JP2747109B2 - パルスレーザ電源 - Google Patents
パルスレーザ電源Info
- Publication number
- JP2747109B2 JP2747109B2 JP2320859A JP32085990A JP2747109B2 JP 2747109 B2 JP2747109 B2 JP 2747109B2 JP 2320859 A JP2320859 A JP 2320859A JP 32085990 A JP32085990 A JP 32085990A JP 2747109 B2 JP2747109 B2 JP 2747109B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- capacitor
- power supply
- pulse
- circuit
- pulse width
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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- Inverter Devices (AREA)
- Generation Of Surge Voltage And Current (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、レーザに用いるパルスレーザ電源に関わ
り、特にスイッチ部において発生する損失の低減を図っ
たパルスレーザ電源に関する。
り、特にスイッチ部において発生する損失の低減を図っ
たパルスレーザ電源に関する。
（従来の技術） 近年パルス状のレーザ光を用いて物体の精密な加工を
行ったり、同位対元素の分離を行ったりするパルスレー
ザに対する産業上の需要が高まっている。パルスレーザ
の励起を行うにはマイクロ秒以下の極超短パルスの電圧
をレーザ装置に印加し放電を行わなければならないが、
このような短パルス電圧をスイッチによって直接作り出
すことは困難であるため、半導体スイッチなどによって
一次パルスをつくってコンデンサに充電しさらに可飽和
インダクタの飽和特性を利用してパルス幅の圧縮を行う
いわゆる磁気パルス圧縮回路がよく用いられている。
行ったり、同位対元素の分離を行ったりするパルスレー
ザに対する産業上の需要が高まっている。パルスレーザ
の励起を行うにはマイクロ秒以下の極超短パルスの電圧
をレーザ装置に印加し放電を行わなければならないが、
このような短パルス電圧をスイッチによって直接作り出
すことは困難であるため、半導体スイッチなどによって
一次パルスをつくってコンデンサに充電しさらに可飽和
インダクタの飽和特性を利用してパルス幅の圧縮を行う
いわゆる磁気パルス圧縮回路がよく用いられている。
第４図は半導体スイッチと磁気パルス圧縮回路を組み
合わせた例である。初期において直流充電電源10によっ
てコンデンサC1に充電された電荷は半導体スイッチSWの
投入により放電リアクトルLDを通じて放電され第２のコ
ンデンサC2に移行し、パルス充電が行われる。コンデン
サC2の電圧は可飽和リアクトルSLをパルス励磁する。こ
の励磁作用により可飽和リアクトルSLが飽和するとイン
ダクタンス値が激減し、コンデンサC2の電荷が今度はピ
ーキングコンデンサCPに移行する。このとき可飽和リア
クトルSLの飽和時のインダクタンス値はきわめて小さい
のでピーキングコンデンサCPへの充電は高速化され、い
わゆるパルス圧縮作用が行われることになる。さらにピ
ーキングコンデンサの充電によりレーザ放電ギャップ20
の極間電圧が上昇し、電極間の絶縁が破壊されピーキン
グコンデンサCPに蓄積された電荷が回路インダクタンス
LHを通じてレーザ媒質中に流れレーザが励起される。
合わせた例である。初期において直流充電電源10によっ
てコンデンサC1に充電された電荷は半導体スイッチSWの
投入により放電リアクトルLDを通じて放電され第２のコ
ンデンサC2に移行し、パルス充電が行われる。コンデン
サC2の電圧は可飽和リアクトルSLをパルス励磁する。こ
の励磁作用により可飽和リアクトルSLが飽和するとイン
ダクタンス値が激減し、コンデンサC2の電荷が今度はピ
