_FB的值增加以表示V_BRIDGE的幅值增加。需要注意，由于直流转换电路216的最大输出电压受到最大占空比的限制，使得直流转换电路216的输出电压总是小于V_IN。

为了扩展V_BRIDGE(即，全桥输入电压)的范围，电路系统200还设置有旁路电路218，旁路电路218用于将电源102与全桥电路104直接连接，以使得全桥输入电压等于V_IN。在旁路电路218工作的同时，应当禁用直流转换电路216以避免短路。换言之，旁路电路218用于进一步减少输入与输出之间的电压差。控制器214输出的控制信号BYPASS确保了直流转换电路216和旁路电路218中仅有一者能够工作。

全桥电路104包括晶体管Q1、Q2、Q3和Q4，其中Q1和Q4由驱动电路210控制导通和关断，并且Q2和Q3由驱动电路212控制导通和关断。驱动电路210分别向Q1和Q4输出驱动信号HG1和LG1，并且驱动电路212分别向Q2和Q3输出驱动信号HG2和LG2。此外，控制器214还分别向驱动电路210和212输出信号PWM1和PWM2，PWM1和PWM2分别作为驱动电路210和212的逻辑输入信号。

为了进一步理解本公开的实施例的工作原理，现在参考图3和图4，其中图3示出了典型直流降压电路300的示意性电路图，并且图4示出了典型直流降压电路300的示意性波形图。

在图3中，直流降压电路300由电源、晶体管Qa、晶体管Qb、驱动电路302、储能电感L、输出滤波电容C和输出负载电阻R组成。此外，R_DCR为储能电感L的等效直流电阻，Io为负载电流。在图4中，示出了I_Qa、I_Qb和I_L的波形图。

结合图3和图4可以看出，直流降压电路300可以分为两个工作阶段：当Qa导通且Qb截止时，直流降压电路300处于导通阶段，即充电阶段；当Qa截止且Qb导通时，直流降压电路300处于关断阶段，即续流阶段。假设晶体管Qa的导通时间为T_ON＝DT_S，其中，D为导通时间与开关周期的比值，即所谓的占空比。此时，Qa的截止时间(即Qb的导通时间)为T_OFF＝T_S-T_ON＝(1-D)T_S。

设Qa的导通电阻为R_DS1，Qb的导通电阻为R_DS2，由伏秒平衡原理推导，计算输出电压的公式为：

由于典型的直流降压电路采用逐周期关断的控制方式(即，T_OFF有最小值限制，D<100％)，因此，直流降压电路的输出电压V_OUT小于V_IN。如果忽略Qa和Qb的导通电阻以及电感的寄生电阻，则有

V_OUT≈V_IN*D

下面参照图5，图5示出了直流转换电路216的示意性电路图。直流转换电路216可以与图2所示的直流转换电路216相对应。

直流转换电路216包括串联连接在电源102与接地之间的晶体管Q5和Q6，晶体管Q5和Q6之间为开关节点SW。在一些实施例中，晶体管Q5和Q6可以包括但不限于双极晶体管、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)以及绝缘栅双极晶体管(IGBT)。晶体管Q5和Q6分别由驱动电路502和504来驱动。C1为自举电容器，设置在驱动电路502和504的供电电源VCC与开关节点SW之间。自举电容器C1主要用于向驱动电路502和504提供保证能够实现正确的逻辑和输出驱动能力所需的足够能量。

开关节点SW经由L和C₀形成的LC谐振电路而连接到输出节点，输出节点具有电压Vo。电阻器R_F1和R_F2用作输出电压采样电路，以向误差放大器506提供输入电压VFB。如前所述，VFB还作为PWM反馈信号被输入到控制器214。VFB与电压参考VREF进行比较后的输出进一步输入到比较器510，比较器510的另一输入来自振荡器508。可以看出，误差放大器506和比较器510充当输出电压反馈回路。尽管在图5中示出了电压反馈回路的控制方式，但是将理解，还可以采用电流反馈回路的控制方式。

