JPH04330706A - 磁気パルス圧縮回路 - Google Patents
磁気パルス圧縮回路Info
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- JPH04330706A JPH04330706A JP3082868A JP8286891A JPH04330706A JP H04330706 A JPH04330706 A JP H04330706A JP 3082868 A JP3082868 A JP 3082868A JP 8286891 A JP8286891 A JP 8286891A JP H04330706 A JPH04330706 A JP H04330706A
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- JP
- Japan
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- energy storage
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- storage capacitor
- parallel
- inductor
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- 238000007906 compression Methods 0.000 title claims description 13
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 65
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 claims abstract description 47
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 9
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 claims description 8
- 230000036278 prepulse Effects 0.000 abstract description 15
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 9
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 229910017052 cobalt Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010941 cobalt Substances 0.000 description 1
- GUTLYIVDDKVIGB-UHFFFAOYSA-N cobalt atom Chemical compound [Co] GUTLYIVDDKVIGB-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000010894 electron beam technology Methods 0.000 description 1
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- Lasers (AREA)
- Generation Of Surge Voltage And Current (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、レーザー励起用電源や
、イオンビーム及び電子ビームの発生・加速器等に使用
する磁気パルス圧縮回路に関する。
、イオンビーム及び電子ビームの発生・加速器等に使用
する磁気パルス圧縮回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、エキシマレーザー励起回路の高繰
り返し、長寿命化の方法として磁気パルス圧縮回路が注
目されている。この磁気パルス圧縮回路は、可飽和イン
ダクタ及びエネルギ蓄積コンデンサの組を複数段縦続的
