JP3090279B2 - 磁気パルス圧縮回路 - Google Patents
磁気パルス圧縮回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、レーザー励起用電源
や、イオンビーム及び電子ビームの発生・加速器等に使
用する磁気パルス圧縮回路に関する。
や、イオンビーム及び電子ビームの発生・加速器等に使
用する磁気パルス圧縮回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、エキシマレーザー励起回路の高繰
り返し、長寿命化の方法として磁気パルス圧縮回路が注
目されている。この磁気パルス圧縮回路は、可飽和イン
ダクタ及びエネルギ蓄積コンデンサの組を複数段縦続的
に接続した構成を備えており、例えば特開平１−１７１
２１３号に示す回路構成が知られている。
り返し、長寿命化の方法として磁気パルス圧縮回路が注
目されている。この磁気パルス圧縮回路は、可飽和イン
ダクタ及びエネルギ蓄積コンデンサの組を複数段縦続的
に接続した構成を備えており、例えば特開平１−１７１
２１３号に示す回路構成が知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、エキシマレ
ーザー励起回路に使用する磁気パルス圧縮回路では、可
飽和インダクタ及びエネルギ蓄積コンデンサの組を複数
段縦続的に接続し、最終段のエネルギ蓄積コンデンサ
(ピーキングキャパシタ）に負荷としてのレーザー発振
器の一対の電極を並列に接続するが、可飽和インダクタ
の励磁電流がピーキングキャパシタを通過するのでプリ
パルス (本来の圧縮されたパルス出力の立ち上がり以前
に緩慢な電圧上昇部分が生じてしまう現象）が生じる。
プリパルスはエネルギー移行効率低下の原因となるだけ
でなく、負荷であるレーザー発振器の放電状態を悪化さ
せる。
ーザー励起回路に使用する磁気パルス圧縮回路では、可
飽和インダクタ及びエネルギ蓄積コンデンサの組を複数
段縦続的に接続し、最終段のエネルギ蓄積コンデンサ
(ピーキングキャパシタ）に負荷としてのレーザー発振
器の一対の電極を並列に接続するが、可飽和インダクタ
の励磁電流がピーキングキャパシタを通過するのでプリ
パルス (本来の圧縮されたパルス出力の立ち上がり以前
に緩慢な電圧上昇部分が生じてしまう現象）が生じる。
プリパルスはエネルギー移行効率低下の原因となるだけ
でなく、負荷であるレーザー発振器の放電状態を悪化さ
せる。
【０００４】本発明は、上記の点に鑑み、負荷に並列に
接続された最終段のエネルギ蓄積コンデンサ、すなわち
ピーキングキャパシタに励磁電流バイパス用可飽和イン
ダクタを並列接続することにより、プリパルスを抑制
し、効率の向上を図った磁気パルス圧縮回路を提供する
ことを目的とする。
接続された最終段のエネルギ蓄積コンデンサ、すなわち
ピーキングキャパシタに励磁電流バイパス用可飽和イン
ダクタを並列接続することにより、プリパルスを抑制
し、効率の向上を図った磁気パルス圧縮回路を提供する
ことを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の磁気パルス圧縮回路は、縦続的に接続され
る１段もしくは複数段の第１可飽和インダクタ及びエネ
ルギ蓄積コンデンサの組と、負荷に並列に接続された最
終段のエネルギ蓄積コンデンサ (すなわちピーキングキ
ャパシタ）に並列に接続される第２可飽和インダクタと
を備えた構成としている。
に、本発明の磁気パルス圧縮回路は、縦続的に接続され
る１段もしくは複数段の第１可飽和インダクタ及びエネ
ルギ蓄積コンデンサの組と、負荷に並列に接続された最
終段のエネルギ蓄積コンデンサ (すなわちピーキングキ