ーキングコンデンサCPに移行する。このとき可飽和リア
クトルSLの飽和時のインダクタンス値はきわめて小さい
のでピーキングコンデンサCPへの充電は高速化され、い
わゆるパルス圧縮作用が行われることになる。さらにピ
ーキングコンデンサの充電によりレーザ放電ギャップ20
の極間電圧が上昇し、電極間の絶縁が破壊されピーキン
グコンデンサCPに蓄積された電荷が回路インダクタンス
LHを通じてレーザ媒質中に流れレーザが励起される。
（発明が解決しようとする課題） このような容量移行型のパルス充電回路においては比
較的簡単な回路によって高速パルス電圧が得られるとい
う特徴を持っているが負荷からの反射エネルギーの処理
という点において充分でないところがあった。そのこと
を再び第４図を参照しながら説明する。第４図において
ピーキングコンデンサCPに蓄積されたエネルギーとその
うち放電部に注入されるエネルギーの割合はレーザ放電
ギャップの放電インピーダンスZDとピーキングコンデン
サCPと回路インダクタンスLHで決まる回路インピーダン
スZCの比率に依って変わる。もし放電インピーダンスZD
が回路インピーダンスZCとほぼ等しいとすると、インピ
ーダンスの整合がとれているために１パルスの電流で殆
ど全てのエネルギーが放電部に注入される。ところが実
際には放電インピーダンスの値はきわめて小さくこの部
分でのインピーダンス整合が充分とれない場合がほとん
どである。典型的な値としてCP、LH、ZDの大きさがそれ
ぞれ20nF、10nH,0.1Ωとすると、放電部に注入されるエ
ネルギーはピーキングコンデンサに蓄積されたエネルギ
ーの35％にすぎない。このような場合、放電インピーダ
ンスが回路インピーダンスに比べて小さいのでピーキン
グコンデンサCPの電圧は放電により反転する。この逆極
性に充電されたエネルギーの一部はピーキングコンデン
サCP、コンデンサ２、可飽和リアクトルSLという閉路電
流となり、コンデンサ２を充電する。このときの電流の
向きは当初ピーキングコンデンサを充電したときと同じ
向きであり、飽和した可飽和リアクトルをさらに飽和さ
せることになるのでインダクタンスは小さいままであ
り、容易に流れることができる。さらにコンデンサC2に
充電されたエネルギーはコンデンサC2とコンデンサC1、
半導体スイッチSW、放電リアクトルLDからなる閉路に共
振電流を流す。この閉路に流れる電流は半導体スイッチ
SWの内部抵抗に依って減衰する。いいかえるとこの電流
に依ってスイッチでの発生損失が増大する。また、この
レーザを高繰返しで動作させる場合、パルス間隔を短く
するためには放電後半導体スイッチをできるだけ速くオ
フさせなければならないが、そのときにもこの共振電流
を遮断する必要が生じるために、スイッチのターンオフ
損失が発生することになる。このような半導体スイッチ
部における損失の増大は半導体スイッチの温度を過度に
上昇させ、信頼性を損なう結果となる。
較的簡単な回路によって高速パルス電圧が得られるとい
う特徴を持っているが負荷からの反射エネルギーの処理
という点において充分でないところがあった。そのこと
を再び第４図を参照しながら説明する。第４図において
ピーキングコンデンサCPに蓄積されたエネルギーとその
うち放電部に注入されるエネルギーの割合はレーザ放電
ギャップの放電インピーダンスZDとピーキングコンデン
サCPと回路インダクタンスLHで決まる回路インピーダン
スZCの比率に依って変わる。もし放電インピーダンスZD
が回路インピーダンスZCとほぼ等しいとすると、インピ
ーダンスの整合がとれているために１パルスの電流で殆
ど全てのエネルギーが放電部に注入される。ところが実
際には放電インピーダンスの値はきわめて小さくこの部
分でのインピーダンス整合が充分とれない場合がほとん
どである。典型的な値としてCP、LH、ZDの大きさがそれ
ぞれ20nF、10nH,0.1Ωとすると、放電部に注入されるエ
ネルギーはピーキングコンデンサに蓄積されたエネルギ
ーの35％にすぎない。このような場合、放電インピーダ
ンスが回路インピーダンスに比べて小さいのでピーキン
グコンデンサCPの電圧は放電により反転する。この逆極