振荡器508一方面产生振荡周期为T_S的时钟信号，该时钟信号用于在每个时钟周期开始时打开晶体管Q5，此时开关节点SW处的电压V_SW为高电平。振荡器508另一方面产生周期为T_S的斜坡信号，该斜坡信号在比较器510处与误差放大器506的输出进行比较，以输出PWM信号。PWM信号负责关断晶体管Q5并且导通晶体管Q6，此时开关节点SW处的电压V_SW为低电平，并且VCC通过晶体管Q6的反并联二极管向自举电容器C1充电。该PWM信号和来自振荡器508的时钟信号一起输入到驱动控制器512，驱动控制器512用于向驱动电路502和504输出驱动信号，以实现完整的PWM控制。

在逐周期控制中，每个周期的PWM信号均会使晶体管Q6导通。假设晶体管Q6导通的最小续流时间是T_{OFF_MIN}，此时，该直流转换电路216的最大占空比被限制在

D_MAX＝(T_S-T_{OFF_MIN})/T_S＝1-T_{OFF_MIN}/T_S

因此可以看出，最大输出电压受限于D_MAX值。

下面参照图6，图6示出了旁路电路218的示意性电路图。旁路电路218可以与图2所示的旁路电路218相对应。

旁路电路218包括连接在电源102与输出节点之间的晶体管Qc，以及连接在电源102与接地之间的晶体管Qd。在一个示例中，Qc是PMOS管，并且Qd是NPN三极管。上文所述的BYPASS控制信号经由电阻器R2而连接到Qd的基极。

旁路电路218与直流转换电路216结合使用，以提升向图2中的全桥电路104输出的工作电压V_BRIDGE的范围。具体而言，当直流转换电路216工作时，BYPASS信号为低电平，此时电阻器Ra上拉Qc的栅极的电位而关断Qc。当进一步需要提升工作电压V_BRIDGE时，由控制器214输出的BYPASS信号为高电平，此时Qd导通，从而下拉Qc的栅极的电位而导通Qc。这使得旁路电路218的输出节点直接连接至电源102，从而提升了V_BRIDGE。钳位二极管Da用于保护晶体管Qc的栅极源极之间不会出现过压。

结合图2、图5和图6描述的电路系统200虽然能够提升全桥电路104所需的工作电压，但是仍然存在一些缺点。在图5的直流转换电路216中，自举电容器C1需要在Q5关断且Q6导通时被充电以维持驱动电路502和504的正常工作，这使得D_MAX值必然小于100％。由于直流转换电路216存在最大占空比受限的问题，所以导致直流转换电路216的输出电压受限，进而影响发射线圈106-1的输出功率。

电路系统200进一步采用旁路电路218来提升全桥电路104的工作电压。然而，这种设计由于图6所示的旁路电路218的期间配置而带来了额外的成本。此外，直流转换电路216和旁路电路218的共同设置需要控制器214输出BYPASS信号以进行选择，这占据了控制器214的更多IO端口资源。再者，旁路电路218在工作时，Qc的下拉电路会导致电源102端的静态电流增加，从而增加了系统功耗。最后，直流转换电路216与旁路电路218之间的切换会造成V_BRIDGE信号不稳定，因此导致发射线圈106-1的输出功率不稳定。

根据本公开的实施例的直流转换电路和电路系统能够在无需设置旁路电路的情况下增加直流转换电路的最大占空比输出，特别是在优选条件下能够实现100％占空比输出。与此同时，由于省略了旁路电路的设置，所以该直流转换电路和电路系统能够简化系统设置，降低系统功耗，提升功率输出稳定性，并且有利于设备的小型化。

图7示出了根据本公开的一个实施例的直流转换电路700的示意性电路图。与图5类似，因此相似的元件具有相同或相似附图标记，并且以相同或相似的方式操作，在此不再赘述。

直流转换电路700与图5所示的直流转换电路216的不同之处在于，直流转换电路700还设置有调频电路702。调频电路702接收来自比较器510和振荡器704的输入，并且向振荡器704输出调频信号。调频电路702被配置为检测由比较器输出的PWM信号是否达到最大占空比，并且基于检测的结果来调节PWM信号的周期T_S。换言之，调频电路702可以用作最大占空比检测电路。振荡器704与图5所示的振荡器508相比，可以基于来自调频电路702的调频信号来调整时钟信号和斜坡信号的周期T_S，并且分别向驱动控制器512和比较器510输出周期更新后的时钟信号和斜坡信号。

