JP3803482B2 - パルス電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力用半導体スイッチを用いたパルス発生回路と磁気パルス圧縮回路を組み合わせ、高い繰り返しで狭幅の大電流パルスを発生するパルス電源装置に係り、特に負荷にパルス電流を供給したときに負荷で消費しきれないエネルギーによる負荷の不安定動作を解消し、しかもパルストランスの磁気リセットを確実にするパルス電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のパルス電源装置例を図３に示す。パルス発生回路１は、電力用の初段コンデンサＣ0を設け、このコンデンサＣ0を高圧充電器２により初期充電しておき、半導体スイッチＳＷのオン制御でコンデンサＣ0からリアクトルＬ0を通してパルストランスＰＴにパルス電流Ｉ0を供給する。リアクトルＬ0は、半導体スイッチＳＷの責務を軽減するものである。
【０００３】
磁気リセット回路ＭＲ1は、パルストランスＰＴのリセット巻線に直流バイアス電流を供給することで鉄心の磁気飽和を防止する。
【０００４】
パルストランスＰＴの二次側には２段の磁気パルス圧縮回路３1、３2が縦続接続され、初段の磁気パルス圧縮回路３1ではパルストランスＰＴで昇圧したパルス電流Ｉ1でコンデンサＣ1が高圧充電され、このコンデンサＣ1の充電電圧で可飽和リアクトルＳＩ1が磁気スイッチ動作することにより磁気パルス圧縮した狭幅のパルス電流Ｉ2を図示の極性で次段の磁気パルス圧縮回路３2に供給する。同様に、可飽和リアクトルＳＩ2の磁気スイッチ動作により、磁気パルス圧縮回路３2でパルス幅の磁気パルス圧縮を行い、パルス電流Ｉ3を図示の極性で出力する。
【０００５】
なお、可飽和リアクトルＳＩ1、ＳＩ2にはそれぞれ磁気リセット巻線と磁気リセット回路ＭＲ2及びＭＲ3が設けられ、可飽和リアクトルの飽和動作後に直流電流を供給することでそれらを逆極性に励磁し飽和させておく。
【０００６】
磁気パルス圧縮回路３2のパルス出力は、レーザヘッドのチャンバなどの負荷４に狭幅・高電圧のパルス電流を供給する。負荷４は、主放電電極ＥLMと予備電離電極ＥLAの並列回路にピーキングコンデンサＣPが設けられ、パルス電流でピーキングコンデンサＣPが一定電圧レベルまで充電されたときに、コンデンサＣP’を通した予備電離電極ＥLAによる放電で管内ガスの予備電離を行い、この予備電離により主放電電極ＥLMに主放電を得る。
【０００７】
上記の構成において、磁気パルス圧縮回路を２段とする場合を示すがＮ段構成の場合もある。図６は、Ｎ段構成の場合のコンデンサＣ0及びＣ1〜ＣN、ＣPの充放電電圧ＶC0〜ＶCN，ＶCPの波形を示し、磁気パルス圧縮動作により、後段のコンデンサほど充放電時間ｔ1〜ｔpが磁気パルス圧縮されることで負荷４の主放電電極には狭幅の放電電流出力を得る。
【０００８】
このような構成のパルス電源装置において、負荷４の放電は、与えられたパルスエネルギーを全て消費することなく、消費しきれない一部のエネルギーがパルス発生回路１側に戻ってくる。この戻ってくるエネルギーのことをキックバックエネルギーと称している。このキックバックエネルギーは、パルス発生回路からの反射エネルギーとして負荷放電後にピーキングコンデンサＣPの再充電電圧（残留電荷）として現れる。
【０００９】
ピーキングコンデンサＣPの電圧波形は、負荷４の放電時の放電管内ガス状態等でその再充電電圧の大きさが変化するので、負荷４がレーザヘッドの場合に出力エネルギーが不安定になることがある。
【００１０】
図７は、ピーキングコンデンサＣP部位での電圧波形例を示す。同図において、ピーキングコンデンサＣPは充電期間（ｔ0〜ｔ1）後に主電極ＥLM側に急速に放電される。この放電期間（ｔ1〜ｔ2）では負荷４の放電現象からオーバシュートによる高周波振動を伴って放電される。そして、主電極ＥLMによる放電が回復した回復期間（ｔ2〜ｔ3）では、キックバックエネルギーによりコンデンサＣPが再充電される。この残留電荷エネルギーは、パルス発生回路１側に再度転送されるが、負荷４の放電管内ガス状態等で変化する。