性に充電されたエネルギーの一部はピーキングコンデン
サCP、コンデンサ２、可飽和リアクトルSLという閉路電
流となり、コンデンサ２を充電する。このときの電流の
向きは当初ピーキングコンデンサを充電したときと同じ
向きであり、飽和した可飽和リアクトルをさらに飽和さ
せることになるのでインダクタンスは小さいままであ
り、容易に流れることができる。さらにコンデンサC2に
充電されたエネルギーはコンデンサC2とコンデンサC1、
半導体スイッチSW、放電リアクトルLDからなる閉路に共
振電流を流す。この閉路に流れる電流は半導体スイッチ
SWの内部抵抗に依って減衰する。いいかえるとこの電流
に依ってスイッチでの発生損失が増大する。また、この
レーザを高繰返しで動作させる場合、パルス間隔を短く
するためには放電後半導体スイッチをできるだけ速くオ
フさせなければならないが、そのときにもこの共振電流
を遮断する必要が生じるために、スイッチのターンオフ
損失が発生することになる。このような半導体スイッチ
部における損失の増大は半導体スイッチの温度を過度に
上昇させ、信頼性を損なう結果となる。
本発明は上に述べた従来のパルスレーザ電源の欠点を
解消するためになされたものであって、その目的は電源
回路とレーザ放電部のインピーダンス整合がとれない場
合においてもスイッチ部に流れる振動性の電流が流れな
いようにし、スイッチ部で発生する損失が大きくならな
いようにし、信頼性の高いパルスレーザ電源を得ること
にある。
解消するためになされたものであって、その目的は電源
回路とレーザ放電部のインピーダンス整合がとれない場
合においてもスイッチ部に流れる振動性の電流が流れな
いようにし、スイッチ部で発生する損失が大きくならな
いようにし、信頼性の高いパルスレーザ電源を得ること
にある。
（課題を解決するための手段） 上記目的を達成するため、磁気パルス圧縮回路を備え
たパルスレーザ電源において、磁気パルス圧縮回路の前
段のコンデンサと並列にダイオードと抵抗の直列回路を
接続し、ダイオードの接続極性は充電電源によってコン
デンサが充電されたときにはその電圧を保持する極性と
する。
たパルスレーザ電源において、磁気パルス圧縮回路の前
段のコンデンサと並列にダイオードと抵抗の直列回路を
接続し、ダイオードの接続極性は充電電源によってコン
デンサが充電されたときにはその電圧を保持する極性と
する。
（作 用） このようにすると負荷から反射してきたエネルギーに
よってピーキングコンデンサCPが逆充電された時に、ピ
ーキングコンデンサはダイオードと抵抗の直列回路を通
じて放電するのでコンデンサ２が再充電されることがな
くなり事後電流による半導体スイッチの損失が減少す
る。
よってピーキングコンデンサCPが逆充電された時に、ピ
ーキングコンデンサはダイオードと抵抗の直列回路を通
じて放電するのでコンデンサ２が再充電されることがな
くなり事後電流による半導体スイッチの損失が減少す
る。
（実施例） 本発明の一実施例を第１図を参照して説明する。な
お、従来例と同一部分については同一符号を付与し、そ
の説明を省略する。
お、従来例と同一部分については同一符号を付与し、そ
の説明を省略する。
本発明の一実施例においては抵抗11とダイオード12の
直列回路をコンデンサC2と並列にダイオード12の極性が
最初の充電時にはコンデンサC2の電圧を保持するような
極性となるようにとりつける。
直列回路をコンデンサC2と並列にダイオード12の極性が
最初の充電時にはコンデンサC2の電圧を保持するような
極性となるようにとりつける。
また、抵抗11の抵抗値ｒは となるように選定される。ここにLSは可飽和リアクトル
SLの飽和したときのインダクタンス、cpはピーキングコ
ンデンサのキャパシタンスである。
SLの飽和したときのインダクタンス、cpはピーキングコ
ンデンサのキャパシタンスである。
本実施例においてはピーキングコンデンサCPが電源イ
ンピーダンスと放電インピーダンスの不整合のために逆
充電されるところまでは従来例とまったく同じである。
途中半導体スイッチSWが導通する事によりコンデンサC2
が充電されるときにおいてもダイオード12の極性がコン
デンサC2の充電電圧を保持する極性であるのでまったく
