WO2005041389A1 - パルス発生回路 - Google Patents

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Tatsuhiko Hatano
Takeshi Sakuma
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Ngk Insulators, Ltd.
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    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters

Definitions

  • the present invention relates to a pulse generation circuit that continuously outputs a positive pulse and a negative pulse.
  • Patent Document 1 Japanese Patent No. 2649340 (Column 8, line 3, line 41)
  • Non-Patent Document 1 Applied Physics, Vol. 61, No. 10, 1992, p. 1039—1043, "Preparation of amorphous silicon-based thin films by high-voltage pulsed discharge gas-phase growth"
  • Non-Patent Document 2 IEEE TRANSACTION ON PLASMIC SCIENCE, VOL.28, N0.2, APRIL 2000, p.434-442, ⁇ Improvement of NOx Removal Efficiency Using Short-Width Pulsed PowerJ
  • a pulse power supply used to generate plasma by changing an electric field and accelerating electrons in order to generate a high potential difference due to a low voltage, a pulse having an opposite polarity, that is, a positive electrode is used.
  • a method of continuously outputting a negative pulse and a negative pulse is adopted.
  • a conventional pulse generating circuit 100 includes, as shown in FIG. 6, for example, a DC power supply 102, and a first switch 104 and a second switch 106 connected in series to both ends of the DC power supply 102.
  • a third switch 108 and a fourth switch 110 connected in series to both ends of the DC power supply 102; a contact al of the first switch 104 and the second switch 106; and a third switch 108 and a third switch 108.
  • the output voltage Vout both ends of the secondary winding 116 of the transformer 114 are also taken out!
  • the pulse generation circuit 100 requires the use of four switches 104, 106, 108, and 110 because of the formation of a bridge, which disadvantageously increases the number of parts. There is.
  • the present invention has been made in view of such a problem, and it is possible to effectively reduce the number of components and obtain a steep voltage change at the time of switching a noise waveform. It is an object to provide a pulse generation circuit.
  • a pulse generation circuit is a pulse generation circuit that continuously outputs a positive-polarity pulse and a negative-polarity pulse, comprising a transformer connected in series to both ends of a DC power supply and one switch. The output is taken out from both ends of the secondary winding of the transformer.
  • a switch for example, a semiconductor switch is preferably used.
  • any one of the positive polarity pulse and the negative polarity pulse is output while the switch is on, and the switch is turned off.
  • a pulse of the opposite polarity due to the induced electromotive force is output.
  • the switching operation from the pulse of the positive polarity or the pulse of the negative polarity to the pulse of the opposite polarity is performed by one switch, so that the number of parts can be significantly reduced. Also, there is no need to provide a dead time at the time of switching. Therefore, a steep voltage change can be obtained at the time of switching the noise waveform.
  • the turns ratio of the transformer is n
  • the primary inductance value is Ll
  • the breaking speed of the current flowing through the primary winding of the transformer is (diZdt).
  • the pulse voltage of the pulse output while the switch is on is determined by nV
  • the pulse voltage of the pulse of the opposite polarity is determined by nLl (diZdt).
  • a capacitor may be provided in parallel with the switch. This makes it possible to reduce the duty of operation when the switch is, for example, a semiconductor switch, to reduce the switching loss of the semiconductor switch and to improve the current interruption capability. In particular, an improvement in the current blocking capability leads to a large capacity when the pulse generating circuit is a pulse power supply.
  • the voltage rise rate at turn-off (dvZdt) may not be too high depending on the semiconductor switch used.
  • the allowable level of the semiconductor switch used can be increased. Can be adjusted by the capacitance of the capacitor up to the voltage rise rate (dvZdt).
  • the number of components can be effectively reduced, and a steep voltage change can be obtained when switching the pulse waveform.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a pulse generation circuit according to the present embodiment.
  • FIG. 2A to FIG. 2C are waveform diagrams showing circuit operations of the pulse generation circuit according to the first exemplary embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a pulse generation circuit according to a first modification.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a pulse generation circuit according to a second modification.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a pulse generation circuit according to a third modification.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a pulse generation circuit according to a conventional example.
  • FIG. 7 is a waveform diagram showing an output voltage of a pulse generation circuit according to a conventional example.
  • a resistance load 20 is connected to both ends of the secondary winding 18 as shown in FIG. 1, or a capacitive load 30 is connected as shown in FIG.