に接続した構成を備えており、例えば特開平１−１７１
２１３号に示す回路構成が知られている。
り返し、長寿命化の方法として磁気パルス圧縮回路が注
目されている。この磁気パルス圧縮回路は、可飽和イン
ダクタ及びエネルギ蓄積コンデンサの組を複数段縦続的
に接続した構成を備えており、例えば特開平１−１７１
２１３号に示す回路構成が知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、エキシマレ
ーザー励起回路に使用する磁気パルス圧縮回路では、可
飽和インダクタ及びエネルギ蓄積コンデンサの組を複数
段縦続的に接続し、最終段のエネルギ蓄積コンデンサ
（ピーキングキャパシタ）に負荷としてのレーザー発振
器の一対の電極を並列に接続するが、可飽和インダクタ
の励磁電流がピーキングキャパシタを通過するのでプリ
パルス （本来の圧縮されたパルス出力の立ち上がり以
前に緩慢な電圧上昇部分が生じてしまう現象）が生じる
。 プリパルスはエネルギー移行効率低下の原因となるだけ
でなく、負荷であるレーザー発振器の放電状態を悪化さ
せる。
ーザー励起回路に使用する磁気パルス圧縮回路では、可
飽和インダクタ及びエネルギ蓄積コンデンサの組を複数
段縦続的に接続し、最終段のエネルギ蓄積コンデンサ
（ピーキングキャパシタ）に負荷としてのレーザー発振
器の一対の電極を並列に接続するが、可飽和インダクタ
の励磁電流がピーキングキャパシタを通過するのでプリ
パルス （本来の圧縮されたパルス出力の立ち上がり以
前に緩慢な電圧上昇部分が生じてしまう現象）が生じる
。 プリパルスはエネルギー移行効率低下の原因となるだけ
でなく、負荷であるレーザー発振器の放電状態を悪化さ
せる。
【０００４】本発明は、上記の点に鑑み、負荷に並列に
接続された最終段のエネルギ蓄積コンデンサ、すなわち
ピーキングキャパシタに励磁電流バイパス用可飽和イン
ダクタを並列接続することにより、プリパルスを抑制し
、効率の向上を図った磁気パルス圧縮回路を提供するこ
とを目的とする。
接続された最終段のエネルギ蓄積コンデンサ、すなわち
ピーキングキャパシタに励磁電流バイパス用可飽和イン
ダクタを並列接続することにより、プリパルスを抑制し
、効率の向上を図った磁気パルス圧縮回路を提供するこ
とを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の磁気パルス圧縮回路は、縦続的に接続され
る１段もしくは複数段の第１可飽和インダクタ及びエネ
ルギ蓄積コンデンサの組と、負荷に並列に接続された最
終段のエネルギ蓄積コンデンサ （すなわちピーキング
キャパシタ）に並列に接続される第２可飽和インダクタ
とを備えた構成としている。
に、本発明の磁気パルス圧縮回路は、縦続的に接続され
る１段もしくは複数段の第１可飽和インダクタ及びエネ
ルギ蓄積コンデンサの組と、負荷に並列に接続された最
終段のエネルギ蓄積コンデンサ （すなわちピーキング
キャパシタ）に並列に接続される第２可飽和インダクタ
とを備えた構成としている。
【０００６】
【作用】本発明の磁気パルス圧縮回路においては、負荷
に並列に接続された最終段のエネルギ蓄積コンデンサ
、すなわちピーキングキャパシタに並列に第２可飽和イ
ンダクタを接続して、ピーキングキャパシタに直列に挿
入されている第１可飽和インダクタの励磁電流をバイパ
スすることができ、ピーキングキャパシタの両端に得ら
れるパルス電圧の立ち上がりにおけるプリパルスを抑制
でき、エネルギ移行効率の向上を達成できる。
に並列に接続された最終段のエネルギ蓄積コンデンサ
、すなわちピーキングキャパシタに並列に第２可飽和イ
ンダクタを接続して、ピーキングキャパシタに直列に挿
入されている第１可飽和インダクタの励磁電流をバイパ
スすることができ、ピーキングキャパシタの両端に得ら
れるパルス電圧の立ち上がりにおけるプリパルスを抑制
でき、エネルギ移行効率の向上を達成できる。
【０００７】
【実施例】以下、本発明に係る磁気パルス圧縮回路の実
施例を図面に従って説明する。
施例を図面に従って説明する。
【０００８】図１は本発明の実施例の回路図、図２は同
等価回路図、図３乃至図６は各部の動作波形である。こ
れらの図において、１は直流高電圧電源、２は抵抗、Ｓ
