JP2003133619A - ピーキングコンデンサの電圧クランプ方法、およびパルス電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 パルス発生回路１とパルストランスＴ₂およ
び磁気パルス圧縮回路３₁〜３₃により、高い繰り返しで
狭幅の大電流パルスでレーザ電極ＬＨに放電すると、レ
ーザ電極の放電後にピーキングコンデンサＣｐに放電時
とは逆極性で現れる残留電圧がレーザ電極の寿命とパル
ストランスの高速初期化に影響する。 【解決手段】 逆流阻止用ダイオードＤを通してクラン
プ電圧発生回路７によって残留電圧をクランプし、この
クランプにはピーキングコンデンサの残留電圧に現れる
スパイク状の高い電圧になる領域Ａがレーザ電極の寿命
の延命に影響することに着目し、この期間のみ低い電圧
にクランプする。その他の領域では高い電圧にクランプ
することで、パルストランスの高速初期化を可能にし、
レーザ電極への高い繰り返し運転を可能にする。領域の
タイミングと期間は、可飽和リアクトルＴ₁やパルスト
ランスＴ₂での誘導電圧や半導体スイッチＴｈｙのトリ
ガ信号を基にしてクランプ回路で得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、パルス発生回路と
磁気パルス圧縮回路を組み合わせ、高い繰り返しで狭幅
の大電流パルスでレーザ電極に放電するパルス電源装
置、およびレーザ電極にパルス電流を供給した後のピー
キングコンデンサの電圧クランプ方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のパルス電源装置の構成例を図５に
示す。パルス発生回路１は、電力用の初段コンデンサＣ
₀を高圧充電器２により初期充電しておき、半導体スイ
ッチＴｈｙのオン制御でコンデンサＣ₀から可飽和リア
クトルＴ₁を通してパルストランスＴ₂（ＰＴ）にパルス
電流Ｉ₀を供給する。可飽和リアクトルＴ₁は、半導体ス
イッチＴｈｙのオン後に飽和動作することで半導体スイ
ッチＴｈｙのオン時の責務を軽減する。

【０００３】パルストランスＴ₂の二次側には３段の磁
気パルス圧縮回路３₁〜３₃が縦続接続され、初段の磁気
パルス圧縮回路３₁ではパルストランスＰＴで昇圧した
パルス電流Ｉ₁でコンデンサＣ₁が高圧充電され、このコ
ンデンサＣ₁の充電電圧で可飽和リアクトルＴ₃が磁気ス
イッチ動作することにより磁気パルス圧縮した狭幅のパ
ルス電流Ｉ₂を図示の極性で次段の磁気パルス圧縮回路
３₂に供給する。同様に、可飽和リアクトルＴ₄の磁気ス
イッチ動作により、磁気パルス圧縮回路３₂でパルス幅
の磁気パルス圧縮を行い、パルス電流Ｉ₃を次段の磁気
パルス圧縮回路３₃に図示の極性でパルス電流Ｉ₄を出力
する。

【０００４】磁気パルス圧縮回路３₃のパルス出力は、
負荷となるレーザ電極４に狭幅・高電圧のパルス電流を
供給する。レーザ電極４は、放電電極ＬＨとそれに並列
にピーキングコンデンサＣ_Pが設けられ、パルス電流で
ピーキングコンデンサＣ_Pが一定電圧レベルまで充電さ
れたときに、放電電極ＬＨに放電を得る。

【０００５】磁気リセット回路５は、可飽和リアクトル
Ｔ₁，Ｔ₃〜Ｔ₅の飽和動作後に直流電流を供給すること
でそれらを逆極性に励磁し飽和させておく。また、パル
ストランスＴ₂のリセット巻線に直流バイアス電流を供
給することで鉄心の磁気飽和を防止する。なお、これら
磁気リセットは個別に行う場合もある。

【０００６】ここで、レーザ電極の消耗を起こす主因
は、異常放電であると言われており、特にレーザは発振
した後、レーザ電極に発振時と逆極性の電圧が発生する
ことが原因とされている。