  • the output voltage V2 is the voltage value of the negative polarity and the voltage value of the positive polarity.
  • the time lag (period Tn) is almost negligible because it rises steeply toward (peak value).
  • the peak value of the output voltage V2 that is, the peak value of the pulse P2 of the positive polarity, is represented by n, the turns ratio of the transformer 14, the primary inductance Ll of the transformer 14, and the primary winding 22 of the transformer 14. NLl (diZdt), where the breaking speed of the current II is (diZdt).
  • the output voltage V2 gradually attenuates because energy is consumed in the resistance load 20, and the output voltage V2 reaches the reference level (t3) during the time Toff when the switch 16 is off. 0V).
  • the output voltage V2 is attenuated so that the integral value of the negative pulse P1 and the integral value of the positive pulse P2 become substantially the same.
  • the pulse generation circuit 10 has the transformer 14 and one switch 16 connected in series at both ends of the DC power supply 12, and the secondary winding 18 of the transformer 14 Both ends Since the output (output voltage V2) is taken out from the switch, a negative pulse P1 is output during the period Ton when the switch 16 is on, and the induction generated in the transformer 14 when the switch 16 is turned off. Due to the electromotive force, a pulse of opposite polarity (positive pulse) P2 is output.
  • the switching operation from the negative pulse P1 to the positive pulse P2 is performed by one switch 16, so that the number of parts can be significantly reduced.
  • the force does not need to have a dead time at the time of switching. Therefore, a sharp voltage change can be obtained when the pulse waveform is switched.
  • the integral of the pulse P1 of the negative polarity and the integral of the pulse P2 of the positive polarity are substantially the same, the residual magnetic flux in the transformer 14 can be substantially reset, and the size of the transformer 14 can be reduced. Can be achieved.
  • the pulse generation circuit 10a according to the first modified example is different in that an upper end clamp circuit 24 is connected in parallel with the switch 16, as shown in FIG.
  • the clamp voltage Vc of the clamp circuit 24 to, for example, nVl, it is possible to obtain a pulse having substantially the same absolute value and a substantially rectangular pulse in both the negative pulse P1 and the positive pulse P2. Can be.
  • the pulse generation circuit 10b according to the second modification differs in that a capacitor 26 is connected in parallel to the switch 16, as shown in FIG. This is suitable when a semiconductor switch 28 such as an SI thyristor is used as the switch 16.
  • the semiconductor switch 28 when the semiconductor switch 28 is turned off, the current flowing from the anode terminal of the semiconductor switch 28 to the force source terminal is diverted to the anode terminal force to the gate terminal, and the electric charge remaining inside the semiconductor switch 28 Is pulled out of the gate, and the semiconductor switch 28 is turned off. At this time, the current flowing in the semiconductor switch 28 is diverted to the path of the capacitor 26, whereby the operation duty of the semiconductor switch 28 is reduced.
  • the semiconductor switch 28 when the semiconductor switch 28 is operated at high speed or when a large current is interrupted, a large surge voltage due to the exciting inductance of the transformer 14 is applied to the semiconductor switch 28.
  • a capacitor 26 is connected in parallel to the semiconductor switch 28. By connecting to this, the surge voltage can be suppressed, and the reliability of the semiconductor switch 28 can be improved.
  • the voltage rise rate (dvZdt) at the time of turn-off may not be very high.
  • the allowable The capacitance of the capacitor 26 can be adjusted up to the voltage rise rate (dvZdt) of the level.
  • the capacitor 26 is connected in parallel to the semiconductor switch 28 in parallel to the semiconductor switch 28.
  • the capacitor 26 may be shared by a parasitic component of the semiconductor switch 28.
  • the connection of the capacitor 26 can be omitted, and downsizing of the high-performance pulse generating circuit 10b as described above can be realized.
  • the pulse generating circuit 10c according to the third modification is different from the pulse generating circuit 10c in that a capacitive load 30 such as a discharge gap is connected to both ends of the secondary winding 18 as shown in FIG. ,
  • the switch 32 is connected in parallel to the switch 16 and in the opposite direction. Also in this case, it is suitable when a semiconductor switch 28 such as an SI thyristor is used as the switch 16.
  • the remaining charge is discharged via the exciting inductance of the transformer 14 (current flows through the primary winding 22 of the transformer 14), and energy is transferred to the primary winding 22 again.
