CN114825663A

CN114825663A - 一种sp型双输出单独可调无线电能传输系统及其控制方法

Info

Publication number: CN114825663A
Application number: CN202210488356.9A
Authority: CN
Inventors: 李先辉; 马小三; 陶龙高; 楚金坤
Original assignee: Anhui University of Technology AHUT
Current assignee: Anhui University of Technology AHUT
Priority date: 2022-05-06
Filing date: 2022-05-06
Publication date: 2022-07-29

Abstract

本发明公开了一种SP型双输出单独可调无线电能传输系统及其控制方法，属于无线电能传输技术领域。本发明通过一个无线电能传输装置，同时为两个负载充电，解决了以自动导向车为代表的用电设备，同时为两个负载充电的需求；在为两个负载同时充电的同时，可以实现负载双独立调节，即调节功率开关管Q₅的占空比D₁，仅改变负载R₁的充电电压、电流、功率，不对负载R₂造成影响；相应的改变功率开关管Q₆的占空比D₂，仅改变负载R₂的充电电压、电流、功率，不对负载R₁造成影响；通过控制6个功率开关管的导通与关断，电路工作模态少，具备电路结构简单且电能转换效率较高等诸多优点。

Description

一种SP型双输出单独可调无线电能传输系统及其控制方法

技术领域

本发明涉及无线电能传输技术领域，具体涉及一种SP型双输出单独可调无线电能传输系统及其控制方法。

背景技术

传统的电力输送都是采用有线的方式实现，因此在电力的传输过程中不可避免的会产生传输损耗，同时线路老化、尖端放电等因素也易导致电火花，大大降低了设备供电的可靠性和安全性，缩短设备的使用寿命。一方面在矿场、海底等一些特殊场合，传统的电缆线供电方式所产生这些缺点往往有时将是致命的，严重时会引起爆炸、火灾及设备的损坏等，带来了极大的安全隐患和经济损失。

在这些特定场合，无线电能传输技术具有传统电缆线供电方式所不能及的独特优势，可以极大地提高设备供电的可靠性、便捷性和安全性。

磁耦合谐振式无线电能传输技术(Magnetic Coupling Resonance WirelessPower Transfer，MCR-WPT)自2007年麻省理工大学M.Soljacic教授首次提出以来，在国内外得到了广泛的研究和关注，是目前最具有发展前景的技术之一。相较传统的感应式无线电能传输技术，磁耦合谐振式无线电能传输技术在同样高效传输的基础上具有更远的传输距离和更高的空间自由度，实现了电能的中距离传输。

为了提高磁耦合谐振式的供电传输性能，减小发射、接收线圈中较大的漏感，可在两边线圈同时添加电容进行谐振补偿。常见的四种电容谐振补偿拓扑可分为：串串型(SS)补偿、串并型(SP)补偿、并串型(PS)补偿、并并型(PP)补偿。其中，S表示电容在电路中进行串联，P表示电容在电路中进行并联。

此外，随着无线充电技术的逐渐普及，会存在一个无线电能装置同时给两个甚至多个设备充电的情形，这些设备的充电功率往往不同，需要不同的充电功率。基于上述问题，提出一种SP型双输出单独可调无线电能传输系统及其控制方法。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于：如何解决现有无线电能传输技术的无法为两个负载同时充电，即便少数技术可以实现同时为两个负载充电，也无法独立调节两个负载的充电功率的问题，提供了一种SP型双输出单独可调无线电能传输系统，本系统可通过调节相应占空比D1、D2，来独立调节负载R1、R2的充电电压、功率。

本发明是通过以下技术方案解决上述技术问题的，本发明包括功率开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、Q₅、Q₆，二极管D₇、D₈，原边补偿电容C_T，原边线圈L_T，副边补偿电容C_R，副边线圈L_R，负载R₁，R₂，稳压电容C_f1，C_f2；

功率开关管Q₁、Q₄和功率开关管Q₂、Q₃组成逆变桥的两个桥臂；

原边补偿电容C_T与原边线圈L_T串联后的一端连接在功率开关管Q₁和Q₃之间，另一端连接功率开关管Q₂和Q₄之间；

副边补偿电容C_R和副边线圈L_R并联；

功率开关管Q₅、负载R₁和整流二极管D₇串联组成一条支路，功率开关管Q₅的D极(漏极)通过节点a与副边补偿电容C_R的正极相连，功率开关管Q₅的S极(源极)接负载R₁，负载R₁接二极管D₇的阳极，二极管D₇的阴极通过节点b接副边补偿电容C_R的负极，电容C_f1并联在负载R₁两端，由于电容C_f1较大，可以为负载R₁提供稳定的充电电流和充电电压，起到稳定输出的作用；