【０００７】この逆極性の電圧発生の振る舞いを説明す
る。負荷４での放電では与えられたパルスエネルギーを
全て消費することなく、消費しきれない一部のエネルギ
ーがパルス発生回路１側に戻ってくる。この戻ってくる
エネルギーのことをキックバックエネルギーと称してい
る。このキックバックエネルギーは、パルス発生回路１
から再び反射エネルギーとして負荷放電後にピーキング
コンデンサＣ_Pの再充電電圧（残留電荷）として現れ
る。

【０００８】この逆極性の電圧は、例えば、３００Ｖ程
度であり、負荷への放電時の電圧２０〜３０ｋＶに比べ
て桁違いに低くともレーザ電極の消耗の原因となると言
われている。

【０００９】この逆極性電圧を抑制する方法を、本願出
願人は既に提案している（特開平１１−２５１６７５号
公報）。この提案では、図５中に示すように、逆流阻止
用ダイオードＤと、クランプ電圧設定用抵抗器Ｒをとか
らなるダイオードクランプ回路６を設ける。ダイオード
ＤはピーキングコンデンサＣｐが放電電極ＬＨの放電回
復で充電された後に、逆極性に再充電されるのを防止す
る方向（回路構成によって異なる）とすることで、ピー
キングコンデンサＣｐの残留電圧を消滅させる。抵抗器
Ｒは、パルストランスＴ₂を非飽和状態にするための磁
気リセット電圧印加に対して、パルストランスＴ₂の二
次側を短絡しないためのクランプ電圧を発生する。

【００１０】他の方式として、抵抗器に代えてツェナー
ダイオードとし、そのツェナー電圧でパルストランスＴ
₂の二次側を短絡しないためのクランプ電圧を発生す
る。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】従来装置は、ダイオー
ドクランプ回路を設けることにより、逆極性電圧を抑制
するが、パルストランスのリセットを短時間で済ませる
ためにはクランプ電圧を高くする必要がある。一方、ク
ランプ電圧はレーザ電極の寿命に対しては好ましくない
極性の電圧となる。

【００１２】現在、リソグラフィー装置の光源用として
のエキシマレーザは、生産性の向上のため、繰り返し運
転周波数をより高くすることが要望されている。このた
め、従前では負荷４に供給するパルスの繰り返し周波数
は１ｋＨｚであったが、現在では２ｋＨｚを経て４ｋＨ
ｚに移行しようとしている。さらに研究開発レベルでは
６〜８ｋＨｚも着手されつつある。

【００１３】こうした高い繰り返し運転が必要になる
と、パルストランスの磁化の初期化に必要な時間はさら
に一層の短縮が求められ、結果として従来のクランプ回
路方式ではパルストランスの高速初期化と放電電極の寿
命の延命を両立させるのが困難となってしまう。

【００１４】本発明の目的は、パルストランスを高速初
期化しながら放電電極の寿命の延命を図ることができる
パルス電源装置、およびピーキングコンデンサの電圧ク
ランプ方法を提供することにある。

【００１５】

【課題を解決するための手段】（発明の原理的な説明）
図６は、レーザ電極に現れる逆電圧の観測波形を示し、
放電電極ＬＨでの放電後に印加される電圧Ｖ_CPの波形
と、磁気パルス圧縮回路３₁〜３₃の最終段のコンデンサ
電圧Ｖ_Cの波形と共に示す。前記のように、電圧Ｖ
_CPは、放電電極ＬＨでの放電後に逆極性の電圧が発生す
る。この逆極性電圧の振る舞いは、緩やかに変化するも
のでなく、波形領域Ａの部分で急峻で高い電圧になるス
パイク状の変化を伴うことが確認された。

【００１６】この領域Ａの存在は、種々の実験結果か
ら、レーザ電極の寿命に大きく影響を及ぼし、これ以降
の領域では逆電圧にも拘わらず電極寿命への影響が軽微
になると想定されるに至った。

【００１７】領域Ａは、コンデンサ電圧Ｖ_Cとの時間関
係からも予想されるように、レーザ電極への放電タイミ
ングと密接に関係しており、図示の場合では該タイミン
グから約３０μｓ〜５０μｓ後で発生期間が５μｓ程度
になる。

【００１８】以上のことから、本発明では、領域Ａの期
間のみクランプ電圧を下げてレーザ電極の寿命を延命
し、それ以降はクランプ電圧を高くしてパルストランス
の高速初期化ができるようにしたものである。