  • the first path 34 is a path directed toward the capacitive load 30 again, and the second path 36 is a path connecting the DC power supply 12, the diode 32, and the primary winding 22.
  • the voltage generated by transformer 14 is clamped by the voltage generated by DC power supply 12 and diode 32, and most of the current flows through second path 36.
  • the flow of the current through the second path 36 is an operation for regenerating energy to the DC power supply 12.
  • the pulse generation circuit according to the present invention is not limited to the above-described embodiment, but may adopt various configurations without departing from the gist of the present invention.

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Abstract

　パルス発生回路（１０）は、直流電源（１２）（電源電圧＝Ｖ）と、該直流電源（１２）の両端に直列接続されたトランス（１４）と１つのスイッチ（１６）とを有し、トランス（１４）の２次巻線（１８）の両端から出力が取り出されるようになっている。そして、スイッチ（１６）がオンとなっている期間において、２次巻線（１８）の両端から負極性のパルスが出力され、スイッチ（１６）をオフにすると、抵抗負荷（２０）への放電が開始されて、トランス（１４）に発生する誘導起電力によって出力電圧が急峻に上昇し、正極性のパルスが出力される。

Description

明 細 書
パルス発生回路
技術分野
[0001] 本発明は、正極性のパルスと負極性のパルスとを連続して出力するパルス発生回 路に関する。
背景技術
[0002] 近時、高電圧パルスの放電によるプラズマにより、脱臭、殺菌、成膜、有害ガスの分 解等を行う技術が適応されるようになってきたが (例えば特許文献 1及び非特許文献 1参照）、プラズマによる処理を効率よく行うためには、高電圧の極めて幅の狭いパル スを供給することが必要であることがわ力つてきている (例えば非特許文献 2参照)。 特許文献 1 :特許第 2649340号公報 (第 8欄第 3行一第 41行）
非特許文献 1 :応用物理，第 61卷，第 10号， 1992, p. 1039— 1043, 「高電圧パル ス放電ィ匕学気相成長法によるアモルファスシリコン系薄膜の作製」
非特許文献 2 : IEEE TRANSACTION ON PLASMIC SCIENCE,VOL.28,N0.2,APRIL 2000, p.434一 442, 「Improvement of NOx Removal Efficiency Using Short-Width Pulsed PowerJ
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0003] ところで、電界を変化させて、電子を加速することによってプラズマを発生するため に用いられるパルス電源では、低電圧によって高い電位差を発生させるために、極 性が逆のパルス、すなわち、正極性のパルスと負極性のパルスを連続して出力する 方式が採用されている。
[0004] この方式による従来のパルス発生回路 100は、例えば図 6に示すように、直流電源 102と、該直流電源 102の両端に直列接続された第 1のスィッチ 104及び第 2のスィ ツチ 106と、前記直流電源 102の両端に直列接続された第 3のスィッチ 108及び第 4 のスィッチ 110と、第 1のスィッチ 104と第 2のスィッチ 106との接点 alと第 3のスイツ チ 108及び第 4のスィッチ 110との接点 a2との間に 1次卷線 112が接続されたトラン ス 114とを有する。つまり、ブリッジ構成となっている。出力電圧 Voutはトランス 114 の 2次卷線 116の両端力も取り出されるようになって!/、る。