功率开关管Q₆、负载R₂和整流二极管D₈串联组成一条支路，功率开关管Q₆的S极(源极)通过节点a与副边补偿电容C_R的正极相连，功率开关管Q₆的D极(漏极)接负载R₂，负载R₂接二极管D₈的阴极，二极管D₈的阳极通过节点b接副边补偿电容C_R的负极，电容C_f2并联在负载R₂两端，由于电容C_f2较大，可以为负载R₂提供稳定的充电电流和充电电压，起到稳定输出的作用；

直流电压U_in经过逆变器逆变，原边补偿电容C_T与原边线圈L_T构成谐振腔，副边补偿电容C_R和副边线圈L_R构成谐振腔，传导至副边的电压U_CR(U_CR是副边补偿电容C_R两端的电压)是高频交流电压源。

更进一步地，所述Q₁，Q₂，Q₃，Q₄组成的逆变器采用SPWM控制。

更进一步地，功率开关管Q₅、负载R₁、整流二极管D₇构成半波整流电路，功率开关管Q₅的S极(源极)接负载R₁，负载R₁接整流二极管的阳极；功率开关管Q₆、负载R₂、整流二极管D₈构成半波整流电路，功率开关管Q₅的D极(漏极)接负载R₂，负载R₂接整流二极管的阴极。

本发明还提供了一种SP型双输出单独可调无线电能传输系统的控制方法，用于对上述的系统进行控制，首先，控制同一对桥臂Q₁﹑Q₃和Q₂﹑Q₄以接近50％的占空比交替导通，然后将得到的逆变器输出电压V_T以U_in用傅里叶级数展开得到如下表达式：

其中，n为正奇数，开关角频率ω＝2πf，f是逆变器实际工作的频率，其中A_n表达式为：

式中，令n＝1得到基波分量幅值表达式如下：

进而得到V_T的基波有效值如下：

对SP型拓扑分析，其原副边补偿电容与原副边电感满足下式(公式中R_ac为副边等效电阻)：

用基尔霍夫电压定律描述图1所示拓扑，(M为L_T与L_R的互感)可得到如下结论：

其中：

将式(9)(10)代入(7)(8)中，得：

写成矩阵形式：

将式(4)(5)(6)代入矩阵，经过推导可得：

由式(14)可知副边补偿电容两端的电压U_CR是一个交流电压源；

下面以U_CR的一个周期为例进行说明，在该周期的正半周，功率开关管Q₅导通一段时间，导通时间为(0～D₁·T)，(其中D₁小于0.5)，副边电流I_L流经节点a，功率开关管Q₅，负载R₁，整流二极管D₇，节点b，在这个阶段给负载R₁充电；在正半周期(D₁·T～T/2)的时段，功率开关管Q₅闭合，由于功率开关管Q₅寄生二极管D₅的存在，副边电流I_L无法为负载R₁充电，此时副边的电压U_CR断路；

在该周期的负半周，功率开关管Q₆导通一段时间，导通时间为(T/2～T/2+D₂·T)，(其中D₂小于0.5)，副边电流I_L流经节点b，整流二极管D₈，负载R₂，功率开关管Q₆，节点a，在这个阶段给负载R₂充电；负半周(T/2+D₂·T～T)的时段内，功率开关管Q₆闭合，由于功率开关管Q₆寄生二极管D₆的存在，副边电流I_L无法为负载R₂充电，此时副边的电压U_CR断路；

最后，可以通过调节功率开关管Q₅的占空比D₁(D₁小于0.5)的大小来调节负载R₁两端的充电电压V_O1以及充电电流i_o1的大小；可以通过调节功率开关管Q₆的占空比D₂(D2小于0.5)的大小来调节负载R₂两端的充电电压V_O2以及充电电流i_o1的大小，进而达到对本发明系统进行控制的目的。

本发明相比现有技术具有以下优点：

(1)、通过一个无线电能传输装置，同时为两个负载充电，解决了以自动导向车(自动导向车具有驱动系统和控制系统，应用于自动导向车的无线电能传输装置需要同时为驱动系统和控制系统供电)为代表的用电设备，同时为两个负载充电的需求；

(2)、在为两个负载同时充电的同时，可以实现负载双独立调节，即调节功率开关管Q₅的占空比D₁，仅改变负载R₁的充电电压、电流、功率，不对负载R₂造成影响；相应的改变功率开关管Q₆的占空比D₂，仅改变负载R₂的充电电压、电流、功率，不对负载R₁造成影响。

