CN207354059U - 一种可变匝比的直流充电电源 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供了一种可变匝比的充电电源，包括直流电压源、PWM斩波电路、谐振回路、变压器组、匝比切换开关和输出整流电路，其中，直流电压源连接PWM斩波电路，谐振回路连接PWM斩波电路，变压器组的原边连接谐振回路，变压器组的副边通过匝比切换开关连接输出整流电路。本实用新型提出的可变匝比的充电电源通过变压器副边的匝比切换开关来改变变压器绕组的匝比，实现了直流‑直流变换器输出电压的可调节范围更宽，保证电源在宽范围输出电压下都能工作在谐振频率附近，同时提升整机效率及稳定性。

Description

一种可变匝比的直流充电电源

技术领域

本实用新型涉及一种电源，具体涉及一种可变匝比的直流充电电源。

背景技术

目前大功率高压输出充电器及充电桩模块，为了满足不同蓄电池充电曲线要求，要求直流充电模块要满足很宽的输出电压范围(一般200V～750Vdc)。传统的直流充电模块为了获得宽电压输出能力，通常采用的方法是增加直流充电模块的工作频率范围。

图5给出了现有的采用高压输出全桥LLC DC-DC电路结构的直流充电模块的示例，所述直流充电模块包括直流电压源EC1、由MOSFET管Q1、Q2、Q3和Q4组成的PWM斩波电路、由电感Lr和电容Cr组成的谐振回路、变压器T1以及由二极管D1、D2、D3和D4组成的输出全桥整流电路。图1所示电路结构的缺点是：当直流充电模块工作频率范围增加时，由于频率范围越宽，会使工作频率偏离谐振频率越远，因此会造成直流充电模块的效率降低，可靠性降低，电磁兼容性变差。

实用新型内容

为了解决上述直流充电模块工作频率范围增加导致工作频率偏离谐振频率的技术问题，本实用新型提供了一种可变匝比的直流充电电源。

本实用新型提出的技术方案如下。

一种可变匝比的充电电源，包括直流电压源、PWM斩波电路、谐振回路、变压器组、匝比切换开关和输出整流电路，其中，直流电压源连接PWM斩波电路，谐振回路连接PWM斩波电路，变压器组的原边绕组连接谐振回路，变压器组的副边绕组通过匝比切换开关连接输出整流电路，其中，所述变压器组包括2N个变压器，N为大于等于1的整数；两个变压器为一组，每一组的两个变压器的副边绕组串接。

进一步地，所述充电电源还包括PWM控制电路，PWM控制电路对PWM斩波电路进行控制。

进一步地，PWM斩波电路为由4M个MOSFET管组成的桥式电路，其中M为大于等于1的整数。

进一步地，每个变压器的副边绕组为多个绕组。

进一步地，匝比切换开关包括2N个切换开关，各个变压器的副边绕组对应连接匝比切换开关的切换开关。

进一步地，变压器组包括第一变压器和第二变压器，第一变压器原边绕组的一端连接谐振回路包括的电感的一端，第一变压器原边绕组的另一端连接第二变压器原边绕组的一端形成始端与尾端连接的串接模式，第一变压器副边第一绕组的一端连接第一变压器副边第二绕组的一端形成始端与尾端连接的串接模式；第二变压器原边绕组的另一端连接谐振回路包括的电容的一端，第二变压器副边第一绕组的一端连接第一变压器副边第二绕组的另一端形成始端与尾端连接的串接模式，第二变压器副边第一绕组的另一端连接第二变压器副边第二绕组的一端形成始端与尾端连接的串接模式；

匝比切换开关包括第一切换开关和第二切换开关，第一切换开关的两个动端分别连接在第一变压器副边第一绕组的两端，第一切换开关的不动端连接输出整流电路；第二切换开关的两个动端分别连接在第二变压器副边第二绕组的两端，第二切换开关的不动端连接输出整流电路。