[0005] そして、例えば第 2のスィッチ 106と第 3のスィッチ 108をオンすることで、図 7に示 すように、 2次卷線 116の両端からは負極性のパルス 118が出力され、第 2のスィッチ 106と第 3のスィッチ 108をオフすると共に、第 1のスィッチ 104と第 4のスィッチ 110 をターンオンすることで、 2次卷線 116の両端からは正極性のパルス 120が出力され ることになる。
[0006] し力し、この従来例に係るパルス発生回路 100は、ブリッジを組むことから、 4つのス イッチ 104、 106、 108及び 110を使用する必要があり、部品点数が多くなるという不 都合がある。
[0007] また、従来例に係るパルス発生回路 100においては、第 2のスィッチ 106と第 3のス イッチ 108をオフする時点と、第 1のスィッチ 104と第 4のスィッチ 110をオンする時点 との間にデッドタイム Tdを設ける必要があり、例えば負極性パルス 118から正極性パ ルス 120に変化する際において急峻な電圧変化を得ることができないという問題があ る。
[0008] 本発明はこのような課題を考慮してなされたものであり、部品点数の削減を有効に 図ることができると共に、ノ ルス波形の切り換え時において急峻な電圧変化を得るこ とができるパルス発生回路を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
[0009] 本発明に係るパルス発生回路は、正極性のパルスと負極性のパルスとを連続して 出力するパルス発生回路において、直流電源の両端に直列接続されたトランスと 1つ のスィッチとを有し、前記トランスの 2次卷線の両端から出力が取り出されることを特徴 とする。スィッチとしては、例えば半導体スィッチが好適に使用される。
[0010] この場合、前記スィッチがオンとなっている期間に、前記正極性のパルスと前記負 極性のパルスのうち、いずれかのパルスが出力され、前記スィッチがオフすることによ り発生する誘導起電力による逆極性のパルスが出力される。
[0011] このように、本発明では、正極性のパルス又は負極性のパルスから逆極性のパルス への切り換え動作を 1つのスィッチで行うことから、部品点数を大幅に低減させること ができ、し力も、切り換え時点においてデッドタイムを設ける必要がない。従って、ノ ルス波形の切り換え時において急峻な電圧変化を得ることができる。
[0012] また、前記直流電源の電源電圧を V、前記トランスの卷数比を n、 1次インダクタンス 値を Ll、前記トランスの 1次卷線を流れる電流の遮断速度を (diZdt)としたとき、前 記スィッチがオンとなっている期間に出力されるパルスのパルス電圧は、 nVで決定さ れ、前記逆極性のパルスのパルス電圧は、 nLl (diZdt)で決定されることとなる。
[0013] この場合、正極性のパルス又は負極性のパルスの積分値と逆極性のパルスの積分 値がほぼ同じになることから、トランスでの残留磁束をほぼリセットすることができ、トラ ンスの小型化を図ることができる。
[0014] そして、前記構成において、前記スィッチに対して並列に接続されたコンデンサを 有するようにしてもよい。これにより、スィッチを例えば半導体スィッチとした場合の動 作責務を軽減することができ、半導体スィッチのスイッチング損失の低減や電流遮断 耐量の向上を図ることができる。特に、電流遮断耐量の向上は、パルス発生回路を パルス電源とした場合の大容量ィ匕につながる。
[0015] また、半導体スィッチが高速に、もしくは大電流を遮断した場合に、前記トランスに おける 1次卷線の励磁インダクタンスによる大きなサージ電圧が半導体スィッチにカロ わることになるが、前記コンデンサを接続することで、前記サージ電圧を抑えることが でき、半導体スィッチの信頼性の向上を図ることができる。
[0016] し力も、使用する半導体スィッチによっては、ターンオフ時の電圧上昇率 (dvZdt) をあまり高くできない場合があるが、前記コンデンサを接続することで、使用する半導 体スィッチの許容可能なレベルの電圧上昇率 (dvZdt)まで、前記コンデンサの容量 で調整することができる。
[0017] なお、前記コンデンサを接続した場合にぉ 、ては、コンデンサに残ったエネルギー の多くは直流電源に回生されることから、前記コンデンサを接続することによる効率 低下は少ない。