【００１１】
この負荷の放電が回復するとき、ピーキングコンデンサＣPの電圧変化は同図の波形Ａ1やＢ1のようになる。波形Ａ1ではピーキングコンデンサＣPの電圧が正極性状態のまま初期状態に早期に回復した場合を示し、波形Ｂ1ではピーキングコンデンサＣPが逆極性に再充電され、遅れて初期状態に回復する場合を示す。
【００１２】
この波形Ｂ1の回復特性の場合、主放電電極ＥLMや予備電離電極ＥLAを設けたチャンバ内の状態に影響を与え、負荷がレーザヘッドになる場合には次回放電時の出力エネルギーが不安定になるという現象を起こすなど、負荷が不安定動作になることがある。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
ピーキングコンデンサＣPの残留電荷を消滅させてレーザ出力の不安定動作を解消するために、従来の回路（図３）の主放電電極に並列にダイオードＤ又はダイオードＤと抵抗Ｒの直列体を設けることが考えられるが、ダイオードＤ又はダイオードＤと抵抗Ｒの直列回路の介在によって磁気回路に偏磁を起こすことがある。これを以下に詳細に説明する。
【００１４】
図５の構成において、磁気リセット回路ＭＲ1、ＭＲ2及びＭＲ3は、定電流源で表しているが、実際には直流定電圧源に抵抗とインダクタを直列に設けて定電流源を実現している。また、パルストランスＰＴ及び可飽和リアクトルＳＩ1，ＳＩ2の巻線に示す「・」印は巻線方向を示しており、互いの誘起電圧極性は「・」印で示す方向になる。なお「・」印は、磁気リセット回路ＭＲ1、ＭＲ2及びＭＲ3のリセット巻線に正極性の電圧が印加された場合で示す。
【００１５】
パルストランスや可飽和リアクトルの磁性体を一方向にリセットするためには、磁性体のＢ−Ｈ曲線から明らかなように、非飽和領域を通過する必要がある。この非飽和領域ではパルストランスの一次巻線と二次巻線並びにリセット巻線と主巻線との間に変圧器作用が生じ、リセット巻線にリセット電圧が印加されると主巻線に誘起電圧が印加される。逆に、主巻線が低インピーダンス状態になっていると、主巻線に誘起される電圧が上がらず、リセットされるまでの時間が長くなってしまう。
【００１６】
ここで、図５のパルストランスＰＴと可飽和リアクトルＳＩ1，ＳＩ2における飽和動作は、印加電圧とその時間の積になる電圧時間積（Ｖｔ）で決まる。そして、磁気パルス圧縮が後段ほど狭幅のパルスになることから、パルストランスＰＴと可飽和リアクトルＳＩ1，ＳＩ2のそれぞれの電圧時間積Ｖｔは、下記の関係にされる。
【００１７】
【数１】
ＶｔPT＞ＶｔSI1＞ＶｔSI2
したがって、パルストランスＰＴと可飽和リアクトルＳＩ1，ＳＩ2のリセット回路ＭＲ1、ＭＲ2及びＭＲ3に同じ能力のものを用いた場合、又は１つのリセット電源から各リセット巻線にリセット電流を供給する場合、それらがリセットするまでの時間Ｔｒｅｓｅｔも下記に示すような同じ関係になる。
【００１８】
【数２】
ＴｒｅｓｅｔPT＞ＴｒｅｓｅｔSI1＞ＴｒｅｓｅｔSI2
これらのことから、パルストランスＰＴは、可飽和リアクトルＳＩ1，ＳＩ2のリセット終了後にリセットされることになる。つまり、可飽和リアクトルＳＩ1，ＳＩ2が先にリセットされて低インピーダンス（ほとんど短絡）状態になった後も、パルストランスＰＴがリセットされるためには図５に示すような極性の電圧をある時間印加する必要がある。
【００１９】
ここで、パルストランスＰＴへのリセット電圧印加に対してその二次巻線側電圧極性は「・」印の方向になり、この極性に対してピーキングコンデンサＣPの残留電荷を消滅させるためのダイオードＤ又はダイオードＤと抵抗Ｒの直列回路は導通方向になる。すなわち、ダイオードＤを設けることは、パルストランスＰＴのリセット電圧印加に対して、その二次側がダイオードＤによってほとんど短絡状態になり、リセット電圧を確立できない。
【００２０】