在一些实施例中，调频电路702接收由比较器510输出的PWM信号，并且确定PWM信号的截止时间(T_OFF)是否减少至最小截止时间(T_{OFF_MIN})。随后，如果确定T_OFF减少至T_{OFF_MIN}，则调频电路702向振荡器704发出降频信号，以使得振荡器704增加时钟信号和斜坡信号T_S的周期。由于D_MAX＝1-T_{OFF_MIN}/T_S，T_S的增加将导致D_MAX的增加，从而增加直流转换电路700的输出电压V_O。相应地，如果确定PWM信号的截止时间T_OFF大于另一阈值，则调频电路702还可以向振荡器704发出增频信号，以恢复预先设定的开关频率。由此可见，调频电路702的设置提供了动态调整PWM控制的频率以增加最大占空比输出的解决方案。

图8示出了根据本公开的一个实施例的直流转换电路800的示意性电路图。

直流转换电路800与图7所示的直流转换电路700的不同之处在于，直流转换电路800还设置有欠压检测电路802。欠压检测电路802与自举电容器C1并联连接在VCC与SW之间，并且被配置为检测自举电容器C1两端的电压，以确定自举电容器C1两端的电压是否低于预定阈值。换言之，欠压检测电路802用作自举电容器C1的欠压检测的目的。

在一些实施例中，当检测到自举电容器C1两端的电压低于预定阈值时，欠压检测电路802向驱动控制器804输出欠压信号。欠压信号指示自举电容器C1需要被充电，以维持驱动电路502和504的正常工作。在一些实施例中，驱动控制器804响应于接收到欠压信号而向驱动电路504发出高电平信号以导通Q6，并且向驱动电路502发出低电平信号以关断Q5。此时，直流转换电路800处于对自举电容器C1进行充电的工作模式。在一些实施例中，可以由调频电路702来接收欠压检测电路802的欠压信号，从而使得调频电路702不再减小PWM控制的频率，以确保自举电容器C1能够被充电到合适水平。

由此可见，直流转换电路800在实现增加最大占空比输出的基础上集成了自举电容器电压检测功能，以进一步提升电路运行的稳定性和安全性。

除了对图2所示的直流转换电路216本身进行改进之外，还可以对电路系统200的架构作出改进以进一步提升全桥电路104的工作电压。下面参照图9，图9示出了根据本公开的一个实施例的电路系统900的示意性电路图。

电路系统900包括上文所述的电源102、直流转换电路800、控制器214、全桥电路104和发射线圈106-1，在此为了简明的目的而省略对其的具体描述。需要注意，图9中的直流转换电路800也可以被替换为由图7所示的直流转换电路700，或者具有任何PWM调频功能的直流转换电路。在全桥电路104中，图2中的驱动电路210被示出为两个单独的驱动电路210-1和210-2，并且图2中的驱动电路212被示出为两个单独的驱动电路212-1和212-2。电路系统900还设置有转换电路904，转换电路904用于将来自直流转换电路800的反馈信号VFB转换成控制器214合适的输入信号PWM_FB。

与图2所示的电路系统200相比，电路系统900还设置有充电电路902，充电电路902用于对自举电容器C1进行充电。在一些实施例中，充电电路902包括二极管D1、电容器C2、电阻器R1和钳位二极管D2。具体而言，二极管D1的阳极连接到全桥电路104的驱动电路210-1或212-1的自举电压节点BOOT1或BOOT2，在图9中示出为连接到驱动电路212-1的自举电压节点BOOT2。电容器C2的第一端连接到二极管D1的阴极，并且电容器C2的第二端连接到接地。由于全桥电路104工作在定频调压式，即全桥电路104的工作频率固定并且PWM1和PWM2信号为占空比50％的PWM信号，所以可以利用全桥电路104的自举电压V_BOOT1或V_BOOT2而在D1和C2的连接点处产生保持的高电平。由此，D1和C2可以充当高电平保持电路。电容器R1的第一端连接到二极管D1的阴极，并且电容器R1的第二端连接到钳位二极管D2的阴极。钳位二极管D2与直流转换电路800中的自举电容器C1并联连接，并且其阳极连接到开关节点SW。R1和D2的主要功能是对自举电容器C1进行充电，从而使得自举电容器C1的电压始终满足直流转换电路800中的驱动电路的工作要求。