[0018] また、前記構成において、前記 2次卷線の両端に容量性負荷が接続されている場 合に、前記スィッチに対して並列に、且つ、逆方向に接続されたダイオードを有する ようにしてもよい。この場合、前記トランスでの残存エネルギー、例えばトランスの 2次 卷線の両端に接続された負荷の余分なエネルギー (使われな ヽエネルギー）を直流 電源に戻す動作が行われ、パルス発生回路をパルス電源とした場合の高効率化〖こ 寄与する。
[0019] 以上説明したように、本発明に係るパルス発生回路によれば、部品点数の削減を 有効に図ることができると共に、パルス波形の切り換え時において急峻な電圧変化を 得ることができる。
図面の簡単な説明
[0020] [図 1]図 1は、本実施の形態に係るパルス発生回路を示す回路図である。
[図 2]図 2A—図 2Cは、第 1の実施の形態に係るパルス発生回路の回路動作を示す 波形図である。
[図 3]図 3は、第 1の変形例に係るパルス発生回路を示す回路図である。
[図 4]図 4は、第 2の変形例に係るパルス発生回路を示す回路図である。
[図 5]図 5は、第 3の変形例に係るパルス発生回路を示す回路図である。
[図 6]図 6は、従来例に係るパルス発生回路を示す回路図である。
[図 7]図 7は、従来例に係るパルス発生回路の出力電圧を示す波形図である。
発明を実施するための最良の形態
[0021] 以下、本発明に係るパルス発生回路の実施の形態例を図 1一図 5を参照しながら 説明する。
[0022] 本実施の形態に係るパルス発生回路 10は、図 1に示すように、直流電源 12 (電源 電圧 =V)と、該直流電源 12の両端に直列接続されたトランス 14と 1つのスィッチ 16 とを有し、トランス 14の 2次卷線 18の両端から出力が取り出されるようになつている。 2 次卷線 18の両端には、図 1に示すように、抵抗負荷 20が接続されたり、図 5に示すよ うに、容量性負荷 30が接続される。
[0023] ここで、本実施の形態に係るパルス発生回路 10の回路動作、特に、 2次卷線 18に 抵抗負荷 20を接続した場合の回路動作について、図 1の回路図と図 2A—図 2Cの 動作波形図とを参照しながら説明する。
[0024] まず、時点 tOにおいて、スィッチ 16をオンにすると、トランス 14に直流電源 12の電 圧 Vとほぼ同じ電圧が印加され、トランス 14の 1次インダクタンスを L1としたとき、図2 Aに示すように、トランス 14の 1次卷線 22に流れる電流 IIは勾配 (VZLl)で時間の 経過に伴って直線状に増加する。
[0025] そして、スィッチ 16がオンとなっている期間 Tonにおいて、 2次卷線 18の両端には 、一定の負極性の電圧 (負極性のパルス P1)が出力される。直流電源 12の電源電圧 を V、トランス 14の卷数比（2次卷線 18の卷線数 n2Zl次卷線 22の卷線数 nl)を nと したとき、 2次卷線 18の両端に現れる出力電圧 V2のレベルは nVである（V2=— n V) oこの期間 Tonにおいては、 2次卷線 18に流れる電流 12の波形も負極性のパル ス P1に準じた波形となる（図 2B参照)。
[0026] その後、時点 tlにおいて、スィッチ 16をオフにすると、抵抗負荷 20への放電が開 始される。すなわち、トランス 14に発生する誘導起電力によって出力電圧 V2が急峻 に上昇し、正電圧値をピークとする逆極性 (正極性)の電圧 (正極性のパルス P2)が 出力される。理想的には、スィッチ 16をオフにした時点で出力電圧 V2がピーク値に なることだが、トランス 14の励磁インダクタンスによって、 2次卷線 18に流れる電流 12 の立ち上がりがわずかに緩くなるため、これに応じて、出力電圧 V2のピークもスイツ チ 16のオフ時点 tlよりもわずかに遅い時点 t2で生じることになる。しかし、スィッチ 1 6がオフとなった時点 tlから出力電圧 V2がピーク値になる時点 t2までのわずかの期 間 Tnにおいて、出力電圧 V2は、負極性の電圧値力ゝら正極性の電圧値 (ピーク値） に向けて急峻に立ち上がることになるため、上述したタイムラグ (期間 Tn)はほとんど 無視できる程度である。
[0027] 出力電圧 V2のピーク値、すなわち、正極性のパルス P2のピーク値は、トランス 14 の卷数比を n、トランス 14の 1次インダクタンスを Ll、トランス 14の 1次卷線 22を流れ る電流 IIの遮断速度を (diZdt)としたとき、 nLl (diZdt)である。なお、出力電圧 V 2は、ピークの時点 t2を過ぎると、抵抗負荷 20においてエネルギーが消費されること から、徐々に減衰し、スィッチ 16がオフとなっている期間 Toffの時点 t3で基準レベル (0V)になる。このとき、負極性のパルス P1の積分値と正極性のパルス P2の積分値 がほぼ同じになるように、出力電圧 V2が減衰することとなる。