Ｗはスイッチング素子である。スイッチング素子ＳＷは
例えばトリガートロン方式のスパークギャップスイッチ
である。ＳＴは可飽和トランス、ＳＩ−１は第１可飽和
インダクタ、ＳＩ−２は第２可飽和インダクタ、Ｃ０，
Ｃ１，Ｃ２はエネルギ蓄積コンデンサ、Ｃｐは負荷ＬＤ
（例えばレーザー発振器の一対の電極）が並列に接続さ
れた最終段のエネルギ蓄積コンデンサ、すなわちピーキ
ングキャパシタである。前記可飽和トランスＳＴの一次
巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻線比は所定の昇圧動作が行
えるように例えば１：２等に設定されている。また、可
飽和トランスＳＴ及び可飽和インダクタＳＩ−１，ＳＩ
−２の磁心としては、コバルト系アモルファス金属磁心
等を使用している。また、エネルギ蓄積コンデンサＣ０
からエネルギ蓄積コンデンサＣ１へのエネルギ移行経路
のＬＣ共振半周期をτ０、エネルギ蓄積コンデンサＣ１
からエネルギ蓄積コンデンサＣ２へのエネルギ移行経路
のＬＣ共振半周期をτ１、エネルギ蓄積コンデンサＣ２
から最終段のエネルギ蓄積コンデンサ（ピーキングキャ
パシタＣｐ）へのエネルギ移行経路のＬＣ共振半周期を
τ２としたとき、τ０＞τ１＞τ２に設定されており、
例えば、τ０：１．５μｓ、τ１：５８０ｎｓ、τ２：
９０ｎｓである。
等価回路図、図３乃至図６は各部の動作波形である。こ
れらの図において、１は直流高電圧電源、２は抵抗、Ｓ
Ｗはスイッチング素子である。スイッチング素子ＳＷは
例えばトリガートロン方式のスパークギャップスイッチ
である。ＳＴは可飽和トランス、ＳＩ−１は第１可飽和
インダクタ、ＳＩ−２は第２可飽和インダクタ、Ｃ０，
Ｃ１，Ｃ２はエネルギ蓄積コンデンサ、Ｃｐは負荷ＬＤ
（例えばレーザー発振器の一対の電極）が並列に接続さ
れた最終段のエネルギ蓄積コンデンサ、すなわちピーキ
ングキャパシタである。前記可飽和トランスＳＴの一次
巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻線比は所定の昇圧動作が行
えるように例えば１：２等に設定されている。また、可
飽和トランスＳＴ及び可飽和インダクタＳＩ−１，ＳＩ
−２の磁心としては、コバルト系アモルファス金属磁心
等を使用している。また、エネルギ蓄積コンデンサＣ０
からエネルギ蓄積コンデンサＣ１へのエネルギ移行経路
のＬＣ共振半周期をτ０、エネルギ蓄積コンデンサＣ１
からエネルギ蓄積コンデンサＣ２へのエネルギ移行経路
のＬＣ共振半周期をτ１、エネルギ蓄積コンデンサＣ２
から最終段のエネルギ蓄積コンデンサ（ピーキングキャ
パシタＣｐ）へのエネルギ移行経路のＬＣ共振半周期を
τ２としたとき、τ０＞τ１＞τ２に設定されており、
例えば、τ０：１．５μｓ、τ１：５８０ｎｓ、τ２：
９０ｎｓである。
【０００９】なお、図２の等価回路図ではさらに可飽和
トランスＳＴの自己インダクタンス成分及び配線部分の
インダクタンスが図示されている。
トランスＳＴの自己インダクタンス成分及び配線部分の
インダクタンスが図示されている。
【００１０】以上の実施例の構成において、動作前に可
飽和トランスＳＴ、可飽和インダクタＳＩ−１及び可飽
和インダクタＳＩ−２は図示しないリセット巻線にそれ
ぞれリセット電流を流すことによってリセット状態にあ
る。まず、直流高電圧電源１によりエネルギ蓄積コンデ
ンサＣ０が充電される。エネルギ蓄積コンデンサＣ０の
充電終了後スイッチング素子ＳＷを導通状態にする。可
飽和トランスＳＴは非飽和状態となり、エネルギ蓄積コ
ンデンサＣ０−スイッチング素子ＳＷ−可飽和トランス
ＳＴ−エネルギ蓄積コンデンサＣ１−可飽和インダクタ
ＳＩ−１−可飽和インダクタＳＩ−２の経路でエネルギ
蓄積コンデンサＣ０からエネルギ蓄積コンデンサＣ１へ
エネルギが移行する。ここで、損失を無視すると可飽和
トランスＳＴの巻線比に応じてエネルギ蓄積コンデンサ
Ｃ０の充電電圧を昇圧した電圧でエネルギ蓄積コンデン
サＣ１が充電されることになる。このとき、可飽和イン
ダクタＳＩ−１，ＳＩ−２は飽和状態（ＯＮ状態）であ
る。
飽和トランスＳＴ、可飽和インダクタＳＩ−１及び可飽
和インダクタＳＩ−２は図示しないリセット巻線にそれ
ぞれリセット電流を流すことによってリセット状態にあ