(3)、通过控制6个功率开关管Q₁，Q₂，Q₃，Q₄，Q₅，Q₆的导通与关断，电路工作模态少，具备电路结构简单且电能转换效率较高等诸多优点。

附图说明

图1是本发明实施例一中SP型双输出单独可调无线电能传输系统的电路结构示意图；

图2是本发明实施例二中SP型双输出单独可调无线电能传输系统的等效电路结构示意图；

图3是本发明工作模态一的示意图；

图4是本发明工作模态二的示意图；

图5是本发明工作模态三的示意图；

图6是本发明工作模态四的示意图；

图7是本发明实施例一至三中功率开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄的驱动波形示意图；

图8是本发明实施例一至三中功率开关管Q₅、Q₆的驱动波形示意图。

具体实施方式

下面对本发明的实施例作详细说明，本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

需要说明的是，在下述实施例中，逆变器输出端电压记为V_T，逆变器输出电流记为I_T，从副边补偿电感流出的副边电流记为I_R，负载R₁两端的电压记为V_o1，负载R₂两端的电压记为V_o2，负载R₁两端的电流记为I_O1，负载R₂两端的电流记为I_O2，功率开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、Q₅、Q₆一般使用MOSEFET，也可使用IGBT。当使用IGBT时，功率开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、Q₅、Q₆的A端、B端和C端分别对应代表功率开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄和Q₅的集电极、基极和发射极，当使用MOSEFET时，功率开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄和Q₅的A端、B端和C端分别对应代表功率开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄和Q₅的漏极、栅极和源极。

实施例一

本实施例提供一种技术方案：如图1所示，本实施例的一种SP型双输出单独可调无线电能传输系统，包括功率开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、Q₅、Q₆，原边补偿电容C_T，原边线圈L_T，副边补偿电容C_R，副边线圈L_R，负载R₁、负载R₂，二极管D₇、D₈，稳压电容C_f1、C_f2(即本发明所述第一～第六功率开关管、第一整流二极管、第二整流二极管、原边补偿电容、原边线圈、副边补偿电容、副边线圈、第一负载、第二负载、第一稳压电容、第二稳压电容)(在使用MOSEFET作为功率开关管的情况下，D₁～D₆分别是每个功率开关管的寄生二极管；若使用IGBT作为功率开关管，则没有寄生二极管，这里以MOSFET作为功率开关管来分析)；功率开关管Q₁、Q₂的A端连接输入电源U_in正极，功率开关管Q₃、Q₄的C端连接输入电源U_in负极，功率开关管Q₁的C端连接功率开关管Q₃的A端，功率开关管Q₂的C端连接功率开关管Q₄的A端；功率开关管Q₁的C端与原边补偿电容C_T正极相连，同时与功率开关管Q₃的A端相连；原边补偿电容C_T的负极与原边线圈L_T相连；原边线圈L_T的另一端连接着功率开关管Q₂的C端和功率开关管Q₄的A端；在副边，副边补偿电容C_R与副边线圈L_R并联，功率开关管Q₅的A端连接边补偿电容C_R的正极于a点，功率开关管Q₅的C端连接负载R₁的正极，负载R₁的负极连接二极管D₇的阳极，二极管D₇的阴极连接副边补偿电容C_R的负极于b点，稳压电容C_f1的正极接负载R₁的正极，C_f2的负极接负载R₂的负极；功率开关管Q₆的C端接副边补偿电容C_R的正极，功率开关管Q₆的A端接负载R₂的负极，负载R₂的正极接二极管D₈的阴极，二极管D₈的阳极接副边补偿电容C_R的负极于b点，稳压电容C_f2的负极接负载R₂的负极，稳压电容C_f2的正极接负载R₂的正极。

不同于现有技术，设置一个原边线圈和两个副边线圈来实现无线电能技术的双输出，本发明基于SP型无线电能传输系统，只通过设置一个原边线圈和一个副边线圈即可实现为两个负载同时充电，并且这两个负载的充电电压、电流以及充电功率可以独立调节，具有很强的应用性。

实施例二

图1所示拓扑，在满足了技术方案所示的参数设计公式的情况下，如公式(14)所示，副边补偿电容C_R两端的电压U_CR是一个交流电压源，其值与互感M、频率f(ω＝2πf)、C_R、U_in等参数有关。图7是功率开关管Q₁～Q₄组成的逆变器的驱动信号波形图，由此可以得到如图2所示的等效电路图，其工作模态包括模态一、模态二、模态三、模态四，详细情况如下：

模态一

结合图2以及图8，在一个周期内，第一个工作模态时间(0～D₁·T)，功率开关管Q₅导通，功率开关管Q₆闭合，可得到如图3所示的本发明工作模态一的示意图，从该图可知，此段时间内，电流I_L流经节点a，功率开关管Q₅至负载R₁，整流二极管D₇(即图3所示的支路I)，为负载R₁供电。如果我们需要增大负载R₁的充电电压以及充电功率，仅需适当增大功率开关管Q₅的占空比D₁(D₁不超过0.5)，如果需要减小负载R₁的充电电压及其功率，仅需适当减小功率开关管Q₅的占空比D₁。