【００１９】なお、領域Ａの発生タイミングと期間は、
レーザ電極の放電動作特性やレーザ運転周波数から決ま
り、試験運転を基にして調整できる。また、領域Ａの発
生タイミングは、磁気スイッチ回路やパルストランスの
磁気リセット動作信号または半導体スイッチのトリガ信
号を基準タイミングとして検知できる。

【００２０】（１）方法の発明 パルス発生回路とパルストランスおよび磁気パルス圧縮
回路を組み合わせ、高い繰り返しで狭幅の大電流パルス
でレーザ電極に放電し、該レーザ電極の放電後に、該レ
ーザ電極に並列接続するピーキングコンデンサに放電時
とは逆極性で現れる残留電圧を低い電圧にクランプする
ピーキングコンデンサの電圧クランプ方法であって、前
記電圧クランプは、前記残留電圧に現れるスパイク状の
高い電圧になる領域Ａの期間のみ低い電圧にクランプ
し、その他の領域では高い電圧にクランプすることを特
徴とする。

【００２１】（２）装置の発明 初期充電されるコンデンサからオン制御されるスイッチ
を通してパルストランスに高い繰り返しでパルス電流を
発生させるパルス発生回路と、前記パルストランスの二
次側に得るパルス電流を可飽和リアクトルの磁気スイッ
チ動作で狭幅の大電流パルスを得てレーザ電極で放電す
る磁気パルス圧縮回路とを備えたパルス電源装置におい
て、ダイオードとクランプ電圧発生回路の直列回路を、
前記レーザ電極に並列に接続されたピーキングコンデン
サに並列接続で設け、前記ダイオードは、前記ピーキン
グコンデンサが前記主放電電極の放電回復で充電された
後に逆極性に再充電されるのをその導通によって抑止す
る方向にし、前記クランプ電圧発生回路は、前記ピーキ
ングコンデンサに放電時とは逆極性の残留電圧に現れる
スパイク状の高い電圧になる領域Ａの期間のみ低い電圧
にクランプし、その他の領域では高い電圧にクランプす
る構成にしたことを特徴とする。

【００２２】また、前記クランプ電圧発生回路は、入力
パルス信号から一定時間遅れかつ一定幅のパルスを発生
し、このパルスで半導体スイッチをオン・オフ制御また
は動作抵抗を制御してクランプ電圧を制御し、前記入力
パルス信号は、前記パルス発生回路に設ける磁気アシス
ト用可飽和リアクトルから得る誘導電圧、または前記パ
ルス発生回路に設けるパルストランスから得る誘導電
圧、もしくは前記スイッチのトリガ信号とすることを特
徴とする。

【００２３】

【発明の実施の形態】（実施形態１）図１は、本発明の
実施形態を示す回路図である。同図が図５と異なる部分
は、ダイオードＤに直列接続する抵抗器Ｒに代えて、高
いクランプ電圧と低いクランプ電圧に切り替えできるク
ランプ電圧発生回路７を設け、このクランプ電圧発生回
路７の電圧切り替え制御のためのタイミング信号を可飽
和リアクトルＴ₁の誘導電圧から得る点にある。

【００２４】クランプ電圧発生回路７は、ダイオードＤ
と直列に抵抗Ｒ５とＲ６の直列回路を接続し、抵抗Ｒ６
に並列に半導体スイッチ（図中ではＩＧＢＴで示すが、
トランジスタやＭＯＳＦＥＴなどの素子でもよい）Ｑ₁
を設け、半導体スイッチＱ₁のオンでクランプ電圧を下
げ、オフでクランプ電圧を高くする。

【００２５】クランプ電圧発生回路７の半導体スイッチ
Ｑ₁のオン・オフドライブ回路は、入力信号端子ａ，ｂ
に印加されるオンパルスに対して抵抗Ｒ₁とダイオード
Ｄ₁を通したコンデンサＣ_Xの充電経路と、オフパルスに
対して抵抗Ｒ₂を通したコンデンサＣ_Xの放電回路でコン
デンサＣ_Xの充放電動作を得る。この動作において、充
電動作は入力信号に対する遅れ時間（前記の領域Ａの発
生タイミング）を決定し、充電開始から放電終了までの
一定時間（前記の領域Ａに相当する期間）を決定し、コ
ンデンサＣ_Xには一定幅のパルスを得、この一定幅パル
スに対してスレッショールドレベルを設定するツェナー
ダイオードＺＤ₁と分圧抵抗Ｒ₃，Ｒ₄のゲート回路を通
して半導体スイッチＱ₁のオン・オフ制御に必要な整形
パルス電圧を得る。