ャパシタ）に並列に接続される第２可飽和インダクタと
を備えた構成としている。
【０００６】
【作用】本発明の磁気パルス圧縮回路においては、負荷
に並列に接続された最終段のエネルギ蓄積コンデンサ
、すなわちピーキングキャパシタに並列に第２可飽和
インダクタを接続して、ピーキングキャパシタに直列に
挿入されている第１可飽和インダクタの励磁電流をバイ
パスすることができ、ピーキングキャパシタの両端に得
られるパルス電圧の立ち上がりにおけるプリパルスを抑
制でき、エネルギ移行効率の向上を達成できる。
に並列に接続された最終段のエネルギ蓄積コンデンサ
、すなわちピーキングキャパシタに並列に第２可飽和
インダクタを接続して、ピーキングキャパシタに直列に
挿入されている第１可飽和インダクタの励磁電流をバイ
パスすることができ、ピーキングキャパシタの両端に得
られるパルス電圧の立ち上がりにおけるプリパルスを抑
制でき、エネルギ移行効率の向上を達成できる。
【０００７】
【実施例】以下、本発明に係る磁気パルス圧縮回路の実
施例を図面に従って説明する。
施例を図面に従って説明する。
【０００８】図１は本発明の実施例の回路図、図２は同
等価回路図、図３乃至図６は各部の動作波形である。こ
れらの図において、１は直流高電圧電源、２は抵抗、Ｓ
Ｗはスイッチング素子である。スイッチング素子ＳＷは
例えばトリガートロン方式のスパークギャップスイッチ
である。ＳＴは可飽和トランス、ＳＩ−１は第１可飽和
インダクタ、ＳＩ−２は第２可飽和インダクタ、Ｃ0，
Ｃ1，Ｃ2はエネルギ蓄積コンデンサ、Ｃpは負荷ＬＤ
（例えばレーザー発振器の一対の電極）が並列に接続さ
れた最終段のエネルギ蓄積コンデンサ、すなわちピーキ
ングキャパシタである。前記可飽和トランスＳＴの一次
巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻線比は所定の昇圧動作が行
えるように例えば１：２等に設定されている。また、可
飽和トランスＳＴ及び可飽和インダクタＳＩ−１，ＳＩ
−２の磁心としては、コバルト系アモルファス金属磁心
等を使用している。また、エネルギ蓄積コンデンサＣ０
からエネルギ蓄積コンデンサＣ１へのエネルギ移行経路
のＬＣ共振半周期をτ0、エネルギ蓄積コンデンサＣ1か
らエネルギ蓄積コンデンサＣ2へのエネルギ移行経路の
ＬＣ共振半周期をτ1、エネルギ蓄積コンデンサＣ2から
最終段のエネルギ蓄積コンデンサ（ピーキングキャパシ
タＣp）へのエネルギ移行経路のＬＣ共振半周期をτ2と
したとき、τ0＞τ1＞τ2に設定されており、例えば、
τ0：１.５μs、τ1：５８０ns、τ2：９０nsである。
等価回路図、図３乃至図６は各部の動作波形である。こ
れらの図において、１は直流高電圧電源、２は抵抗、Ｓ
Ｗはスイッチング素子である。スイッチング素子ＳＷは
例えばトリガートロン方式のスパークギャップスイッチ
である。ＳＴは可飽和トランス、ＳＩ−１は第１可飽和
インダクタ、ＳＩ−２は第２可飽和インダクタ、Ｃ0，
Ｃ1，Ｃ2はエネルギ蓄積コンデンサ、Ｃpは負荷ＬＤ
（例えばレーザー発振器の一対の電極）が並列に接続さ
れた最終段のエネルギ蓄積コンデンサ、すなわちピーキ
ングキャパシタである。前記可飽和トランスＳＴの一次
巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻線比は所定の昇圧動作が行
えるように例えば１：２等に設定されている。また、可
飽和トランスＳＴ及び可飽和インダクタＳＩ−１，ＳＩ
−２の磁心としては、コバルト系アモルファス金属磁心
等を使用している。また、エネルギ蓄積コンデンサＣ０
からエネルギ蓄積コンデンサＣ１へのエネルギ移行経路
のＬＣ共振半周期をτ0、エネルギ蓄積コンデンサＣ1か