进一步地，PWM斩波电路包括第一MOSFET管、第二MOSFET管、第三MOSFET管、第四MOSFET 管、第五MOSFET管、第六MOSFET管、第七MOSFET管和第八MOSFET管，第一MOSFET管的漏极连接直流电压源的正极，第一MOSFET管的源极连接第一二极管的负极、PWM斩波电路包括的第一电容的一端以及第二MOSFET管的漏极；第二MOSFET管的源极连接第三MOSFET管的漏极；第三MOSFET管的源极连接第二二极管的正极、PWM斩波电路包括的第一电容的另一端以及第四MOSFET管的漏极，第一二极管的正极与第二二极管的负极相连；第四MOSFET管的源极连接第二有极电容的负极；第五MOSFET管的漏极连接直流电压源的正极，第五MOSFET管的源极连接第三二极管的负极、PWM斩波电路包括的第二电容的一端以及第六MOSFET管的漏极；第六MOSFET管的源极连接第七MOSFET管的漏极，第七MOSFET管的源极连接第四二极管的正极、PWM斩波电路包括的第二电容的另一端以及第八MOSFET管的漏极，第八MOSFET管的源极连接第二有极电容的负极；第三二极管的正极与第一有极电容的负极和第二有极电容的正极相连。

进一步地，谐振回路包括电感和第一电容，电感一端连接第二MOSFET管的源极和第三 MOSFET管的漏极，谐振回路包括的第一电容的一端连接第六MOSFET管的源极和第七MOSFET 管的漏极。

进一步地，变压器组包括第一变压器、第二变压器、第三变压器和第四变压器，第一变压器原边绕组的一端连接电感的另一端，第一变压器原边绕组的另一端连接第二变压器原边绕组的一端形成始端与尾端连接的串接模式，第一变压器副边第一绕组的一端连接第一变压器副边第二绕组的一端形成始端与尾端连接的串接模式；第二变压器原边绕组的另一端连接第三变压器原边绕组的一端形成始端与尾端连接的串接模式；第三变压器原边绕组的另一端连接第四变压器原边绕组的一端形成始端与尾端连接的串接模式；第四变压器原边绕组的另一端连接谐振回路包括的第一电容的另一端。

进一步地，匝比切换开关包括第一切换开关、第二切换开关、第三切换开关和第四切换开关，第一切换开关的两个动端分别连接在第一变压器副边第一绕组的两端；第二切换开关的两个动端分别连接在第二变压器副边第二绕组的两端；第三切换开关的两个动端分别连接在第三变压器副边第一绕组的两端；第四切换开关的两个动端分别连接在第四变压器副边第二绕组的两端；

输出整流电路包括第五二极管、第六二极管、第七二极管、第八二极管、第九二极管、第十二极管、第十一二极管和第十二二极管，其中，第五二极管的正极连接第一切换开关的不动端和第八二极管的负极，第五二极管的负极连接第六二极管的负极；第六二极管的正极连接第七二极管的负极和第二切换开关的不动端；第七二极管的正极连接第八二极管的正极、第九二极管的负极和第十二极管的负极；第九二极管的正极连接第三切换开关的不动端和第十二二极管的负极；第十二极管的正极连接第四切换开关的不动端和第十一二极管的负极；第十一二极管的正极与第十二二极管的正极相连并接模拟地；

第五二极管的负极和第六二极管的负极连接处的引出端与第九二极管的负极和第十二极管的负极连接处的引出端连接有第三有极电容，第九二极管的负极和第十二极管的负极连接处的引出端与第十一二极管的正极与第十二二极管的正极连接处的引出端之间连接有第四有极电容，第三有极电容的正极与第四有极电容的负极之间的电压作为输出直流电压，第四有极电容的端电压作为中点电压。

本实用新型的有益效果：本实用新型提出的可变匝比的直流充电电源是一种可变匝比输出直流-直流变换器，通过变压器副边的匝比切换开关来改变变压器绕组的匝比，实现了直流- 直流变换器输出电压的可调节范围更宽，保证电源在宽范围输出电压下都能工作在谐振频率附近，同时提升整机效率及稳定性；且适用于各类大功率直流-直流变换器拓扑架构。

附图说明

图1为本实用新型提出的可变匝比的直流充电电源的结构示意图；

图2为本实用新型提出的采用改进高压输出全桥LLC DC-DC电路结构的可变匝比的直流充电电源的结构示意图；

图3为本实用新型提出的采用改进高压输出半桥LLC DC-DC电路结构的可变匝比的直流充电电源的结构示意图；

图4为本实用新型提出的采用改进高压输出三电平半桥LLC DC-DC电路结构的可变匝比的直流充电电源的结构示意图；

图5为传统的采用高压输出全桥LLC DC-DC电路结构的直流充电模块的示意图。

具体实施方式

为使本实用新型的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本实用新型进一步详细说明。但本领域技术人员知晓，本实用新型并不局限于附图和以下实施例。