影響はない。さて従来例と同様にピーキングコンデンサ
Cpが逆充電されると今度はピーキングコンデンサCpは抵
抗11、ダイオード12、可飽和リアクトルSLを通して放電
する。このとき、可飽和リアクトルSLの飽和時インダク
タンスとピーキングコンデンサで決まる回路インピーダ
ンスと抵抗11の間にはインピーダンスの整合がとれてい
るので、この放電電流は速やかに減衰する。従って、放
電部から反射したエネルギーは抵抗11によって吸収され
る。このため、半導体スイッチSWに流れる電流も速やか
に減衰する。第２図は本実施例による半導体スイッチの
電流波形を従来のレーザー電源の電流波形と比較したも
のである。本実施例においては負荷からの反射エネルギ
ーを抵抗11が吸収するため電流が速やかに減衰してい
る。
ンピーダンスと放電インピーダンスの不整合のために逆
充電されるところまでは従来例とまったく同じである。
途中半導体スイッチSWが導通する事によりコンデンサC2
が充電されるときにおいてもダイオード12の極性がコン
デンサC2の充電電圧を保持する極性であるのでまったく
影響はない。さて従来例と同様にピーキングコンデンサ
Cpが逆充電されると今度はピーキングコンデンサCpは抵
抗11、ダイオード12、可飽和リアクトルSLを通して放電
する。このとき、可飽和リアクトルSLの飽和時インダク
タンスとピーキングコンデンサで決まる回路インピーダ
ンスと抵抗11の間にはインピーダンスの整合がとれてい
るので、この放電電流は速やかに減衰する。従って、放
電部から反射したエネルギーは抵抗11によって吸収され
る。このため、半導体スイッチSWに流れる電流も速やか
に減衰する。第２図は本実施例による半導体スイッチの
電流波形を従来のレーザー電源の電流波形と比較したも
のである。本実施例においては負荷からの反射エネルギ
ーを抵抗11が吸収するため電流が速やかに減衰してい
る。
以上説明したように、前述の実施例によれば、コンデ
ンサC2と並列に接続された抵抗が負荷から反射してきた
エネルギーを吸収するので半導体スイッチに事後電流が
継続的に流れることを防止することができ、半導体スイ
ッチの発生損失が低減され、半導体スイッチの過度の温
度上昇が防止され、信頼性の高いパルスレーザ電源を得
ることができる。
ンサC2と並列に接続された抵抗が負荷から反射してきた
エネルギーを吸収するので半導体スイッチに事後電流が
継続的に流れることを防止することができ、半導体スイ
ッチの発生損失が低減され、半導体スイッチの過度の温
度上昇が防止され、信頼性の高いパルスレーザ電源を得
ることができる。
なお本発明は上記実施例に限定されるものではない。
例えば上記実施例では磁気パルス圧縮回路の段数を１段
としたが、これはスイッチのスイッチングスピード、レ
ーザ負荷の要求するパルス電圧の立ち上がり速さに応じ
て２段でも３段でも発明の作用効果に変わりはない。ま
た電源とスイッチとコンデンサの組み合わせ方について
も本発明お主旨を損なわない範囲で種々考えることがで
きる。例えば第３図に示すような半導体スイッチとパル
ストランスを使用した充電方式にも本発明は適用でき、
これもまったく同様の作用効果を持つ。
例えば上記実施例では磁気パルス圧縮回路の段数を１段
としたが、これはスイッチのスイッチングスピード、レ
ーザ負荷の要求するパルス電圧の立ち上がり速さに応じ
て２段でも３段でも発明の作用効果に変わりはない。ま
た電源とスイッチとコンデンサの組み合わせ方について
も本発明お主旨を損なわない範囲で種々考えることがで
きる。例えば第３図に示すような半導体スイッチとパル
ストランスを使用した充電方式にも本発明は適用でき、
これもまったく同様の作用効果を持つ。
以上説明したように本発明によれば負荷からの反射エ
ネルギーを吸収する要素を付加したのでスイッチに流れ
る事後電流を低減することができ、スイッチで発生する
損失を低減でき、スイッチの過度の温度上昇を防止で
き、信頼性の高いパルスレーザ電流を得ることができ
る。
ネルギーを吸収する要素を付加したのでスイッチに流れ
る事後電流を低減することができ、スイッチで発生する
損失を低減でき、スイッチの過度の温度上昇を防止で