らエネルギ蓄積コンデンサＣ2へのエネルギ移行経路の
ＬＣ共振半周期をτ1、エネルギ蓄積コンデンサＣ2から
最終段のエネルギ蓄積コンデンサ（ピーキングキャパシ
タＣp）へのエネルギ移行経路のＬＣ共振半周期をτ2と
したとき、τ0＞τ1＞τ2に設定されており、例えば、
τ0：１.５μs、τ1：５８０ns、τ2：９０nsである。
【０００９】なお、図２の等価回路図ではさらに可飽和
トランスＳＴの自己インダクタンス成分及び配線部分の
インダクタンスが図示されている。
トランスＳＴの自己インダクタンス成分及び配線部分の
インダクタンスが図示されている。
【００１０】以上の実施例の構成において、動作前に可
飽和トランスＳＴ、可飽和インダクタＳＩ−１及び可飽
和インダクタＳＩ−２は図示しないリセット巻線にそれ
ぞれリセット電流を流すことによってリセット状態にあ
る。まず、直流高電圧電源１によりエネルギ蓄積コンデ
ンサＣ0が充電される。エネルギ蓄積コンデンサＣ０の
充電終了後スイッチング素子ＳＷを導通状態にする。可
飽和トランスＳＴは非飽和状態となり、エネルギ蓄積コ
ンデンサＣ０−スイッチング素子ＳＷ−可飽和トランス
ＳＴ−エネルギ蓄積コンデンサＣ１−可飽和インダクタ
ＳＩ−１−可飽和インダクタＳＩ−２の経路でエネルギ
蓄積コンデンサＣ０からエネルギ蓄積コンデンサＣ１へ
エネルギが移行する。ここで、損失を無視すると可飽和
トランスＳＴの巻線比に応じてエネルギ蓄積コンデンサ
Ｃ０の充電電圧を昇圧した電圧でエネルギ蓄積コンデン
サＣ１が充電されることになる。このとき、可飽和イン
ダクタＳＩ−１，ＳＩ−２は飽和状態（ＯＮ状態）であ
る。
飽和トランスＳＴ、可飽和インダクタＳＩ−１及び可飽
和インダクタＳＩ−２は図示しないリセット巻線にそれ
ぞれリセット電流を流すことによってリセット状態にあ
る。まず、直流高電圧電源１によりエネルギ蓄積コンデ
ンサＣ0が充電される。エネルギ蓄積コンデンサＣ０の
充電終了後スイッチング素子ＳＷを導通状態にする。可
飽和トランスＳＴは非飽和状態となり、エネルギ蓄積コ
ンデンサＣ０−スイッチング素子ＳＷ−可飽和トランス
ＳＴ−エネルギ蓄積コンデンサＣ１−可飽和インダクタ
ＳＩ−１−可飽和インダクタＳＩ−２の経路でエネルギ
蓄積コンデンサＣ０からエネルギ蓄積コンデンサＣ１へ
エネルギが移行する。ここで、損失を無視すると可飽和
トランスＳＴの巻線比に応じてエネルギ蓄積コンデンサ
Ｃ０の充電電圧を昇圧した電圧でエネルギ蓄積コンデン
サＣ１が充電されることになる。このとき、可飽和イン
ダクタＳＩ−１，ＳＩ−２は飽和状態（ＯＮ状態）であ
る。
【００１１】エネルギ蓄積コンデンサＣ１の充電が完了
すると同時に可飽和トランスＳＴが飽和し、この一次側
と二次側との間は非結合状態となり、可飽和トランスＳ
Ｔの二次巻線Ｎ2はＯＮ状態となる。従って、エネルギ
蓄積コンデンサＣ１−可飽和トランスＳＴ（二次巻線）
−エネルギ蓄積コンデンサＣ２の経路でエネルギ蓄積コ
ンデンサＣ１からエネルギ蓄積コンデンサＣ２へエネル
ギが移行する。前段の経路よりも共振時間が短いため、
パルスは圧縮される。このとき可飽和インダクタＳＩ−
１は非飽和状態（ＯＦＦ状態）である。
すると同時に可飽和トランスＳＴが飽和し、この一次側
と二次側との間は非結合状態となり、可飽和トランスＳ
Ｔの二次巻線Ｎ2はＯＮ状態となる。従って、エネルギ
蓄積コンデンサＣ１−可飽和トランスＳＴ（二次巻線）
−エネルギ蓄積コンデンサＣ２の経路でエネルギ蓄積コ
ンデンサＣ１からエネルギ蓄積コンデンサＣ２へエネル
ギが移行する。前段の経路よりも共振時間が短いため、
パルスは圧縮される。このとき可飽和インダクタＳＩ−
１は非飽和状態（ＯＦＦ状態）である。