本实用新型提出的可变匝比的直流充电电源，如图1所示，包括直流电压源、PWM斩波电路、PWM控制电路、谐振回路、变压器组、匝比切换开关和输出整流电路，其中，直流电压源连接PWM斩波电路，PWM控制电路对PWM斩波电路进行控制，谐振回路连接PWM斩波电路，变压器组的原边绕组连接谐振回路，变压器组的副边绕组通过匝比切换开关连接输出整流电路，通过匝比切换开关改变变压器绕组的匝比，使得直流充电电源输出电压的可调节范围更宽。

下面结合附图2-4对本实用新型提出的可变匝比的直流充电电源进行描述，但本实用新型涵盖的技术方案并不限于此。

实施例1：

本实用新型提出的可变匝比的直流充电电源的实施例1如图2所示，本实施例中电源采用高压输出全桥LLC DC-DC电路结构，包括直流电压源Vdc、PWM斩波电路、PWM控制电路、谐振回路、变压器组、匝比切换开关和输出全桥整流电路。

其中，直流电压源Vdc两端连接有第一有极电容EC21。

PWM斩波电路由第一MOSFET管Q21、第二MOSFET管Q22、第三MOSFET管Q23和第四MOSFET 管Q24组成，第一MOSFET管Q21的漏极D与第二MOSFET管Q22的漏极均连接至直流电压源 EC1的正极，第一MOSFET管Q21的源极S与第四MOSFET管Q24的漏极D连接，第二MOSFET管Q22的源极S与第三MOSFET管Q23的漏极D连接，第三MOSFET管Q23的源极S与第四MOSFET管Q24的源极S均连接至直流电压源EC21的负极，直流电压源EC21的负极接地GND。

谐振回路包括电感Lr21和电容Cr21，电感Lr21一端连接第一MOSFET管Q21的源极S和第四MOSFET管Q24的漏极D，电容Cr21的一端连接第二MOSFET管Q22的源极S和第三MOSFET管Q23的漏极D。

变压器组包括第一变压器T21和第二变压器T22，第一变压器T21原边绕组的一端连接电感Lr21的另一端，第一变压器T21原边绕组的另一端连接第二变压器T22原边绕组的一端形成始端与尾端连接的串接模式，第一变压器T21副边第一绕组的一端连接第一变压器T21副边第二绕组的一端形成始端与尾端连接的串接模式；第二变压器T22原边绕组的另一端连接电容 Cr21的另一端，第二变压器T22副边第一绕组的一端连接第一变压器T21副边第二绕组的另一端形成始端与尾端连接的串接模式，第二变压器T22副边第一绕组的另一端连接第二变压器 T22副边第二绕组的一端形成始端与尾端连接的串接模式。

匝比切换开关包括第一切换开关RLY21和第二切换开关RLY22，第一切换开关RLY21的两个动端分别连接在第一变压器T21副边第一绕组的两端；第二切换开关RLY22的两个动端分别连接在第二变压器T22副边第二绕组的两端。

输出全桥整流电路包括第一二极管D21、第二二极管D22、第三二极管D23和第四二极管 D24，第一二极管D21的正极连接第一切换开关RLY21的不动端和第四二极管D24的负极，第一二极管D21的负极连接第二二极管D22的负极，第二二极管D22的正极连接第三二极管D23 的负极和第二切换开关RLY22的不动端，第三二极管D23的正极连接第四二极管D24的正极，第一二极管D21的负极和第二二极管D22的负极连接处的引出端与第三二极管D23的正极和第四二极管D24的正极连接处的引出端之间连接有第二有极电容EC22，第二有极电容EC22的端电压作为输出直流电压Vout2，输出直流电压Vout2为可充电电池充电。