き、信頼性の高いパルスレーザ電流を得ることができ
る。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図。第２図は本発
明の動作を説明するための波形図。第３図は本発明の他
の実施例を示す回路図。第４図は従来のパルスレーザ電
源の回路図である。 10……直流充電電源、20……レーザ放電ギャップ、 11……抵抗、12……ダイオード、 SW……スイッチ、LD……放電リアクトル、 SL……可飽和リアクトル、 C1,C2……コンデンサ、 CP……ピーキングコンデンサ。
明の動作を説明するための波形図。第３図は本発明の他
の実施例を示す回路図。第４図は従来のパルスレーザ電
源の回路図である。 10……直流充電電源、20……レーザ放電ギャップ、 11……抵抗、12……ダイオード、 SW……スイッチ、LD……放電リアクトル、 SL……可飽和リアクトル、 C1,C2……コンデンサ、 CP……ピーキングコンデンサ。
Claims (2)
- 【請求項１】充電電源に対して直列に接続された可飽和
インダクタと、前記充電電源に対して並列に接続された
コンデンサとからなるパルス幅圧縮回路と、このパルス
幅圧縮回路に前記充電電源を断続的に接続するスイッチ
手段とを備え、前記パルス幅圧縮回路に出力端に接続さ
れたレーザ負荷を繰り返し放電励起するためのパルスレ
ーザ電源において、 パルス幅圧縮回路における可飽和インダクタの前段のコ
ンデンサと並列にダイオードと抵抗の直列回路を接続
し、前記ダイオードの接続極性は前記充電電源によって
前記前段コンデンサが充電された時にはその電圧を保持
する極性としたことを特徴とするパルスレーザ電源。 - 【請求項２】前記請求項（１）においてダイオードに直
列に接続される抵抗の値としては概略、 （可飽和インダクタの飽和時インダクタンス／パルス幅
圧縮回路の後段のコンデンサのキャパシタンス） となるようにしたことを特徴とするパルスレーザ電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2320859A JP2747109B2 (ja) | 1990-11-27 | 1990-11-27 | パルスレーザ電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2320859A JP2747109B2 (ja) | 1990-11-27 | 1990-11-27 | パルスレーザ電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04193073A JPH04193073A (ja) | 1992-07-13 |
| JP2747109B2 true JP2747109B2 (ja) | 1998-05-06 |
Family
ID=18126053
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2320859A Expired - Lifetime JP2747109B2 (ja) | 1990-11-27 | 1990-11-27 | パルスレーザ電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2747109B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5075775B2 (ja) * | 2008-09-19 | 2012-11-21 | ギガフォトン株式会社 | パルスレーザ用電源装置 |
| AU2011311780B2 (en) * | 2010-10-05 | 2014-10-02 | Abb Technology Ag | Rectifier circuit |
-
1990
- 1990-11-27 JP JP2320859A patent/JP2747109B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04193073A (ja) | 1992-07-13 |
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