【００１２】エネルギ蓄積コンデンサＣ２の充電が完了
すると同時に可飽和インダクタＳＩ−１が飽和（ＯＮ）
し、エネルギ蓄積コンデンサＣ２−ピーキングキャパシ
タＣp−可飽和インダクタＳＩ−１の経路でエネルギ蓄
積コンデンサＣ２からピーキングキャパシタＣpへエネ
ルギが移行する。前段の経路よりもさらに共振時間が短
いため、２回目のパルス圧縮が行われる。そして、ピー
キングキャパシタＣpの充電が完了した瞬間に負荷ＬＤ
の電極間で絶縁破壊が起こり、ピーキングキャパシタＣ
pのエネルギは負荷に移行する。この間、可飽和インダ
クタＳＩ−２は非飽和状態（ＯＦＦ状態）である。
すると同時に可飽和インダクタＳＩ−１が飽和（ＯＮ）
し、エネルギ蓄積コンデンサＣ２−ピーキングキャパシ
タＣp−可飽和インダクタＳＩ−１の経路でエネルギ蓄
積コンデンサＣ２からピーキングキャパシタＣpへエネ
ルギが移行する。前段の経路よりもさらに共振時間が短
いため、２回目のパルス圧縮が行われる。そして、ピー
キングキャパシタＣpの充電が完了した瞬間に負荷ＬＤ
の電極間で絶縁破壊が起こり、ピーキングキャパシタＣ
pのエネルギは負荷に移行する。この間、可飽和インダ
クタＳＩ−２は非飽和状態（ＯＦＦ状態）である。
【００１３】図３はエネルギ蓄積コンデンサＣ０乃至Ｃ
2の充電電圧Ｖc0乃至Ｖc2及びピーキングキャパシタＣp
の充電電圧Ｖcpのスイッチング素子ＳＷ導通後の波形及
び図１に示す各経路の電流Ｉ0乃至Ｉ2の波形をそれぞれ
示している。
2の充電電圧Ｖc0乃至Ｖc2及びピーキングキャパシタＣp
の充電電圧Ｖcpのスイッチング素子ＳＷ導通後の波形及
び図１に示す各経路の電流Ｉ0乃至Ｉ2の波形をそれぞれ
示している。
【００１４】図４はスイッチング素子ＳＷ導通後の時間
とエネルギ蓄積コンデンサＣ１の充電電圧Ｖc1及び電流
Ｉ0，Ｉ1との関係を示し、図５はスイッチング素子ＳＷ
導通後の時間とエネルギ蓄積コンデンサＣ2の充電電圧
Ｖc2及び電流Ｉ1との関係を示し、図６はスイッチング
素子ＳＷ導通後の時間とピーキングキャパシタＣpの充
電電圧Ｖcp及び電流Ｉ2との関係を示している。これら
の図から、各エネルギ蓄積コンデンサの充電電圧は後段
になるに従って急峻となっていることが判り、また図６
のピーキングキャパシタＣpの充電電圧Ｖcpの波形から
プリパルスが充分抑制されていることが判る。これは可
飽和インダクタＳＩ−１が飽和に至るまでの励磁電流が
励磁電流バイパス用の可飽和インダクタＳＩ−２を通る
からである。
とエネルギ蓄積コンデンサＣ１の充電電圧Ｖc1及び電流
Ｉ0，Ｉ1との関係を示し、図５はスイッチング素子ＳＷ
導通後の時間とエネルギ蓄積コンデンサＣ2の充電電圧
Ｖc2及び電流Ｉ1との関係を示し、図６はスイッチング
素子ＳＷ導通後の時間とピーキングキャパシタＣpの充
電電圧Ｖcp及び電流Ｉ2との関係を示している。これら
の図から、各エネルギ蓄積コンデンサの充電電圧は後段
になるに従って急峻となっていることが判り、また図６
のピーキングキャパシタＣpの充電電圧Ｖcpの波形から
プリパルスが充分抑制されていることが判る。これは可
飽和インダクタＳＩ−１が飽和に至るまでの励磁電流が
励磁電流バイパス用の可飽和インダクタＳＩ−２を通る
からである。
【００１５】図７は本発明の実施例の場合のプリパルス
Ｖpre（kＶ）及びエネルギ移行効率η（％）を、可飽和
インダクタＳＩ−２の代わりに通常のインダクタＬを用
いた従来回路のプリパルスＶpre（kＶ）及び効率ηと比
較対照して示すものである。図中、点線Ｖpre（ＳＩ）
は実施例の場合のプリパルス、点線η（ＳＩ）は実施例
の場合のエネルギ移行効率である。また、曲線（イ）は
従来回路の場合のインダクタンスとプリパルスの関係、