输出直流电压Vout2的负极接模拟地AGND。

当直流电压源Vdc启动运行时，单片机检测可充电电池的端电压值，当可充电电池的端电压值较低(例如低于某阈值)时，匝比切换开关切换到最小匝比，此时变压器副边仅有两个绕组接入，例如图2中所示的第一变压器T21的第二绕组和第二变压器T22的第一绕组；当可充电电池的端电压充到一定电压值(例如达到某阈值)时，PWM控制电路控制PWM斩波电路停止，匝比切换开关动作，此时变压器副边有三个绕组接入，匝比切换开关动作后PWM控制电路重新启动PWM斩波电路；当可充电电池的端电压充至较高电压值(例如达到某阈值)时，PWM控制电路控制PWM斩波电路停止，匝比切换开关再次动作，此时变换器副边绕组全部接入，匝比切换开关动作后PWM控制电路重新启动PWM斩波电路。

该技术方案通过变压器副边的匝比变化，保证电源在宽范围输出电压下都能工作在谐振频率附近，提升电源的效率及稳定性。

实施例2：

本实用新型提出的可变匝比的直流充电电源的实施例2如图3所示，本实施例中电源采用高压输出半桥LLC DC-DC电路结构，包括直流电压源Vdc、PWM斩波电路、PWM控制电路、谐振回路、变压器组、匝比切换开关和输出整流电路。

其中，直流电压源Vdc两端连接有串联的第一有极电容EC31和第二有极电容EC32。

PWM斩波电路包括第一MOSFET管Q31、第二MOSFET管Q32、第三MOSFET管Q33和第四MOSFET 管Q34，第一MOSFET管Q31的漏极D连接直流电压源Vdc的正极，第一MOSFET管Q31的源极 S连接第一二极管D31的负极、第一电容C31的一端以及第二MOSFET管Q32的漏极D；第二 MOSFET管Q32的源极S连接第三MOSFET管Q33的漏极D；第三MOSFET管Q33的源极S连接第二二极管D32的正极、第一电容C31的另一端以及第四MOSFET管Q34的漏极D；第四MOSFET 管Q34的源极S连接第二有极电容EC32的负极，第一二极管D31的正极与第二二极管D32的负极、第一有极电容EC31的负极和第二有极电容EC32的正极相连。

谐振回路包括电感Lr31、第一电容Cr31和第二电容Cr32，电感Lr31一端连接第二MOSFET 管Q32的源极S和第三MOSFET管Q33的漏极D，第一电容Cr31的一端连接第一MOSFET管Q31 的漏极D和直流电压源Vdc的正极，第一电容Cr31的另一端连接第二电容Cr32的一端，第二电容Cr32的另一端连接第四MOSFET管Q34的源极S。

变压器组包括第一变压器T31和第二变压器T32，第一变压器T31原边绕组的一端连接电感Lr31的另一端，第一变压器T31原边绕组的另一端连接第二变压器T32原边绕组的一端形成始端与尾端连接的串接模式，第一变压器T31副边第一绕组的一端连接第一变压器T31副边第二绕组的一端形成始端与尾端连接的串接模式；第二变压器T32原边绕组的另一端连接第一电容Cr31的另一端和第二电容Cr32的另一端，第二变压器T32副边第一绕组的一端连接第一变压器T31副边第二绕组的另一端形成始端与尾端连接的串接模式，第二变压器T32副边第一绕组的另一端连接第二变压器T32副边第二绕组的一端形成始端与尾端连接的串接模式。

匝比切换开关包括第一切换开关RLY31和第二切换开关RLY32，第一切换开关RLY31的两个动端分别连接在第一变压器T31副边第一绕组的两端；第二切换开关RLY32的两个动端分别连接在第二变压器T32副边第二绕组的两端。

输出整流电路包括第三二极管D33、第四二极管D34、第五二极管D35和第六二极管D36，第三二极管D33的正极连接第一切换开关RLY31的不动端和第六二极管D36的负极，第三二极管D33的负极连接第四二极管D34的负极，第四二极管D34的正极连接第五二极管D35的负极和第二切换开关RLY32的不动端，第五二极管D35的正极连接第六二极管D36的正极，第三二极管D33的负极和第四二极管D34的负极连接处的引出端与第五二极管D35的正极和第六二极管D36的正极连接处的引出端之间连接有第三有极电容EC33。