ところで、パルストランスＰＴは、可飽和リアクトルＳＩ1，ＳＩ2と異なり、非飽和状態でトランス動作するが、コンデンサＣ0からの放電で印加されるパルス電圧及び電流の大きさに比べて、ピーキングコンデンサＣPからのキックバックエネルギーによるパルス電圧及び電流の大きさが極性が反対ではあるが著しく小さい。
【００２１】
このため、パルストランスＰＴは、磁気リセット回路ＭＲ1でリセット電流を供給して非飽和状態に戻そうとするが、二次側のダイオードＤの介在により十分なリセットがなされず、その磁性体が徐々に偏磁され、やがて飽和してしまうことがある。
【００２２】
本発明の目的は、ピーキングコンデンサの残留電荷による負荷の不安定動作を防止し、しかもパルストランスの偏磁を防止したパルス電源装置を提供することにある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
本発明は、負荷のピーキングコンデンサに並列にダイオードとツェナーダイオードの直列回路を設け、ダイオードの導通でピーキングコンデンサの再充電電圧を抑止して負荷の不安定動作を解消すると共に、ツェナーダイオードが発生するツェナー電圧でパルストランスの二次巻線側にクランプ電圧を発生することでパルストランスの磁気リセットを確実にし、ひいてはパルストランスの偏磁と飽和を防止できるようにしたもので、以下の構成を特徴とする。
【００２４】
初期充電されるコンデンサから半導体スイッチのオン制御でパルストランスを通してパルス電流を発生するパルス発生回路と、前記パルストランスの二次側に得るパルス電流を可飽和リアクトルの磁気スイッチ動作で磁気パルス圧縮して負荷に供給する磁気パルス圧縮回路とを備えたパルス電源装置において、
ダイオードとツェナーダイオードの直列回路を、前記負荷の主放電電極に並列に接続されたピーキングコンデンサに、並列接続で設け、
前記ダイオードは、前記ピーキングコンデンサが前記主放電電極の放電回復で充電された後に逆極性に再充電されるのを抑止する方向にし、
前記ツェナーダイオードは、前記パルストランスを非飽和状態にするための磁気リセット電圧印加に対して、該パルストランスの二次側を短絡状態にしないためのクランプ電圧を発生するツェナー電圧にしたことを特徴とする。
【００２５】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施形態を示す回路図である。同図が図５と異なる部分は、ダイオードＤに直列にツェナーダイオードＺＤを設けたダイオード回路とした点にある。
【００２６】
このダイオード回路は、ピーキングコンデンサＣPに並列接続され、そのダイオードＤの極性はピーキングコンデンサＣPが主放電電極ＥLMの放電回復で充電された後に逆極性に再充電されるのを抑止する方向にされる。すなわち、ピーキングコンデンサＣPが逆極性に再充電されようとするときにダイオードＤが導通し、逆流電流をアースに逃がすかあるいは消費させる。
【００２７】
また、ダイオードＤの逆方向阻止電圧は、最終段の磁気パルス圧縮回路３2から負荷４に供給するパルス電流によりピーキングコンデンサＣPが充電されたときの電圧以上にした耐電圧を持つ構成にされる。
【００２８】
また、ダイオード回路のツェナーダイオードＺＤは、ダイオードＤの導通方向電流に対してツェナー電圧を発生する。このツェナーダイオードＺＤは、パルストランスＰＴを磁気リセットするのに必要なクランプ電圧をツェナー電圧として発生する。
【００２９】
なお、ダイオード回路の接続方向は、負荷の構成の違いや磁気パルス圧縮回路の構成の違いにより、負荷の放電でピーキングコンデンサＣPが充電される極性に応じて適宜変更される。
【００３０】
このようなダイオード回路を設けることにより、ピーキングコンデンサＣPが主放電電極ＥLMの放電後に充電され、逆極性に再充電されるのをダイオードＤの導通で抑止し、次回の負荷４の放電を安定化し、出力エネルギーの不安定現象を無くすことができる。
【００３１】
これに加えて、本実施形態になるダイオード回路は、ツェナーダイオードＺＤを設けることにより、パルストランスＰＴの確実な磁気リセットを可能にする。これを以下に詳細に説明する。