[0028] このように、本実施の形態に係るパルス発生回路 10は、直流電源 12の両端に直列 接続されたトランス 14と 1つのスィッチ 16とを有し、トランス 14の 2次卷線 18の両端か ら出力（出力電圧 V2)を取り出すようにしたので、スィッチ 16がオンとなっている期間 Tonに、負極性のパルス P1が出力され、前記スィッチ 16がオフすることによってトラ ンス 14に発生する誘導起電力により、逆極性のパルス（正極性のパルス） P2が出力 される。
[0029] つまり、本実施の形態では、負極性のパルス P1から正極性のパルス P2への切り換 え動作を 1つのスィッチ 16で行うことから、部品点数を大幅に低減させることができ、 し力も、切り換え時点においてデッドタイムを設ける必要がない。従って、パルス波形 の切り換え時において急峻な電圧変化を得ることができる。
[0030] この場合、負極性のパルス P1の積分値と正極性のパルス P2の積分値がほぼ同じ になることから、トランス 14での残留磁束をほぼリセットすることができ、トランス 14の 小型化を図ることができる。
[0031] 次に、本実施の形態に係るパルス発生回路 10のいくつかの変形例について図 3— 図 5を参照しながら説明する。
[0032] まず、第 1の変形例に係るパルス発生回路 10aは、図 3に示すように、スィッチ 16に 並列に上端クランプ回路 24を接続した点で異なる。この場合、クランプ回路 24のクラ ンプ電圧 Vcを例えば nVlにすることによって、負極性のパルス P1と正極性のパルス P2力共に、絶対値がほぼ同じで、且つ、ほぼ矩形状のパルスを得ることができる。
[0033] 第 2の変形例に係るパルス発生回路 10bは、図 4に示すように、スィッチ 16に並列 にコンデンサ 26を接続した点で異なる。これは、スィッチ 16として、例えば SIサイリス タ等の半導体スィッチ 28を用いた場合に好適である。
[0034] すなわち、半導体スィッチ 28をターンオフに移行させる場合、半導体スィッチ 28の アノード端子力も力ソード端子に流れていた電流が、アノード端子力 ゲート端子に 転流し、半導体スィッチ 28の内部に残留する電荷がゲートから引き抜かれ、半導体 スィッチ 28がターンオフに移行することになる。このとき、半導体スィッチ 28に流れて いた電流が、コンデンサ 26の経路に転流し、これにより、半導体スィッチ 28の動作責 務が軽減されることになる。
[0035] その結果、半導体スィッチ 28のスイッチング損失の低減や電流遮断耐量の向上を 図ることができる。特に、電流遮断耐量の向上は、パルス発生回路 10bをパルス電源 とした場合の大容量ィ匕につながる。
[0036] また、半導体スィッチ 28が高速に、もしくは大電流を遮断した場合に、トランス 14の 励磁インダクタンスによる大きなサージ電圧が半導体スィッチ 28に加わることになる 力 半導体スィッチ 28に対してコンデンサ 26を並列に接続することで、前記サージ 電圧を抑えることができ、半導体スィッチ 28の信頼性の向上を図ることができる。
[0037] しかも、使用する半導体スィッチ 28によっては、ターンオフ時の電圧上昇率 (dvZd t)をあまり高くできない場合があるが、前記コンデンサ 26を接続することで、使用する 半導体スィッチ 28の許容可能なレベルの電圧上昇率 (dvZdt)まで、前記コンデン サ 26の容量で調整することができる。
[0038] なお、前記コンデンサ 26を接続した場合においては、コンデンサ 26に残ったエネ ルギ一の多くは直流電源 12に回生されることから、コンデンサ 26を接続することによ る効率低下は少ない。
[0039] 図 4の例では、半導体スィッチ 28に対してコンデンサ 26を並列に接続した例を示し たが、コンデンサ 26として、半導体スィッチ 28に寄生する容量成分で兼用するように してもよい。この場合、コンデンサ 26の接続を省略することができ、上述のような高性 能のパルス発生回路 10bの小型化を実現することができる。
[0040] 次に、第 3の変形例に係るパルス発生回路 10cは、図 5に示すように、 2次卷線 18 の両端に例えば放電ギャップ等の容量性負荷 30が接続されている点と、スィッチ 16 に対して並列に、且つ、逆方向にダイオード 32が接続されている点で異なる。この場 合も、スィッチ 16として、例えば SIサイリスタ等の半導体スィッチ 28を用いた場合に 好適である。