【００２６】なお、ツェナーダイオードＺＤ₂，ＺＤ
₃は、半導体スイッチＱ₁のゲート電圧が定格を越えて素
子が破損するのを防止するためのもので、例えば±１８
Ｖの範囲内にクランプする。

【００２７】また、抵抗Ｒ₅は、半導体スイッチＱ₁が低
インピーダンスにあるときの電流が過大になった半導体
スイッチＱ₁を破損するのを防止する限流抵抗である。
逆に、抵抗Ｒ₆は、半導体スイッチＱ₁が高インピーダン
ス状態になり、パルストランスの磁化の初期化時に高電
圧が印加されたとき、過電圧で半導体スイッチＱ₁が破
壊するのを防止できるよう、抵抗Ｒ₅との分圧比を決め
る。実際には抵抗Ｒ₅，Ｒ₆は介在させなくとも不都合に
なるケースは稀である。

【００２８】可飽和リアクトルＴ₁には、磁気リセット
電流を誘導電圧として取り出す補助巻線を設け、この補
助巻線の出力電圧をクランプ電圧発生回路７の入力端子
ａ，ｂに印加する。

【００２９】以上の構成による放電動作とクランプ動作
を説明する。まず、コンデンサＣ₀が充電器２で充電さ
れた後、半導体スイッチＴｈｙのゲートに導通信号が印
加されてそのオンがなされたとき、可飽和リアクトルＴ
₁は図面上の左方向に磁化されて飽和状態にあるため、
コンデンサＣ₀からの放電をブロックし、その全電圧が
印加される。このとき、可飽和リアクトルＴ₁の補助巻
線には変圧器作用によって主巻線と補助巻線の巻数比に
応じた誘導電圧が発生する。極性は端子ａが正で、端子
ｂが負になる。

【００３０】この誘導電圧により、クランプ電圧発生回
路７の抵抗Ｒ₁とダイオードＤ₁を通してコンデンサＣ_X
を誘導電圧に対する領域Ａの遅れ時間を持たせて充電す
る。コンデンサＣ_Xの電圧がツェナーダイオードＺＤ₁の
ツェナー電圧を越えると、半導体スイッチＱ₁のゲート
にはその差電圧が抵抗Ｒ₃とＲ₄の分圧比で印加され、半
導体スイッチＱ₁がオンして低インピーダンス状態にな
り、抵抗Ｒ₅に流れる電流で決まる低い電圧にクランプ
する。

【００３１】次に、可飽和リアクトルＴ₁がコンデンサ
Ｃ₀の電圧で飽和（図面の右方向に）し、コンデンサＣ₀
から磁気スイッチ回路３₁のコンデンサへの電圧移行が
始まると、可飽和リアクトルＴ₁の補助巻線には電圧が
誘起されなくなる。

【００３２】また、磁気スイッチ回路３₁のコンデンサ
への電圧移行が終了すると、可飽和リアクトルＴ₁の磁
化状態は磁気リセット回路５による磁気リセット電流が
流れ、補助巻線に電圧が誘起されるが、このときの極性
が端子ｂが正、端子ａが負になる。

【００３３】これら端子ａ，ｂの電圧変化に対して、ク
ランプ電圧発生回路７のコンデンサＣ_Xの放電が高い抵
抗Ｒ₂でなされ、領域Ａの期間に相当する時間だけ遅れ
て放電される。

【００３４】このような動作により、半導体スイッチＱ
₁は領域Ａの期間だけ低インピーダンス状態を継続す
る。この期間には、クランプ電圧が下がり、レーザ電極
の寿命に与える影響を少なくできる。