第三有极电容EC33的负极接模拟地AGND，第三有极电容EC33的端电压作为输出直流电压Vout3为可充电电池充电。

当直流电压源Vdc启动运行时，单片机检测可充电电池的端电压值，当可充电电池的端电压值较低(例如低于某阈值)时，匝比切换开关切换到最小匝比，此时变压器副边仅有两个绕组接入，例如图3中所示的第一变压器T31的第二绕组和第二变压器T32的第一绕组；当可充电电池的端电压充到一定电压值(例如达到某阈值)时，PWM控制电路控制PWM斩波电路停止，匝比切换开关动作，此时变压器副边有三个绕组接入，匝比切换开关动作后PWM控制电路重新启动PWM斩波电路；当可充电电池的端电压充电至较高电压值(例如达到某阈值)时，PWM控制电路控制PWM斩波电路停止，匝比切换开关再次动作，此时变换器副边绕组全部接入，匝比切换开关动作后PWM控制电路重新启动PWM斩波电路。

实施例3：

本实用新型提出的可变匝比的直流充电电源的实施例3如图4所示，本实施例中电源采用高压输出三电平半桥LLC DC-DC电路结构，包括直流电压源Vdc、PWM斩波电路、PWM控制电路、谐振回路、变压器组、匝比切换开关和输出整流电路。

其中，直流电压源Vdc两端连接有串联的第一有极电容EC41和第二有极电容EC42，直流电压源Vdc的负极接地GND。

PWM斩波电路包括第一MOSFET管Q41、第二MOSFET管Q42、第三MOSFET管Q43、第四MOSFET 管Q44、第五MOSFET管Q45、第六MOSFET管Q46、第七MOSFET管Q47和第八MOSFET管Q48，第一MOSFET管Q41的漏极D连接直流电压源Vdc的正极，第一MOSFET管Q41的源极S连接第一二极管D41的负极、第一电容Css41的一端以及第二MOSFET管Q42的漏极D；第二MOSFET管Q42的源极S连接第三MOSFET管Q43的漏极D；第三MOSFET管Q43的源极S连接第二二极管D42的正极、第一电容Css41的另一端以及第四MOSFET管Q44的漏极D，第一二极管D41 的正极与第二二极管D42的负极相连；第四MOSFET管Q44的源极S连接第二有极电容EC42 的负极；第五MOSFET管Q45的漏极D连接直流电压源Vdc的正极，第五MOSFET管Q45的源极 S连接第三二极管D43的负极、第二电容Css42的一端以及第六MOSFET管Q46的漏极D；第六 MOSFET管Q46的源极S连接第七MOSFET管Q47的漏极D，第七MOSFET管Q47的源极S连接第四二极管D44的正极、第二电容Css42的另一端以及第八MOSFET管Q48的漏极D，第八MOSFET 管Q48的源极S连接第二有极电容EC42的负极；第三二极管D43的正极与第一有极电容EC41 的负极和第二有极电容EC42的正极相连。

谐振回路包括电感Lr41和第一电容Cr41，电感Lr41一端连接第二MOSFET管Q42的源极 S和第三MOSFET管Q43的漏极D，第一电容Cr41的一端连接第六MOSFET管Q46的源极S和第七MOSFET管Q47的漏极D。

变压器组包括第一变压器T41、第二变压器T42、第三变压器T43和第四变压器T44，第一变压器T41原边绕组的一端连接电感Lr41的另一端，第一变压器T41原边绕组的另一端连接第二变压器T42原边绕组的一端形成始端与尾端连接的串接模式，第一变压器T41副边第一绕组的一端连接第一变压器T41副边第二绕组的一端形成始端与尾端连接的串接模式；第二变压器T42原边绕组的另一端连接第三变压器T43原边绕组的一端形成始端与尾端连接的串接模式；第三变压器T43原边绕组的另一端连接第四变压器T44原边绕组的一端形成始端与尾端连接的串接模式；第四变压器T44原边绕组的另一端连接第一电容Cr41的另一端。

匝比切换开关包括第一切换开关RLY41、第二切换开关RLY42、第三切换开关RLY43和第四切换开关RLY44，第一切换开关RLY41的两个动端分别连接在第一变压器T41副边第一绕组的两端；第二切换开关RLY42的两个动端分别连接在第二变压器T42副边第二绕组的两端；第三切换开关RLY43的两个动端分别连接在第三变压器T43副边第一绕组的两端；第四切换开关 RLY44的两个动端分别连接在第四变压器T44副边第二绕组的两端。