由于自举电容器C1无需通过直流转换电路中的晶体管进行额外充电，因此，充电电路902与直流转换电路700或800结合使用可以实现直流转换电路的100％占空比输出。换言之，在直流转换电路700或800中，调频电路702可以控制PWM信号的周期T_S增加到很高的水平，而无需考虑自举电容器C1失电的风险。当直流转换电路700或800中的晶体管Q5一直导通并且晶体管Q6一直关断(即，占空比为100％)时，该直流转换电路的输出电压为：

V_OUT＝V_IN-I_O(R_Q5+R_DCR)

其中，R_Q5为晶体管Q5的导通电阻，而R_DCR为电感器L的寄生DCR电阻。

另外，从图9中还可以看出，电路系统900中不需要设置如图2所示的任何旁路电路。

本领域技术人员能够理解，图9中的充电电路902不限于所示的形式，并且充电电路902可以采用能够利用全桥电路104的自举电压来为直流转换电路的自举电容器充电的任何电路。

从上面的讨论中可以看出，根据本公开的实施例的直流转换电路和电路系统能够提升直流转换电路的最大输出占空比，并且由此提升输出电压的可调范围。在一些情况下，最大输出占空比可以达到100％，即可以保持直流转换电路的上部晶体管(例如，Q5)一直导通。此外，由于直流转换电路和电路系统的改进，可以简化电路配置、减少器件数目、并且由此降低成本和电路体积。

尽管本公开的实施例中所示的直流转换电路为降压电路的形式，但是本领域技术人员应当理解，直流转换电路也可以为升压电路和降压升压电路。

以上所述仅为本公开的可选实施例，并不用于限制本公开，对于本领域的技术人员来说，本公开可以有各种更改和变化。凡在本公开的精神和原则之内，所作的任何修改、等效替换、改进等，均应包含在本公开的保护范围之内。

Claims

1.一种电路系统，包括：

直流转换电路，包括：

第一晶体管，耦合在第一电源与开关节点之间；

第二晶体管，耦合在所述开关节点与接地之间；

自举电容器，耦合在第二电源与所述开关节点之间；以及

调频电路，经由第一驱动电路和第二驱动电路而被分别耦合至所述第一晶体管和所述第二晶体管，并且被配置为：基于所述第一晶体管或所述第二晶体管的导通时间，调节用以控制所述第一晶体管和所述第二晶体管的PWM信号的频率；

控制器，耦合至所述直流转换电路的输出节点；

全桥电路，耦合至所述输出节点和所述控制器，并且被配置为：基于来自所述控制器的控制信号，对所述直流转换电路的输出电压进行直流转换；以及

充电电路，耦合至所述全桥电路和所述直流转换电路，并且被配置为对所述直流转换电路的所述自举电容器进行充电。

2.根据权利要求1所述的电路系统，其中所述调频电路还被配置为：基于所述第二晶体管的导通时间小于等于第一阈值，降低所述PWM信号的频率。

3.根据权利要求1所述的电路系统，其中所述第一驱动电路和所述第二驱动电路由所述第二电源供电。

4.根据权利要求1所述的电路系统，其中所述调频电路设置在所述直流转换电路的电压反馈回路中。

5.根据权利要求4所述的电路系统，其中所述电压反馈回路包括：

误差放大器，耦合至所述输出节点并且生成误差信号；以及

比较器，所述比较器的第一输入耦合至所述误差放大器的输出，所述比较器的第二输入耦合至用以生成斜坡信号的振荡器，并且所述比较器被配置为基于所述斜坡信号和所述误差信号的比较来生成所述PWM信号。