【００３２】
前記のように、パルストランスＰＴの磁気リセット電圧印加に対して、その二次側がダイオードＤの介在によって短絡状態になり、高い繰り返しのパルス電流発生ではパルス電流発生後の磁気リセットが難しくなり、偏磁を起こすことがある。
【００３３】
そこで、ツェナーダイオードＺＤがクランプ電圧を発生することにより、クランプ電圧がパルストランスＰＴのリセット時に必要な主巻線の誘起電圧を与えることができ、その電圧時間積に所期のものを得て磁気リセットを行うことができる。
【００３４】
このクランプ電圧は、あまり高くするとピーキングコンデンサＣPの再充電電圧の抑止効果が無くなるため、直列ダイオードによる順方向電圧降下や負荷の性能等も加味して適宜設計される。
【００３５】
図２は、ダイオード回路によるピーキングコンデンサＣPの再充電電圧の抑制効果を示すもので、回復期間にピーキングコンデンサＣPが逆極性に再充電されるのをダイオードＤの順方向電圧Ｖfに抑止することで負荷に安定動作を得る。
【００３６】
これに加えて、ツェナーダイオードＺＤによりクランプ電圧分も加えた順方向電圧Ｖｆ’によって再充電電圧をクランプ電圧を有して抑止することで負荷に安定動作を得、しかも磁気リセット回路ＭＲによるパルストランスＰＴの磁気リセットを確実にする。
【００３７】
ここで、ツェナーダイオードＺＤが発生するクランプ電圧について、従来の抵抗ＲとダイオードＤの直列体を設ける場合においても、パルストランスＰＴに印加する磁気リセット電圧に対して抵抗Ｒによりクランプ電圧を発生できる。
【００３８】
しかし、抵抗Ｒによるクランプ電圧発生では負荷４に安定動作を得ながらパルストランスＰＴの安定した磁気リセット動作が難しくなる。これを以下に詳細に説明する。
【００３９】
本願発明者等は、負荷の不安定動作とピーキングコンデンサＣPの電圧波形の関係について究明した。この関係を図４に示し、充電から放電までの波形（期間ｔ0〜ｔ2）は出力エネルギーが不安定になるという現象に関係なく、放電直後（時刻ｔ2）から電圧回復（時刻ｔ4）までの波形の違いで負荷の不安定現象が発生することが分かった。
【００４０】
この電圧回復期間において、負荷の不安定現象が発生しない場合は、電圧回復波形が電圧のほとんど出ない平らな区間が長く、逆極性に再充電されない波形Ａ1、又は逆極性への飛び出しが大きくてもその時間が短い波形Ａ2、逆極性の飛び出しが小さい波形Ａ3であった。一方、負荷の不安定現象が発生した場合は、電圧のほとんど出ない期間が短く、逆極性への飛び出しが大きくかつ長い波形Ｂ1であった。
【００４１】
このことから、負荷の不安定現象を無くすには、ピーキングコンデンサの回復電圧波形の逆極性の電圧レベルを抑えるか、又は短期間になる回路構成とすれば良いことが分かった。
【００４２】
この波形Ｂ1を波形Ａ3程度までクランプさせて負荷に安定動作を得るには、抵抗Ｒはその抵抗値を十分小さくする必要がある。逆に、パルストランスＰＴの磁気リセットを確実に行うには、運転繰り返し周波数にもよるが、抵抗Ｒの両端電圧に数ボルトから数十ボルトを発生する必要があり、その抵抗値には大きな値が必要となる。
【００４３】
すなわち、抵抗Ｒに流れる電流は、パルストランスＰＴのリセット巻線に流す電流にトランス巻線の巻数比を乗じた大きさになり、一般にリセット巻線に対して二次側巻線の比か大きいことから、確実なリセットには抵抗値に大きなものが必要である。
【００４４】
したがって、負荷の安定動作とパルストランスの確実な磁気リセットを同時に満足する抵抗値を求めることは極めて困難である。
【００４５】
これに対して、本実施形態のツェナーダイオードＺＤによるクランプ電圧発生では、ダイオードＤとツェナーダイオードＺＤに流れる電流にはほとんど依存しないで所期のクランプ電圧を発生でき、負荷に安定動作を得ながらパルストランスの確実な磁気リセットができる。
【００４６】