模态二

结合图2以及图8，在一个周期内，第二个工作模态时间(D₁·T～T/2)，功率开关管Q₅与Q₆都处于闭合状态，可得到如图4所示的本发明工作模态二的示意图，从该图可知，此段时间内，由于支路I功率开关管Q₅的寄生二极管D₅以及支路Ⅱ整流二极管D₈的存在，两个支路均不通，电路处于断路状态，不为任何一个负载供电。

模态三

结合图2以及图8，在一个周期内，第三个工作模态时间，功率(T/2～T/2+D₂·T)开关管Q₅处于闭合状态，Q₆处于导通状态，可得到如图5所示的本发明工作模态三的示意图，这段时间处于这个周期的负半周，电流I_L流经节点b，整流二极管D₈，负载R₂，功率开关管Q₆(即图5中的支路Ⅱ)，此段时间内为负载R₂供电。如果我们需要增大负载R₂的充电电压以及充电功率，仅需适当增大功率开关管Q₆的占空比D₂(D₂不超过0.5)，如果需要减小负载R₂的充电电压及其功率，仅需适当减小功率开关管Q₆的占空比D₂。

模态四

结合图2以及图8，在一个周期内，第四个工作模态时间(T/2+D₂·T～T)，功率开关管Q₅与Q₆都处于闭合状态，可得到如图6所示的本发明工作模态四的示意图，从该图可知，此段时间内，由于支路I整流二极管D₇以及支路Ⅱ功率开关管Q₆的寄生二极管D₆的存在，两个支路均不通，电路处于断路状态，不为任何一个负载供电。

实施例三

本实施例的一种SP型双输出单独可调无线电能传输系统，基本结构同实施例一或二，进一步地，因电容C_f1与电容C_f2为稳压滤波电容，其值相对较大，起到稳定负载充电电流及电压的作用，使得电路工作可靠，输出稳定；本实施例的一种SP型双输出单独可调无线电能传输系统的控制方法同实施例二。

尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。

Claims

1.一种SP型双输出单独可调无线电能传输系统，其特征在于，包括：第一～第六功率开关管、第一整流二极管、第二整流二极管、原边补偿电容、原边线圈、副边补偿电容、副边线圈、第一负载、第二负载、第一稳压电容、第二稳压电容；所述第一功率开关管、第四功率开关管与第二功率开关管、第三功率开关管分别作为桥式逆变器的两个桥臂；所述原边补偿电容与原边线圈串联后的一端连接在所述第一功率开关管、第三功率开关管之间，另一端连接在所述第二功率开关管、第四功率开关管之间；所述副边补偿电容与副边线圈并联；所述第五功率开关管、第一负载与第一整流二极管串联形成第一支路，所述第五功率开关管的第一端通过第一节点与所述副边补偿电容的正极相连，第三端连接第一负载的一端，第一负载的另一端与第一整流二极管的阳极连接，第一整流二极管的阴极通过第二节点与所述副边补偿电容的负极连接，所述第一稳压电容并联在第一负载的两端；所述第六功率开关管、第二负载与第二整流二极管串联形成第二支路，所述六功率开关管的第三端通过第一节点与所述副边补偿电容的正极相连，第一端连接第二负载的一端，第二负载的另一端与第二整流二极管的阴极连接，第二整流二极管的阳极通过第二节点与所述副边补偿电容的负极连接，所述第二稳压电容并联在第二负载的两端；

直流电压经过桥式逆变器逆变，原边补偿电容与原边线圈构成第一谐振腔，副边补偿电容和副边线圈构成第二谐振腔，传导至副边补偿电容两端的电压为高频交流电压源。

2.根据权利要求1所述的一种SP型双输出单独可调无线电能传输系统，其特征在于：所述第一～第六功率开关管均为MOSEFET或IGBT。

3.根据权利要求2所述的一种SP型双输出单独可调无线电能传输系统，其特征在于：所述第一～第六功率开关管均为MOSEFET时，其第一端为漏极，第二端为栅极，第三端为源极；所述第一～第六功率开关管均为IGBT时，其第一端为集电极，第二端为基极，第三端为发射极。

4.根据权利要求1所述的一种SP型双输出单独可调无线电能传输系统，其特征在于：所述第一～第四功率开关管形成的桥式逆变器采用SPWM控制方式。

5.根据权利要求1所述的一种SP型双输出单独可调无线电能传输系统，其特征在于：所述第一支路与所述第二支路均为半波整流电路。

6.一种SP型双输出单独可调无线电能传输系统的控制方法，其特征在于，用于对如权利要求1～5任一项所述的系统进行控制，包括：控制同一对桥臂中的第一功率开关管、第三功率开关管和第二功率开关管、第四功率开关管以小于50％的占空比交替导通，通过调节第五调节功率开关管的占空比的大小来调节第一负载两端的充电电压以及充电电流的大小，并通过调节第六功率开关管的占空比的大小来调节第二负载两端的充电电压以及充电电流的大小。