6.根据权利要求5所述的电路系统，其中所述调频电路还被配置为：向所述振荡器输出用以调节所述斜坡信号的频率的调频信号。

7.根据权利要求1所述的电路系统，还包括：

欠压检测电路，并联耦合在所述第二电源与所述开关节点之间，并且被配置为检测所述自举电容器的电压。

8.根据权利要求7所述的电路系统，其中所述欠压检测电路还被配置为：当检测到所述自举电容器的电压小于等于第二阈值时，控制所述第一晶体管关断并且控制所述第二晶体管导通，以对所述自举电容器进行充电。

9.根据权利要求1所述的电路系统，其中所述直流转换电路为以下中的任一项：降压电路、升压电路和降压升压电路。

10.一种电路系统，包括：

直流转换电路，包括：

第一晶体管，耦合在第一电源与开关节点之间；

第二晶体管，耦合在所述开关节点与接地之间；

电感器，耦合在所述开关节点和所述直流转换电路的输出节点之间以提供输出电压，以及

反馈电路，耦合至所述输出节点，并且被配置为基于所述输出电压来生成PWM信号和时钟信号，以用于控制所述第一晶体管和所述第二晶体管的导通和关断，其中所述反馈电路包括调频电路，所述调频电路被配置为基于所述第一晶体管的关断时间来调节所述时钟信号的频率；

全桥电路，耦合至所述输出节点，并且被配置为基于来自所述直流转换电路的所述输出电压生成交流电压，其中所述全桥电路包括具有自举电压节点的第一驱动电路；以及

充电电路，耦合至所述全桥电路的所述自举电压节点和所述直流转换电路，并且被配置为对所述直流转换电路的自举电容器进行充电。

11.根据权利要求10所述的电路系统，其中所述调频电路进一步被配置为响应于所述第一晶体管的关断时间等于最小关断时间而生成降频信号；并且

所述直流转换电路还包括耦合至所述调频电路的振荡器，所述振荡器被配置为生成所述时钟信号，并且响应于来自所述调频电路的所述降频信号而降低所述时钟信号的频率。

12.根据权利要求10或11所述的电路系统，其中所述直流转换电路还包括：

驱动控制器，耦合至所述反馈电路，并且被配置为基于所述PWM信号和所述时钟信号来生成驱动信号；

第二驱动电路，由第二电源供电，并且被配置为基于所述驱动信号来驱动所述第一晶体管；以及

自举电容器，耦合在所述第二电源与所述开关节点之间。

13.根据权利要求12所述的电路系统，其中所述直流转换电路还包括：

欠压检测电路，耦合在所述第二电源与所述开关节点之间，并且被配置为检测所述自举电容器两端的电压，并且响应于所述自举电容器两端的电压低于预定电压阈值而生成欠压信号以用于对所述自举电容器充电。

14.根据权利要求13所述的电路系统，其中所述驱动控制器被耦合到所述欠压检测电路，并且还被配置为响应于接收到所述欠压信号而关断所述第一晶体管，并使第二晶体管导通。

15.根据权利要求13所述的电路系统，其中所述调频电路被耦合到所述欠压检测电路，并且还被配置为响应于接收到所述欠压信号而不再减小所述时钟信号的频率。

16.根据权利要求10、11、13、14和15中任一项所述的电路系统，其中所述充电电路包括：

第一二极管，所述第一二极管的阳极被耦合到所述自举电压节点；

第一电容器，耦合在所述第一二极管的阴极和接地之间；

第二二极管，与所述自举电容器并联连接，所述第二二极管的阳极被耦合到所述开关节点；以及

电阻器，所述电阻器的一端被耦合到所述第一二极管的阴极，所述电阻器的另一端被耦合到所述第二二极管的阴极。

17.根据权利要求10、11、13、14和15中任一项所述的电路系统，其中所述电路系统还包括LC谐振电路，所述LC谐振电路被耦合到所述全桥电路，并且被配置为基于所述交流电压生成交流电流，以用于产生磁场。

18.根据权利要求10、11、13、14和15中任一项所述的电路系统，其中所述电路系统被用作无线充电发射器。