る。まず、直流高電圧電源１によりエネルギ蓄積コンデ
ンサＣ０が充電される。エネルギ蓄積コンデンサＣ０の
充電終了後スイッチング素子ＳＷを導通状態にする。可
飽和トランスＳＴは非飽和状態となり、エネルギ蓄積コ
ンデンサＣ０−スイッチング素子ＳＷ−可飽和トランス
ＳＴ−エネルギ蓄積コンデンサＣ１−可飽和インダクタ
ＳＩ−１−可飽和インダクタＳＩ−２の経路でエネルギ
蓄積コンデンサＣ０からエネルギ蓄積コンデンサＣ１へ
エネルギが移行する。ここで、損失を無視すると可飽和
トランスＳＴの巻線比に応じてエネルギ蓄積コンデンサ
Ｃ０の充電電圧を昇圧した電圧でエネルギ蓄積コンデン
サＣ１が充電されることになる。このとき、可飽和イン
ダクタＳＩ−１，ＳＩ−２は飽和状態（ＯＮ状態）であ
る。
【００１１】エネルギ蓄積コンデンサＣ１の充電が完了
すると同時に可飽和トランスＳＴが飽和し、この一次側
と二次側との間は非結合状態となり、可飽和トランスＳ
Ｔの二次巻線Ｎ２はＯＮ状態となる。従って、エネルギ
蓄積コンデンサＣ１−可飽和トランスＳＴ（二次巻線）
−エネルギ蓄積コンデンサＣ２の経路でエネルギ蓄積コ
ンデンサＣ１からエネルギ蓄積コンデンサＣ２へエネル
ギが移行する。前段の経路よりも共振時間が短いため、
パルスは圧縮される。このとき可飽和インダクタＳＩ−
１は非飽和状態（ＯＦＦ状態）である。
すると同時に可飽和トランスＳＴが飽和し、この一次側
と二次側との間は非結合状態となり、可飽和トランスＳ
Ｔの二次巻線Ｎ２はＯＮ状態となる。従って、エネルギ
蓄積コンデンサＣ１−可飽和トランスＳＴ（二次巻線）
−エネルギ蓄積コンデンサＣ２の経路でエネルギ蓄積コ
ンデンサＣ１からエネルギ蓄積コンデンサＣ２へエネル
ギが移行する。前段の経路よりも共振時間が短いため、
パルスは圧縮される。このとき可飽和インダクタＳＩ−
１は非飽和状態（ＯＦＦ状態）である。
【００１２】エネルギ蓄積コンデンサＣ２の充電が完了
すると同時に可飽和インダクタＳＩ−１が飽和（ＯＮ）
し、エネルギ蓄積コンデンサＣ２−ピーキングキャパシ
タＣｐ−可飽和インダクタＳＩ−１の経路でエネルギ蓄
積コンデンサＣ２からピーキングキャパシタＣｐへエネ
ルギが移行する。前段の経路よりもさらに共振時間が短
いため、２回目のパルス圧縮が行われる。そして、ピー
キングキャパシタＣｐの充電が完了した瞬間に負荷ＬＤ
の電極間で絶縁破壊が起こり、ピーキングキャパシタＣ
ｐのエネルギは負荷に移行する。この間、可飽和インダ
クタＳＩ−２は非飽和状態（ＯＦＦ状態）である。
すると同時に可飽和インダクタＳＩ−１が飽和（ＯＮ）
し、エネルギ蓄積コンデンサＣ２−ピーキングキャパシ
タＣｐ−可飽和インダクタＳＩ−１の経路でエネルギ蓄
積コンデンサＣ２からピーキングキャパシタＣｐへエネ
ルギが移行する。前段の経路よりもさらに共振時間が短
いため、２回目のパルス圧縮が行われる。そして、ピー
キングキャパシタＣｐの充電が完了した瞬間に負荷ＬＤ
の電極間で絶縁破壊が起こり、ピーキングキャパシタＣ
ｐのエネルギは負荷に移行する。この間、可飽和インダ
クタＳＩ−２は非飽和状態（ＯＦＦ状態）である。
【００１３】図３はエネルギ蓄積コンデンサＣ０乃至Ｃ
２の充電電圧Ｖｃ０乃至Ｖｃ２及びピーキングキャパシ
タＣｐの充電電圧Ｖｃｐのスイッチング素子ＳＷ導通後
の波形及び図１に示す各経路の電流Ｉ０乃至Ｉ２の波形
をそれぞれ示している。
２の充電電圧Ｖｃ０乃至Ｖｃ２及びピーキングキャパシ
タＣｐの充電電圧Ｖｃｐのスイッチング素子ＳＷ導通後
の波形及び図１に示す各経路の電流Ｉ０乃至Ｉ２の波形
をそれぞれ示している。
【００１４】図４はスイッチング素子ＳＷ導通後の時間
とエネルギ蓄積コンデンサＣ１の充電電圧Ｖｃ１及び電
流Ｉ０，Ｉ１との関係を示し、図５はスイッチング素子
ＳＷ導通後の時間とエネルギ蓄積コンデンサＣ２の充電
電圧Ｖｃ２及び電流Ｉ１との関係を示し、図６はスイッ
チング素子ＳＷ導通後の時間とピーキングキャパシタＣ
ｐの充電電圧Ｖｃｐ及び電流Ｉ２との関係を示している
。これらの図から、各エネルギ蓄積コンデンサの充電電
圧は後段になるに従って急峻となっていることが判り、
また図６のピーキングキャパシタＣｐの充電電圧Ｖｃｐ
の波形からプリパルスが充分抑制されていることが判る