【００３５】さらに、以後の時間経過では、コンデンサ
Ｃ_Xの電圧が下がり続けるのに応動して半導体スイッチ
Ｑ₁のゲート電圧も下がり、半導体スイッチＱ₁がオフ状
態になって高いインピーダンス状態になる。これによっ
て、パルストランスの磁化状態を初期化するために必要
な電圧がクランプ電圧発生回路によって下げられること
なく、初期化を短時間で行い、高い繰り返し運転を可能
にする。

【００３６】なお、クランプ電圧発生回路７の抵抗Ｒ₁
に代えて、インダクタンスとすることもできる。この場
合、インダクタンスのインダクタンス値は、可飽和リア
クトルＴ₁がコンデンサＣ₀の電圧をブロックしている間
に、コンデンサＣ_Xに半導体スイッチＱ₁を低インピーダ
ンスにするに充分な電圧を補助巻線から移行できる時定
数にする。

【００３７】本実施形態を基にした実験として、以下の
表に示す定数を用いて行った。

【００３８】

【表１】

【００３９】この結果、従来装置のクランプ電圧発生回
路を用いた場合には図６の領域Ａの部分が約５００Ｖに
なるのに対して、本実施形態のものでは約１５０Ｖにま
で低くでき、１／３以上に抑制できることが確認され
た。このときのパルストランスの初期化時間に変化はな
く、高い繰り返し運転が可能であった。

【００４０】（実施形態２）図２は、本発明の他の実施
形態を示す。同図が図１と異なる部分は、クランプ電圧
発生回路７の半導体スイッチＱ₁をオン制御するのに、
パルストランスＴ₂に設けた３次巻線の誘導電圧を利用
する場合である。

【００４１】本実施形態の動作を説明する。可飽和リア
クトルＴ₁がコンデンサＣ₀の電圧で飽和し、コンデンサ
Ｃ₀からパルストランスＴ₂の一次・二次間経由で磁気パ
ルス圧縮回路３₁のコンデンサＣ₁へ電圧移行が始まる
と、パルストランスＴ₂の３次巻線ａ，ｂ間に電圧が誘
起され、その極性はａが正で、ｂが負になる。この誘起
電圧をクランプ電圧発生回路７に印加することで半導体
スイッチＱ₁のインピーダンスを変化させ、クランプ電
圧を領域Ａの期間のみ低くする。

【００４２】本実施形態においても、実施形態１と同様
の作用効果を得ることができる他、可飽和リアクトルＴ
₁を省いた装置にも適用できることになる。なお、本実
施形態では、クランプ電圧発生回路はパルストランスか
ら誘起電圧を印加されるため、誘起電圧発生タイミング
から領域Ａの期間に相当する信号が得られるよう、抵抗
Ｒ₁，Ｒ₂等の回路時定数を変更する。

【００４３】また、本実施形態および実施形態１におけ
るクランプ電圧発生回路７の構成として、図３に示すク
ランプ電圧発生回路に置換することができる。同図のク
ランプ電圧発生回路７Ａは、クランプ電圧発生回路７の
ツェナーダイオードＺＤ₁に代えて、ＮＰＮトランジス
タＱ₂とツェナーダイオードＺＤ₄、抵抗Ｒ_X、コンデン
サＣｙからなる定電圧回路を設け、コンデンサＣ_Xの充
放電電圧に対して一定電圧のパルスを得る。これによ
り、半導体スイッチＱ₁のゲート電圧制御に、波形整形
したシャープなパルスを得ることができるし、領域Ａに
相当するクランプ電圧制御のタイミング調整を一層確実
にかつ安定化したタイミング制御になる。

【００４４】（実施形態３）図４は、本発明の他の実施
形態を示す。同図が実施形態１や２と異なる部分は、ク
ランプ電圧発生回路７Ｂでは内蔵の制御電源ＤＣを電源
とし、ゲートパルスの波形整形とタイミング調整機能を
もつゲートドライブ回路ＧＤによって半導体スイッチＱ
₁をゲート制御する構成とし、端子ａ，ｂへの入力信号
には半導体スイッチＴｈｙのトリガ信号とする点にあ
る。

【００４５】本実施形態は、クランプ電圧の制御目的は
前記までの実施形態と同じになるが、外部からの制御信
号に対するクランプ電圧の制御性に優れる。

【００４６】なお、制御信号には、半導体スイッチＴｈ
ｙのトリガ信号とするに限らず、前記の可飽和リアクト
ルＴ₁からの誘導電圧やパルストランスＴ₂の３次巻線の
誘導電圧を使用することができる。

