JP3803482B2 - パルス電源装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力用半導体スイッチを用いたパルス発生回路と磁気パルス圧縮回路を組み合わせ、高い繰り返しで狭幅の大電流パルスを発生するパルス電源装置に係り、特に負荷にパルス電流を供給したときに負荷で消費しきれないエネルギーによる負荷の不安定動作を解消し、しかもパルストランスの磁気リセットを確実にするパルス電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来のパルス電源装置例を図3に示す。パルス発生回路1は、電力用の初段コンデンサC0を設け、このコンデンサC0を高圧充電器2により初期充電しておき、半導体スイッチSWのオン制御でコンデンサC0からリアクトルL0を通してパルストランスPTにパルス電流I0を供給する。リアクトルL0は、半導体スイッチSWの責務を軽減するものである。
【0003】
磁気リセット回路MR1は、パルストランスPTのリセット巻線に直流バイアス電流を供給することで鉄心の磁気飽和を防止する。
【0004】
パルストランスPTの二次側には2段の磁気パルス圧縮回路31、32が縦続接続され、初段の磁気パルス圧縮回路31ではパルストランスPTで昇圧したパルス電流I1でコンデンサC1が高圧充電され、このコンデンサC1の充電電圧で可飽和リアクトルSI1が磁気スイッチ動作することにより磁気パルス圧縮した狭幅のパルス電流I2を図示の極性で次段の磁気パルス圧縮回路32に供給する。同様に、可飽和リアクトルSI2の磁気スイッチ動作により、磁気パルス圧縮回路32でパルス幅の磁気パルス圧縮を行い、パルス電流I3を図示の極性で出力する。
【0005】
なお、可飽和リアクトルSI1、SI2にはそれぞれ磁気リセット巻線と磁気リセット回路MR2及びMR3が設けられ、可飽和リアクトルの飽和動作後に直流電流を供給することでそれらを逆極性に励磁し飽和させておく。
【0006】
磁気パルス圧縮回路32のパルス出力は、レーザヘッドのチャンバなどの負荷4に狭幅・高電圧のパルス電流を供給する。負荷4は、主放電電極ELMと予備電離電極ELAの並列回路にピーキングコンデンサCPが設けられ、パルス電流でピーキングコンデンサCPが一定電圧レベルまで充電されたときに、コンデンサCP’を通した予備電離電極ELAによる放電で管内ガスの予備電離を行い、この予備電離により主放電電極ELMに主放電を得る。
【0007】
上記の構成において、磁気パルス圧縮回路を2段とする場合を示すがN段構成の場合もある。図6は、N段構成の場合のコンデンサC0及びC1〜CN、CPの充放電電圧VC0〜VCN,VCPの波形を示し、磁気パルス圧縮動作により、後段のコンデンサほど充放電時間t1〜tpが磁気パルス圧縮されることで負荷4の主放電電極には狭幅の放電電流出力を得る。
【0008】
このような構成のパルス電源装置において、負荷4の放電は、与えられたパルスエネルギーを全て消費することなく、消費しきれない一部のエネルギーがパルス発生回路1側に戻ってくる。この戻ってくるエネルギーのことをキックバックエネルギーと称している。このキックバックエネルギーは、パルス発生回路からの反射エネルギーとして負荷放電後にピーキングコンデンサCPの再充電電圧(残留電荷)として現れる。
【0009】
ピーキングコンデンサCPの電圧波形は、負荷4の放電時の放電管内ガス状態等でその再充電電圧の大きさが変化するので、負荷4がレーザヘッドの場合に出力エネルギーが不安定になることがある。
【0010】
図7は、ピーキングコンデンサCP部位での電圧波形例を示す。同図において、ピーキングコンデンサCPは充電期間(t0〜t1)後に主電極ELM側に急速に放電される。この放電期間(t1〜t2)では負荷4の放電現象からオーバシュートによる高周波振動を伴って放電される。そして、主電極ELMによる放電が回復した回復期間(t2〜t3)では、キックバックエネルギーによりコンデンサCPが再充電される。この残留電荷エネルギーは、パルス発生回路1側に再度転送されるが、負荷4の放電管内ガス状態等で変化する。
【0011】
この負荷の放電が回復するとき、ピーキングコンデンサCPの電圧変化は同図の波形A1やB1のようになる。波形A1ではピーキングコンデンサCPの電圧が正極性状態のまま初期状態に早期に回復した場合を示し、波形B1ではピーキングコンデンサCPが逆極性に再充電され、遅れて初期状態に回復する場合を示す。
【0012】
この波形B1の回復特性の場合、主放電電極ELMや予備電離電極ELAを設けたチャンバ内の状態に影響を与え、負荷がレーザヘッドになる場合には次回放電時の出力エネルギーが不安定になるという現象を起こすなど、負荷が不安定動作になることがある。