输出整流电路包括第五二极管D45、第六二极管D46、第七二极管D47、第八二极管D48、第九二极管D49、第十二极管D410、第十一二极管D411和第十二二极管D412，其中，第五二极管D45的正极连接第一切换开关RLY41的不动端和第八二极管D48的负极，第五二极管D45 的负极连接第六二极管D46的负极；第六二极管D46的正极连接第七二极管D47的负极和第二切换开关RLY42的不动端；第七二极管D47的正极连接第八二极管D48的正极、第九二极管 D49的负极和第十二极管D410的负极；第九二极管D49的正极连接第三切换开关RLY3的不动端和第十二二极管D412的负极；第十二极管D410的正极连接第四切换开关RLY4的不动端和第十一二极管D411的负极；第十一二极管D411的正极与第十二二极管D12的正极相连并接模拟地AGND。

第五二极管D45的负极和第六二极管D46的负极连接处的引出端与第九二极管D49的负极和第十二极管D410的负极连接处的引出端连接有第三有极电容EC43，第九二极管D49的负极和第十二极管D410的负极连接处的引出端与第十一二极管D411的正极与第十二二极管D12 的正极连接处的引出端之间连接有第四有极电容EC44，第三有极电容EC43的正极与第四有极电容EC44的负极之间的电压作为输出直流电压Vout4为可充电电池充电，第四有极电容EC44 的端电压作为中点电压Vhalf也可为可充电电池充电。

第四有极电容EC44的负极接模拟地AGND。

当直流电压源Vdc启动运行时，单片机检测可充电电池的端电压值，当可充电电池的端电压值较低(例如低于某阈值)时，匝比切换开关切换到最小匝比，此时变压器副边仅有四个绕组接入；当可充电电池的端电压充到一定电压值(例如达到某阈值)时，PWM控制电路控制PWM 斩波电路停止，匝比切换开关动作，此时变压器副边有五、六或七个绕组接入，匝比切换开关动作后PWM控制电路重新启动PWM斩波电路；当可充电电池的端电压充电至较高电压值(例如达到某阈值)时，PWM控制电路控制PWM斩波电路停止，匝比切换开关再次动作，此时变换器副边绕组全部接入，匝比切换开关动作后PWM控制电路重新启动PWM斩波电路。

以上对本实用新型的实施方式进行了说明。但是，本实用新型不限定于上述实施方式。凡在本实用新型的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种可变匝比的充电电源，其特征在于，包括直流电压源、PWM斩波电路、谐振回路、变压器组、匝比切换开关和输出整流电路，其中，直流电压源连接PWM斩波电路，谐振回路连接PWM斩波电路，变压器组的原边绕组连接谐振回路，变压器组的副边绕组通过匝比切换开关连接输出整流电路，其中，所述变压器组包括2N个变压器，N为大于等于1的整数；两个变压器为一组，每一组的两个变压器的副边绕组串接。

2.根据权利要求1所述的可变匝比的充电电源，其特征在于，所述充电电源还包括PWM控制电路，PWM控制电路对PWM斩波电路进行控制。

3.根据权利要求1或2所述的可变匝比的充电电源，其特征在于，PWM斩波电路为由4M个MOSFET管组成的桥式电路，其中M为大于等于1的整数。

4.根据权利要求3所述的可变匝比的充电电源，其特征在于，每个变压器的副边绕组为多个绕组。

5.根据权利要求4所述的可变匝比的充电电源，其特征在于，匝比切换开关包括2N个切换开关，各个变压器的副边绕组对应连接匝比切换开关的切换开关。

6.根据权利要求5所述的可变匝比的充电电源，其特征在于，变压器组包括第一变压器和第二变压器，第一变压器原边绕组的一端连接谐振回路包括的电感的一端，第一变压器原边绕组的另一端连接第二变压器原边绕组的一端形成始端与尾端连接的串接模式，第一变压器副边第一绕组的一端连接第一变压器副边第二绕组的一端形成始端与尾端连接的串接模式；第二变压器原边绕组的另一端连接谐振回路包括的电容的一端，第二变压器副边第一绕组的一端连接第一变压器副边第二绕组的另一端形成始端与尾端连接的串接模式，第二变压器副边第一绕组的另一端连接第二变压器副边第二绕组的一端形成始端与尾端连接的串接模式；