[0041] すなわち、半導体スィッチ 28がターンオフすることによって、トランス 14の 1次卷線 2 2に流れていた電流がトランス 14を介して容量性負荷 30に転流する。このとき、 2次 卷線 18の両端に大きなパルス電圧が発生し、容量性負荷 30にお 、て放電が発生 すること〖こなる。
[0042] このとき、半導体スィッチ 28には、寄生する容量成分が存在するため、転流する電 流はすべて容量性負荷 30に流れるわけではなぐ半導体スィッチ 28の寄生容量の 充電のために電流が流れる。 [0043] 容量性負荷 30での放電によってエネルギーは消費される力 すべてが消費されな 力つたり、放電が起こらずにエネルギーが多く残留することがある。
[0044] この場合、残った電荷がトランス 14の励磁インダクタンスを介して放出され (トランス 14の 1次卷線 22に電流が流れ)、再度 1次卷線 22にエネルギーが移動する。
[0045] このエネルギーの移動によって、容量性負荷 30に蓄積されていた電荷がなくなり、 エネルギーが 1次卷線 22に移動し終わると、 2つの経路 (第 1及び第 2の経路 34及び 36)で電流が流れることとなる。第 1の経路 34は、もう一度容量性負荷 30へ向力 経 路であり、第 2の経路 36は、直流電源 12、ダイオード 32、 1次卷線 22を結ぶ経路で める。
[0046] ただし、このとき、トランス 14で発生する電圧は、直流電源 12とダイオード 32で生ず る電圧でクランプされ、電流の多くは第 2の経路 36に流れる。この第 2の経路 36を通 じての電流の流れは、直流電源 12にエネルギーを回生する動作になる。
[0047] つまり、容量性負荷 30の余分なエネルギー（使われな!/、エネルギー）を直流電源 1 2に戻すという動作ということになり、直流電源 12の高効率ィ匕に寄与する。
[0048] また、実際上、ダイオード 32がないと、再度、トランス 14の励磁インダクタンスと容量 性負荷 30で共振が生じ、結果的に、半導体スィッチ 28に耐圧を超える逆電圧が印 カロされるおそれがある。従って、 2次卷線 18の両端に容量性負荷 30を接続する場合 は、励磁インダクタンスのエネルギーの処理のためにも、この第 3の変形例のように、 半導体スィッチ 28に対して並列にダイオード 32を接続することが望ましい。
[0049] なお、本発明に係るパルス発生回路は、上述の実施の形態に限らず、本発明の要 旨を逸脱することなぐ種々の構成を採り得ることはもちろんである。

Claims

請求の範囲
[1] 正極性のパルスと負極性のパルスとを連続して出力するパルス発生回路において 直流電源 ( 12)の両端に直列接続されたトランス ( 14) 1つのスィッチ（ 16)とを有し 前記トランス（14)の 2次卷線（18)の両端から出力が取り出されることを特徴とする パルス発生回路。
[2] 請求項 1記載のパルス発生回路において、
前記スィッチ（ 16)がオンとなって ヽる期間に、前記正極性のパルスと前記負極性 のパルスのうち、いずれかのパルスが出力され、
前記スィッチ（16)がオフすることにより発生する誘導起電力による逆極性のパルス が出力されることを特徴とするパルス発生回路。
[3] 請求項 2記載のパルス発生回路において、
前記直流電源（12)の電源電圧を V、前記トランス（14)の卷数比を n、 1次インダク タンス値を Ll、前記トランス（14)の 1次卷線（22)を流れる電流の遮断速度を (diZd t)としたとき、
前記スィッチ（16)がオンとなっている期間に出力されるパルスのパルス電圧は、 n Vで決定され、
前記逆極性のパルスのパルス電圧は、 nLl (diZdt)で決定されることを特徴とする パルス発生回路。
[4] 請求項 1一 3のいずれか 1項に記載のパルス発生回路において、
前記スィッチ（16)に対して並列に接続されたコンデンサ（26)を有することを特徴と するパルス発生回路。
[5] 請求項 1一 4のいずれか 1項に記載のパルス発生回路において、
前記 2次卷線（18)の両端に容量性負荷（30)が接続されて!、る場合に、 前記スィッチ（16)に対して並列に、且つ、逆方向に接続されたダイオード（32)を 有することを特徴とするパルス発生回路。
[6] 請求項 1一 5のいずれか 1項に記載のパルス発生回路において、 前記スィッチ（16)は、半導体スィッチであることを特徴とするパルス発生回路。
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