【0013】
【発明が解決しようとする課題】
ピーキングコンデンサCPの残留電荷を消滅させてレーザ出力の不安定動作を解消するために、従来の回路(図3)の主放電電極に並列にダイオードD又はダイオードDと抵抗Rの直列体を設けることが考えられるが、ダイオードD又はダイオードDと抵抗Rの直列回路の介在によって磁気回路に偏磁を起こすことがある。これを以下に詳細に説明する。
【0014】
図5の構成において、磁気リセット回路MR1、MR2及びMR3は、定電流源で表しているが、実際には直流定電圧源に抵抗とインダクタを直列に設けて定電流源を実現している。また、パルストランスPT及び可飽和リアクトルSI1,SI2の巻線に示す「・」印は巻線方向を示しており、互いの誘起電圧極性は「・」印で示す方向になる。なお「・」印は、磁気リセット回路MR1、MR2及びMR3のリセット巻線に正極性の電圧が印加された場合で示す。
【0015】
パルストランスや可飽和リアクトルの磁性体を一方向にリセットするためには、磁性体のB−H曲線から明らかなように、非飽和領域を通過する必要がある。この非飽和領域ではパルストランスの一次巻線と二次巻線並びにリセット巻線と主巻線との間に変圧器作用が生じ、リセット巻線にリセット電圧が印加されると主巻線に誘起電圧が印加される。逆に、主巻線が低インピーダンス状態になっていると、主巻線に誘起される電圧が上がらず、リセットされるまでの時間が長くなってしまう。
【0016】
ここで、図5のパルストランスPTと可飽和リアクトルSI1,SI2における飽和動作は、印加電圧とその時間の積になる電圧時間積(Vt)で決まる。そして、磁気パルス圧縮が後段ほど狭幅のパルスになることから、パルストランスPTと可飽和リアクトルSI1,SI2のそれぞれの電圧時間積Vtは、下記の関係にされる。
【0017】
【数1】
VtPT>VtSI1>VtSI2
したがって、パルストランスPTと可飽和リアクトルSI1,SI2のリセット回路MR1、MR2及びMR3に同じ能力のものを用いた場合、又は1つのリセット電源から各リセット巻線にリセット電流を供給する場合、それらがリセットするまでの時間Tresetも下記に示すような同じ関係になる。
【0018】
【数2】
TresetPT>TresetSI1>TresetSI2
これらのことから、パルストランスPTは、可飽和リアクトルSI1,SI2のリセット終了後にリセットされることになる。つまり、可飽和リアクトルSI1,SI2が先にリセットされて低インピーダンス(ほとんど短絡)状態になった後も、パルストランスPTがリセットされるためには図5に示すような極性の電圧をある時間印加する必要がある。
【0019】
ここで、パルストランスPTへのリセット電圧印加に対してその二次巻線側電圧極性は「・」印の方向になり、この極性に対してピーキングコンデンサCPの残留電荷を消滅させるためのダイオードD又はダイオードDと抵抗Rの直列回路は導通方向になる。すなわち、ダイオードDを設けることは、パルストランスPTのリセット電圧印加に対して、その二次側がダイオードDによってほとんど短絡状態になり、リセット電圧を確立できない。
【0020】
ところで、パルストランスPTは、可飽和リアクトルSI1,SI2と異なり、非飽和状態でトランス動作するが、コンデンサC0からの放電で印加されるパルス電圧及び電流の大きさに比べて、ピーキングコンデンサCPからのキックバックエネルギーによるパルス電圧及び電流の大きさが極性が反対ではあるが著しく小さい。
【0021】
このため、パルストランスPTは、磁気リセット回路MR1でリセット電流を供給して非飽和状態に戻そうとするが、二次側のダイオードDの介在により十分なリセットがなされず、その磁性体が徐々に偏磁され、やがて飽和してしまうことがある。
【0022】
本発明の目的は、ピーキングコンデンサの残留電荷による負荷の不安定動作を防止し、しかもパルストランスの偏磁を防止したパルス電源装置を提供することにある。
【0023】
【課題を解決するための手段】
本発明は、負荷のピーキングコンデンサに並列にダイオードとツェナーダイオードの直列回路を設け、ダイオードの導通でピーキングコンデンサの再充電電圧を抑止して負荷の不安定動作を解消すると共に、ツェナーダイオードが発生するツェナー電圧でパルストランスの二次巻線側にクランプ電圧を発生することでパルストランスの磁気リセットを確実にし、ひいてはパルストランスの偏磁と飽和を防止できるようにしたもので、以下の構成を特徴とする。
【0024】
初期充電されるコンデンサから半導体スイッチのオン制御でパルストランスを通してパルス電流を発生するパルス発生回路と、前記パルストランスの二次側に得るパルス電流を可飽和リアクトルの磁気スイッチ動作で磁気パルス圧縮して負荷に供給する磁気パルス圧縮回路とを備えたパルス電源装置において、