【００４７】また、以上までの各実施形態では、半導体
スイッチＱ₁はオン・オフ制御する場合を示すが、非飽
和領域で動作させ、その動作抵抗を制御することでクラ
ンプ電圧を制御することもできる。

【００４８】また、パルス発生回路の発弧手段として半
導体スイッチを使用する場合を示すが、サイラトロンな
ど他の発弧手段を使用したパルス電源装置に適用して同
等の作用効果を得ることができる。

【００４９】

【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、レーザ
電極に現れる逆極性電圧のうち、急峻で高い電圧になる
スパイク状の領域Ａのみを低い電圧にクランプし、他の
期間では高い電圧にクランプするようにしたため、パル
ストランスを高速初期化しながら放電電極の寿命の延命
を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態１を示すパルス電源装置の構
成図。

【図２】本発明の実施形態２を示すパルス電源装置の構
成図。

【図３】実施形態におけるクランプ電圧発生回路の変形
例。

【図４】本発明の実施形態３を示すパルス電源装置の構
成図。

【図５】従来のパルス電源装置の構成例。

【図６】レーザ電極の放電時の波形例。

【符号の説明】

１…パルス発生回路 ２…高圧充電器 ３₁〜３₃…磁気パルス圧縮回路 ４…負荷 Ｔｈｙ、Ｑ₁…半導体スイッチ Ｔ₁，Ｔ₃〜Ｔ₅…可飽和リアクトル Ｃ₀、Ｃ₁〜Ｃ₃、…コンデンサ Ｃ_P…ピーキングコンデンサ ５…磁気リセット回路 ６…ダイオードクランプ回路 ７、７Ａ、７Ｂ…クランプ電圧発生回路

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 パルス発生回路とパルストランスおよび
   磁気パルス圧縮回路を組み合わせ、高い繰り返しで狭幅
   の大電流パルスでレーザ電極に放電し、該レーザ電極の
   放電後に、該レーザ電極に並列接続するピーキングコン
   デンサに放電時とは逆極性で現れる残留電圧を低い電圧
   にクランプするピーキングコンデンサの電圧クランプ方
   法であって、 前記電圧クランプは、前記残留電圧に現れるスパイク状
   の高い電圧になる領域Ａの期間のみ低い電圧にクランプ
   し、その他の領域では高い電圧にクランプすることを特
   徴とするピーキングコンデンサの電圧クランプ方法。
2. 【請求項２】 初期充電されるコンデンサからオン制御
   されるスイッチを通してパルストランスに高い繰り返し
   でパルス電流を発生させるパルス発生回路と、前記パル
   ストランスの二次側に得るパルス電流を可飽和リアクト
   ルの磁気スイッチ動作で狭幅の大電流パルスを得てレー
   ザ電極で放電する磁気パルス圧縮回路とを備えたパルス
   電源装置において、 ダイオードとクランプ電圧発生回路の直列回路を、前記
   レーザ電極に並列に接続されたピーキングコンデンサに
   並列接続で設け、 前記ダイオードは、前記ピーキングコンデンサが前記主
   放電電極の放電回復で充電された後に逆極性に再充電さ
   れるのをその導通によって抑止する方向にし、 前記クランプ電圧発生回路は、前記ピーキングコンデン
   サに放電時とは逆極性の残留電圧に現れるスパイク状の
   高い電圧になる領域Ａの期間のみ低い電圧にクランプ
   し、その他の領域では高い電圧にクランプする構成にし
   たことを特徴とするパルス電源装置。
3. 【請求項３】 前記クランプ電圧発生回路は、入力パル
   ス信号から一定時間遅れかつ一定幅のパルスを発生し、
   このパルスで半導体スイッチをオン・オフ制御または動
   作抵抗を制御してクランプ電圧を制御し、 前記入力パルス信号は、前記パルス発生回路に設ける磁
   気アシスト用可飽和リアクトルから得る誘導電圧、また
   は前記パルス発生回路に設けるパルストランスから得る
   誘導電圧、もしくは前記スイッチのトリガ信号とするこ
   とを特徴とする請求項２に記載のパルス電源装置。