。これは可飽和インダクタＳＩ−１が飽和に至るまでの
励磁電流が励磁電流バイパス用の可飽和インダクタＳＩ
−２を通るからである。
とエネルギ蓄積コンデンサＣ１の充電電圧Ｖｃ１及び電
流Ｉ０，Ｉ１との関係を示し、図５はスイッチング素子
ＳＷ導通後の時間とエネルギ蓄積コンデンサＣ２の充電
電圧Ｖｃ２及び電流Ｉ１との関係を示し、図６はスイッ
チング素子ＳＷ導通後の時間とピーキングキャパシタＣ
ｐの充電電圧Ｖｃｐ及び電流Ｉ２との関係を示している
。これらの図から、各エネルギ蓄積コンデンサの充電電
圧は後段になるに従って急峻となっていることが判り、
また図６のピーキングキャパシタＣｐの充電電圧Ｖｃｐ
の波形からプリパルスが充分抑制されていることが判る
。これは可飽和インダクタＳＩ−１が飽和に至るまでの
励磁電流が励磁電流バイパス用の可飽和インダクタＳＩ
−２を通るからである。
【００１５】図７は本発明の実施例の場合のプリパルス
Ｖｐｒｅ（ｋＶ）及びエネルギ移行効率η（％）を、可
飽和インダクタＳＩ−２の代わりに通常のインダクタＬ
を用いた従来回路のプリパルスＶｐｒｅ（ｋＶ）及び効
率ηと比較対照して示すものである。図中、点線Ｖｐｒ
ｅ（ＳＩ）は実施例の場合のプリパルス、点線η（ＳＩ
）は実施例の場合のエネルギ移行効率である。また、曲
線（イ）は従来回路の場合のインダクタンスとプリパル
スの関係、曲線（ロ）はインダクタンスとエネルギ移行
効率の関係を示す。従来回路の場合、エネルギ移行効率
が実施例の場合よりも劣り、しかもエネルギ移行効率が
良好なインダクタンス範囲ではプリパルスが実施例の場
合よりもかなり大きくなってしまい、効率とプリパルス
低減を両立させることができない。
Ｖｐｒｅ（ｋＶ）及びエネルギ移行効率η（％）を、可
飽和インダクタＳＩ−２の代わりに通常のインダクタＬ
を用いた従来回路のプリパルスＶｐｒｅ（ｋＶ）及び効
率ηと比較対照して示すものである。図中、点線Ｖｐｒ
ｅ（ＳＩ）は実施例の場合のプリパルス、点線η（ＳＩ
）は実施例の場合のエネルギ移行効率である。また、曲
線（イ）は従来回路の場合のインダクタンスとプリパル
スの関係、曲線（ロ）はインダクタンスとエネルギ移行
効率の関係を示す。従来回路の場合、エネルギ移行効率
が実施例の場合よりも劣り、しかもエネルギ移行効率が
良好なインダクタンス範囲ではプリパルスが実施例の場
合よりもかなり大きくなってしまい、効率とプリパルス
低減を両立させることができない。
【００１６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の磁気パル
ス圧縮回路によれば、負荷に並列に接続された最終段の
エネルギ蓄積コンデンサ（ピーキングキャパシタ）に励
磁電流バイパス用の可飽和インダクタを並列接続したの
で、プリパルスを低減してエネルギ移行効率の向上を図
ることができる。
ス圧縮回路によれば、負荷に並列に接続された最終段の
エネルギ蓄積コンデンサ（ピーキングキャパシタ）に励
磁電流バイパス用の可飽和インダクタを並列接続したの
で、プリパルスを低減してエネルギ移行効率の向上を図
ることができる。
【図１】本発明に係る磁気パルス圧縮回路の実施例を示
す回路図である。
す回路図である。
【図２】同等価回路図である。
【図３】各エネルギ蓄積コンデンサの充電電圧波形及び
各経路の電流波形を示す波形図である。
各経路の電流波形を示す波形図である。
【図４】スイッチング素子導通後の時間と電圧Ｖｃ１及
び電流Ｉ０，Ｉ１との関係を示す波形図である。
び電流Ｉ０，Ｉ１との関係を示す波形図である。
【図５】スイッチング素子導通後の時間と電圧Ｖｃ２及
び電流Ｉ１との関係を示す波形図である。
び電流Ｉ１との関係を示す波形図である。
【図６】スイッチング素子導通後の時間と電圧Ｖｃｐ及
び電流Ｉ２との関係を示す波形図である。
び電流Ｉ２との関係を示す波形図である。
【図７】本発明の実施例の場合のプリパルスＶｐｒｅ（
ｋＶ）及びエネルギ移行効率η（％）を、可飽和インダ
クタＳＩ−２の代わりに通常のインダクタを用いた従来
回路のプリパルスＶｐｒｅ（ｋＶ）及び効率ηと比較対
照して示す説明図である。
ｋＶ）及びエネルギ移行効率η（％）を、可飽和インダ
クタＳＩ−２の代わりに通常のインダクタを用いた従来