ダイオードとツェナーダイオードの直列回路を、前記負荷の主放電電極に並列に接続されたピーキングコンデンサに、並列接続で設け、
前記ダイオードは、前記ピーキングコンデンサが前記主放電電極の放電回復で充電された後に逆極性に再充電されるのを抑止する方向にし、
前記ツェナーダイオードは、前記パルストランスを非飽和状態にするための磁気リセット電圧印加に対して、該パルストランスの二次側を短絡状態にしないためのクランプ電圧を発生するツェナー電圧にしたことを特徴とする。
【0025】
【発明の実施の形態】
図1は、本発明の実施形態を示す回路図である。同図が図5と異なる部分は、ダイオードDに直列にツェナーダイオードZDを設けたダイオード回路とした点にある。
【0026】
このダイオード回路は、ピーキングコンデンサCPに並列接続され、そのダイオードDの極性はピーキングコンデンサCPが主放電電極ELMの放電回復で充電された後に逆極性に再充電されるのを抑止する方向にされる。すなわち、ピーキングコンデンサCPが逆極性に再充電されようとするときにダイオードDが導通し、逆流電流をアースに逃がすかあるいは消費させる。
【0027】
また、ダイオードDの逆方向阻止電圧は、最終段の磁気パルス圧縮回路32から負荷4に供給するパルス電流によりピーキングコンデンサCPが充電されたときの電圧以上にした耐電圧を持つ構成にされる。
【0028】
また、ダイオード回路のツェナーダイオードZDは、ダイオードDの導通方向電流に対してツェナー電圧を発生する。このツェナーダイオードZDは、パルストランスPTを磁気リセットするのに必要なクランプ電圧をツェナー電圧として発生する。
【0029】
なお、ダイオード回路の接続方向は、負荷の構成の違いや磁気パルス圧縮回路の構成の違いにより、負荷の放電でピーキングコンデンサCPが充電される極性に応じて適宜変更される。
【0030】
このようなダイオード回路を設けることにより、ピーキングコンデンサCPが主放電電極ELMの放電後に充電され、逆極性に再充電されるのをダイオードDの導通で抑止し、次回の負荷4の放電を安定化し、出力エネルギーの不安定現象を無くすことができる。
【0031】
これに加えて、本実施形態になるダイオード回路は、ツェナーダイオードZDを設けることにより、パルストランスPTの確実な磁気リセットを可能にする。これを以下に詳細に説明する。
【0032】
前記のように、パルストランスPTの磁気リセット電圧印加に対して、その二次側がダイオードDの介在によって短絡状態になり、高い繰り返しのパルス電流発生ではパルス電流発生後の磁気リセットが難しくなり、偏磁を起こすことがある。
【0033】
そこで、ツェナーダイオードZDがクランプ電圧を発生することにより、クランプ電圧がパルストランスPTのリセット時に必要な主巻線の誘起電圧を与えることができ、その電圧時間積に所期のものを得て磁気リセットを行うことができる。
【0034】
このクランプ電圧は、あまり高くするとピーキングコンデンサCPの再充電電圧の抑止効果が無くなるため、直列ダイオードによる順方向電圧降下や負荷の性能等も加味して適宜設計される。
【0035】
図2は、ダイオード回路によるピーキングコンデンサCPの再充電電圧の抑制効果を示すもので、回復期間にピーキングコンデンサCPが逆極性に再充電されるのをダイオードDの順方向電圧Vfに抑止することで負荷に安定動作を得る。
【0036】
これに加えて、ツェナーダイオードZDによりクランプ電圧分も加えた順方向電圧Vf’によって再充電電圧をクランプ電圧を有して抑止することで負荷に安定動作を得、しかも磁気リセット回路MRによるパルストランスPTの磁気リセットを確実にする。
【0037】
ここで、ツェナーダイオードZDが発生するクランプ電圧について、従来の抵抗RとダイオードDの直列体を設ける場合においても、パルストランスPTに印加する磁気リセット電圧に対して抵抗Rによりクランプ電圧を発生できる。
【0038】
しかし、抵抗Rによるクランプ電圧発生では負荷4に安定動作を得ながらパルストランスPTの安定した磁気リセット動作が難しくなる。これを以下に詳細に説明する。
【0039】
本願発明者等は、負荷の不安定動作とピーキングコンデンサCPの電圧波形の関係について究明した。この関係を図4に示し、充電から放電までの波形(期間t0〜t2)は出力エネルギーが不安定になるという現象に関係なく、放電直後(時刻t2)から電圧回復(時刻t4)までの波形の違いで負荷の不安定現象が発生することが分かった。
【0040】