匝比切换开关包括第一切换开关和第二切换开关，第一切换开关的两个动端分别连接在第一变压器副边第一绕组的两端，第一切换开关的不动端连接输出整流电路；第二切换开关的两个动端分别连接在第二变压器副边第二绕组的两端，第二切换开关的不动端连接输出整流电路。

7.根据权利要求5所述的可变匝比的充电电源，其特征在于，PWM斩波电路包括第一MOSFET管、第二MOSFET管、第三MOSFET管、第四MOSFET管、第五MOSFET管、第六MOSFET管、第七MOSFET管和第八MOSFET管，第一MOSFET管的漏极连接直流电压源的正极，第一MOSFET管的源极连接第一二极管的负极、PWM斩波电路包括的第一电容的一端以及第二MOSFET管的漏极；第二MOSFET管的源极连接第三MOSFET管的漏极；第三MOSFET管的源极连接第二二极管的正极、PWM斩波电路包括的第一电容的另一端以及第四MOSFET管的漏极，第一二极管的正极与第二二极管的负极相连；第四MOSFET管的源极连接第二有极电容的负极；第五MOSFET管的漏极连接直流电压源的正极，第五MOSFET管的源极连接第三二极管的负极、PWM斩波电路包括的第二电容的一端以及第六MOSFET管的漏极；第六MOSFET管的源极连接第七MOSFET管的漏极，第七MOSFET管的源极连接第四二极管的正极、PWM斩波电路包括的第二电容的另一端以及第八MOSFET管的漏极，第八MOSFET管的源极连接第二有极电容的负极；第三二极管的正极与第一有极电容的负极和第二有极电容的正极相连。

8.根据权利要求7所述的可变匝比的充电电源，其特征在于，谐振回路包括电感和第一电容，电感一端连接第二MOSFET管的源极和第三MOSFET管的漏极，谐振回路包括的第一电容的一端连接第六MOSFET管的源极和第七MOSFET管的漏极。

9.根据权利要求8所述的可变匝比的充电电源，其特征在于，变压器组包括第一变压器、第二变压器、第三变压器和第四变压器，第一变压器原边绕组的一端连接电感的另一端，第一变压器原边绕组的另一端连接第二变压器原边绕组的一端形成始端与尾端连接的串接模式，第一变压器副边第一绕组的一端连接第一变压器副边第二绕组的一端形成始端与尾端连接的串接模式；第二变压器原边绕组的另一端连接第三变压器原边绕组的一端形成始端与尾端连接的串接模式；第三变压器原边绕组的另一端连接第四变压器原边绕组的一端形成始端与尾端连接的串接模式；第四变压器原边绕组的另一端连接谐振回路包括的第一电容的另一端。

10.根据权利要求9所述的可变匝比的充电电源，其特征在于，匝比切换开关包括第一切换开关、第二切换开关、第三切换开关和第四切换开关，第一切换开关的两个动端分别连接在第一变压器副边第一绕组的两端；第二切换开关的两个动端分别连接在第二变压器副边第二绕组的两端；第三切换开关的两个动端分别连接在第三变压器副边第一绕组的两端；第四切换开关的两个动端分别连接在第四变压器副边第二绕组的两端；

输出整流电路包括第五二极管、第六二极管、第七二极管、第八二极管、第九二极管、第十二极管、第十一二极管和第十二二极管，其中，第五二极管的正极连接第一切换开关的不动端和第八二极管的负极，第五二极管的负极连接第六二极管的负极；第六二极管的正极连接第七二极管的负极和第二切换开关的不动端；第七二极管的正极连接第八二极管的正极、第九二极管的负极和第十二极管的负极；第九二极管的正极连接第三切换开关的不动端和第十二二极管的负极；第十二极管的正极连接第四切换开关的不动端和第十一二极管的负极；第十一二极管的正极与第十二二极管的正极相连并接模拟地；

第五二极管的负极和第六二极管的负极连接处的引出端与第九二极管的负极和第十二极管的负极连接处的引出端连接有第三有极电容，第九二极管的负极和第十二极管的负极连接处的引出端与第十一二极管的正极与第十二二极管的正极连接处的引出端之间连接有第四有极电容，第三有极电容的正极与第四有极电容的负极之间的电压作为输出直流电压，第四有极电容的端电压作为中点电压。