回路のプリパルスＶｐｒｅ（ｋＶ）及び効率ηと比較対
照して示す説明図である。
１ 直流高電圧電源
２ 抵抗
ＳＷ スイッチング素子
Ｃ０乃至Ｃ２ エネルギ蓄積コンデンサＣｐ ピー
キングキャパシタ ＳＴ 可飽和トランス ＳＩ−１，ＳＩ−２ 可飽和インダクタＬＤ 負荷
キングキャパシタ ＳＴ 可飽和トランス ＳＩ−１，ＳＩ−２ 可飽和インダクタＬＤ 負荷
Claims (2)
- 【請求項１】 縦続的に接続される１段もしくは複数
段の第１可飽和インダクタ及びエネルギ蓄積コンデンサ
の組と、負荷に並列に接続された最終段のエネルギ蓄積
コンデンサに並列に接続される第２可飽和インダクタと
を備えたことを特徴とする磁気パルス圧縮回路。 - 【請求項２】 非飽和時に昇圧動作を実行する可飽和
トランスと、該可飽和トランスの一次巻線に直流電圧を
印加するためのスイッチ手段と、前記可飽和トランスの
二次巻線に接続される２個のエネルギ蓄積コンデンサの
直列接続と、前記２個のエネルギ蓄積コンデンサのうち
前記可飽和トランスの飽和時に充電される方に縦続的に
接続される１段もしくは複数段の第１可飽和インダクタ
及びエネルギ蓄積コンデンサの組と、負荷に並列に接続
された最終段のエネルギ蓄積コンデンサに並列に接続さ
れる第２可飽和インダクタとを備えたことを特徴とする
磁気パルス圧縮回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03082868A JP3090279B2 (ja) | 1991-03-25 | 1991-03-25 | 磁気パルス圧縮回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03082868A JP3090279B2 (ja) | 1991-03-25 | 1991-03-25 | 磁気パルス圧縮回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04330706A true JPH04330706A (ja) | 1992-11-18 |
| JP3090279B2 JP3090279B2 (ja) | 2000-09-18 |
Family
ID=13786293
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03082868A Expired - Fee Related JP3090279B2 (ja) | 1991-03-25 | 1991-03-25 | 磁気パルス圧縮回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3090279B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110445480A (zh) * | 2019-08-05 | 2019-11-12 | 西安热工研究院有限公司 | 一种多级快前沿高压脉冲触发器及其同步方法 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102259226B (zh) * | 2011-06-09 | 2013-11-27 | 浙江西子重工电力设备有限公司 | 半自动短距切割机及其切割方法 |
-
1991
- 1991-03-25 JP JP03082868A patent/JP3090279B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110445480A (zh) * | 2019-08-05 | 2019-11-12 | 西安热工研究院有限公司 | 一种多级快前沿高压脉冲触发器及其同步方法 |
| CN110445480B (zh) * | 2019-08-05 | 2023-03-28 | 西安热工研究院有限公司 | 一种多级快前沿高压脉冲触发器及其同步方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3090279B2 (ja) | 2000-09-18 |
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