この電圧回復期間において、負荷の不安定現象が発生しない場合は、電圧回復波形が電圧のほとんど出ない平らな区間が長く、逆極性に再充電されない波形A1、又は逆極性への飛び出しが大きくてもその時間が短い波形A2、逆極性の飛び出しが小さい波形A3であった。一方、負荷の不安定現象が発生した場合は、電圧のほとんど出ない期間が短く、逆極性への飛び出しが大きくかつ長い波形B1であった。
【0041】
このことから、負荷の不安定現象を無くすには、ピーキングコンデンサの回復電圧波形の逆極性の電圧レベルを抑えるか、又は短期間になる回路構成とすれば良いことが分かった。
【0042】
この波形B1を波形A3程度までクランプさせて負荷に安定動作を得るには、抵抗Rはその抵抗値を十分小さくする必要がある。逆に、パルストランスPTの磁気リセットを確実に行うには、運転繰り返し周波数にもよるが、抵抗Rの両端電圧に数ボルトから数十ボルトを発生する必要があり、その抵抗値には大きな値が必要となる。
【0043】
すなわち、抵抗Rに流れる電流は、パルストランスPTのリセット巻線に流す電流にトランス巻線の巻数比を乗じた大きさになり、一般にリセット巻線に対して二次側巻線の比か大きいことから、確実なリセットには抵抗値に大きなものが必要である。
【0044】
したがって、負荷の安定動作とパルストランスの確実な磁気リセットを同時に満足する抵抗値を求めることは極めて困難である。
【0045】
これに対して、本実施形態のツェナーダイオードZDによるクランプ電圧発生では、ダイオードDとツェナーダイオードZDに流れる電流にはほとんど依存しないで所期のクランプ電圧を発生でき、負荷に安定動作を得ながらパルストランスの確実な磁気リセットができる。
【0046】
次に、ダイオードDとツェナーダイオードZDの直列体になるクランプ回路の配置について説明する。
【0047】
ダイオードDとツェナーダイオードZDの直列体を磁気パルス圧縮回路の前段に設けることが考えられるが、ピーキングコンデンサCPの逆極性の電圧が可飽和リアクトルSI2を通してコンデンサC2に転送されるためには、可飽和リアクトルSI2が非飽和状態から飽和状態に移行する必要があり、そのための時間遅れが若干あることから、ピーキングコンデンサCPの電圧をあるレベルに完全に抑えることが困難である。
【0048】
したがって、本実施形態のように、ダイオードDとツェナーダイオードZDの直列体になるダイオード回路は、ピーキングコンデンサCPと直接接続位置になる最終段の磁気パルス圧縮回路32の出力端が好ましい。
【0049】
【発明の効果】
以上のとおり、本発明によれば、ピーキングコンデンサが負荷の主放電電極の放電回復で充電された後に逆極性に再充電されるのを抑止するダイオード回路を並列に設け、ツェナーダイオードで磁気パルス圧縮回路の可飽和リアクトルを磁気リセットするのに必要なクランプ電圧を発生するようにしたため、ピーキングコンデンサの再充電による負荷の不安定現象を解消できると共に、放電後のパルストランスの磁気リセットを確実にしてその偏磁や飽和を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施形態を示すパルス電源装置の回路図。
【図2】実施形態におけるピーキングコンデンサCPの電圧波形例。
【図3】従来のパルス電源装置の回路例。
【図4】ピーキングコンデンサCPの電圧波形例。
【図5】パルス電源装置の回路例。
【図6】各コンデンサの電圧波形例。
【図7】ピーキングコンデンサCPの電圧波形例。
【符号の説明】
1…パルス発生回路
2…高圧充電器
31、32…磁気パルス圧縮回路
4…負荷
SW…半導体スイッチ
SI1、SI2…可飽和リアクトル
C0、C1、C2…コンデンサ
CP…ピーキングコンデンサ
MR1、MR2、MR3…磁気リセット回路
ELM…主放電電極
ELA…予備電離電極
D…ダイオード
ZD…ツェナーダイオード
Claims (1)
- 初期充電されるコンデンサから半導体スイッチのオン制御でパルストランスを通してパルス電流を発生するパルス発生回路と、前記パルストランスの二次側に得るパルス電流を可飽和リアクトルの磁気スイッチ動作で磁気パルス圧縮して負荷に供給する磁気パルス圧縮回路とを備えたパルス電源装置において、
ダイオードとツェナーダイオードの直列回路を、前記負荷の主放電電極に並列に接続されたピーキングコンデンサに、並列接続で設け、
前記ダイオードは、前記ピーキングコンデンサが前記主放電電極の放電回復で充電された後に逆極性に再充電されるのを抑止する方向にし、
前記ツェナーダイオードは、前記パルストランスを非飽和状態にするための磁気リセット電圧印加に対して、該パルストランスの二次側を短絡状態にしないためのクランプ電圧を発生するツェナー電圧にしたことを特徴とするパルス電源装置。
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