曲線（ロ）はインダクタンスとエネルギ移行効率の関係
を示す。従来回路の場合、エネルギ移行効率が実施例の
場合よりも劣り、しかもエネルギ移行効率が良好なイン
ダクタンス範囲ではプリパルスが実施例の場合よりもか
なり大きくなってしまい、効率とプリパルス低減を両立
させることができない。
Ｖpre（kＶ）及びエネルギ移行効率η（％）を、可飽和
インダクタＳＩ−２の代わりに通常のインダクタＬを用
いた従来回路のプリパルスＶpre（kＶ）及び効率ηと比
較対照して示すものである。図中、点線Ｖpre（ＳＩ）
は実施例の場合のプリパルス、点線η（ＳＩ）は実施例
の場合のエネルギ移行効率である。また、曲線（イ）は
従来回路の場合のインダクタンスとプリパルスの関係、
曲線（ロ）はインダクタンスとエネルギ移行効率の関係
を示す。従来回路の場合、エネルギ移行効率が実施例の
場合よりも劣り、しかもエネルギ移行効率が良好なイン
ダクタンス範囲ではプリパルスが実施例の場合よりもか
なり大きくなってしまい、効率とプリパルス低減を両立
させることができない。
【００１６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の磁気パル
ス圧縮回路によれば、負荷に並列に接続された最終段の
エネルギ蓄積コンデンサ（ピーキングキャパシタ）に励
磁電流バイパス用の可飽和インダクタを並列接続したの
で、プリパルスを低減してエネルギ移行効率の向上を図
ることができる。
ス圧縮回路によれば、負荷に並列に接続された最終段の
エネルギ蓄積コンデンサ（ピーキングキャパシタ）に励
磁電流バイパス用の可飽和インダクタを並列接続したの
で、プリパルスを低減してエネルギ移行効率の向上を図
ることができる。
【図１】本発明に係る磁気パルス圧縮回路の実施例を示
す回路図である。
す回路図である。
【図２】同等価回路図である。
【図３】各エネルギ蓄積コンデンサの充電電圧波形及び
各経路の電流波形を示す波形図である。
各経路の電流波形を示す波形図である。
【図４】スイッチング素子導通後の時間と電圧Ｖc1及び
電流Ｉ0，Ｉ1との関係を示す波形図である。
電流Ｉ0，Ｉ1との関係を示す波形図である。
【図５】スイッチング素子導通後の時間と電圧Ｖc2及び
電流Ｉ1との関係を示す波形図である。
電流Ｉ1との関係を示す波形図である。
【図６】スイッチング素子導通後の時間と電圧Ｖcp及び
電流Ｉ2との関係を示す波形図である。
電流Ｉ2との関係を示す波形図である。
【図７】本発明の実施例の場合のプリパルスＶpre（k
Ｖ）及びエネルギ移行効率η（％）を、可飽和インダク
タＳＩ−２の代わりに通常のインダクタを用いた従来回
路のプリパルスＶpre（kＶ）及び効率ηと比較対照して
示す説明図である。
Ｖ）及びエネルギ移行効率η（％）を、可飽和インダク
タＳＩ−２の代わりに通常のインダクタを用いた従来回
路のプリパルスＶpre（kＶ）及び効率ηと比較対照して
示す説明図である。
１ 直流高電圧電源 ２ 抵抗 ＳＷ スイッチング素子 Ｃ0乃至Ｃ2 エネルギ蓄積コンデンサ Ｃp ピーキングキャパシタ ＳＴ 可飽和トランス ＳＩ−１，ＳＩ−２ 可飽和インダクタ ＬＤ 負荷
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 升方 勝己 同 上 (72)発明者 小林 智 同 上 (72)発明者 柴田 和彦 東京都中央区日本橋一丁目13番１号ティ ーディーケイ株式会社内 (72)発明者 重田 政雄 同 上 (56)参考文献 特開 平１−171213（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−76511（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H01F 31/00 - 39/00
Claims (2)
- 【請求項１】 縦続的に接続される１段もしくは複数段
の第１可飽和インダクタ及びエネルギ蓄積コンデンサの
組と、負荷に並列に接続された最終段のエネルギ蓄積コ
ンデンサに並列に接続される第２可飽和インダクタとを
備えたことを特徴とする磁気パルス圧縮回路。 - 【請求項２】 非飽和時に昇圧動作を実行する可飽和ト
ランスと、該可飽和トランスの一次巻線に直流電圧を印
加するためのスイッチ手段と、前記可飽和トランスの二
次巻線に接続される２個のエネルギ蓄積コンデンサの直
列接続と、前記２個のエネルギ蓄積コンデンサのうち前
記可飽和トランスの飽和時に充電される方に縦続的に接
続される１段もしくは複数段の第１可飽和インダクタ及
びエネルギ蓄積コンデンサの組と、負荷に並列に接続さ
れた最終段のエネルギ蓄積コンデンサに並列に接続され
る第２可飽和インダクタとを備えたことを特徴とする磁
気パルス圧縮回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03082868A JP3090279B2 (ja) | 1991-03-25 | 1991-03-25 | 磁気パルス圧縮回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03082868A JP3090279B2 (ja) | 1991-03-25 | 1991-03-25 | 磁気パルス圧縮回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04330706A JPH04330706A (ja) | 1992-11-18 |
| JP3090279B2 true JP3090279B2 (ja) | 2000-09-18 |
Family
ID=13786293
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03082868A Expired - Fee Related JP3090279B2 (ja) | 1991-03-25 | 1991-03-25 | 磁気パルス圧縮回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3090279B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102259226B (zh) * | 2011-06-09 | 2013-11-27 | 浙江西子重工电力设备有限公司 | 半自动短距切割机及其切割方法 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110445480B (zh) * | 2019-08-05 | 2023-03-28 | 西安热工研究院有限公司 | 一种多级快前沿高压脉冲触发器及其同步方法 |
-
1991
- 1991-03-25 JP JP03082868A patent/JP3090279B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102259226B (zh) * | 2011-06-09 | 2013-11-27 | 浙江西子重工电力设备有限公司 | 半自动短距切割机及其切割方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04330706A (ja) | 1992-11-18 |
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