次に、ダイオードＤとツェナーダイオードＺＤの直列体になるクランプ回路の配置について説明する。
【００４７】
ダイオードＤとツェナーダイオードＺＤの直列体を磁気パルス圧縮回路の前段に設けることが考えられるが、ピーキングコンデンサＣPの逆極性の電圧が可飽和リアクトルＳＩ2を通してコンデンサＣ2に転送されるためには、可飽和リアクトルＳＩ2が非飽和状態から飽和状態に移行する必要があり、そのための時間遅れが若干あることから、ピーキングコンデンサＣPの電圧をあるレベルに完全に抑えることが困難である。
【００４８】
したがって、本実施形態のように、ダイオードＤとツェナーダイオードＺＤの直列体になるダイオード回路は、ピーキングコンデンサＣPと直接接続位置になる最終段の磁気パルス圧縮回路３2の出力端が好ましい。
【００４９】
【発明の効果】
以上のとおり、本発明によれば、ピーキングコンデンサが負荷の主放電電極の放電回復で充電された後に逆極性に再充電されるのを抑止するダイオード回路を並列に設け、ツェナーダイオードで磁気パルス圧縮回路の可飽和リアクトルを磁気リセットするのに必要なクランプ電圧を発生するようにしたため、ピーキングコンデンサの再充電による負荷の不安定現象を解消できると共に、放電後のパルストランスの磁気リセットを確実にしてその偏磁や飽和を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示すパルス電源装置の回路図。
【図２】実施形態におけるピーキングコンデンサＣPの電圧波形例。
【図３】従来のパルス電源装置の回路例。
【図４】ピーキングコンデンサＣPの電圧波形例。
【図５】パルス電源装置の回路例。
【図６】各コンデンサの電圧波形例。
【図７】ピーキングコンデンサＣPの電圧波形例。
【符号の説明】
１…パルス発生回路
２…高圧充電器
３1、３2…磁気パルス圧縮回路
４…負荷
ＳＷ…半導体スイッチ
ＳＩ1、ＳＩ2…可飽和リアクトル
Ｃ0、Ｃ1、Ｃ2…コンデンサ
ＣP…ピーキングコンデンサ
ＭＲ1、ＭＲ2、ＭＲ3…磁気リセット回路
ＥLM…主放電電極
ＥLA…予備電離電極
Ｄ…ダイオード
ＺＤ…ツェナーダイオード
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力用半導体スイッチを用いたパルス発生回路と磁気パルス圧縮回路を組み合わせ、高い繰り返しで狭幅の大電流パルスを発生するパルス電源装置に係り、特に負荷にパルス電流を供給したときに負荷で消費しきれないエネルギーによる負荷の不安定動作を解消し、しかもパルストランスの磁気リセットを確実にするパルス電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のパルス電源装置例を図３に示す。パルス発生回路１は、電力用の初段コンデンサＣ0を設け、このコンデンサＣ0を高圧充電器２により初期充電しておき、半導体スイッチＳＷのオン制御でコンデンサＣ0からリアクトルＬ0を通してパルストランスＰＴにパルス電流Ｉ0を供給する。リアクトルＬ0は、半導体スイッチＳＷの責務を軽減するものである。
【０００３】
磁気リセット回路ＭＲ1は、パルストランスＰＴのリセット巻線に直流バイアス電流を供給することで鉄心の磁気飽和を防止する。
【０００４】
パルストランスＰＴの二次側には２段の磁気パルス圧縮回路３1、３2が縦続接続され、初段の磁気パルス圧縮回路３1ではパルストランスＰＴで昇圧したパルス電流Ｉ1でコンデンサＣ1が高圧充電され、このコンデンサＣ1の充電電圧で可飽和リアクトルＳＩ1が磁気スイッチ動作することにより磁気パルス圧縮した狭幅のパルス電流Ｉ2を図示の極性で次段の磁気パルス圧縮回路３2に供給する。同様に、可飽和リアクトルＳＩ2の磁気スイッチ動作により、磁気パルス圧縮回路３2でパルス幅の磁気パルス圧縮を行い、パルス電流Ｉ3を図示の極性で出力する。
【０００５】
なお、可飽和リアクトルＳＩ1、ＳＩ2にはそれぞれ磁気リセット巻線と磁気リセット回路ＭＲ2及びＭＲ3が設けられ、可飽和リアクトルの飽和動作後に直流電流を供給することでそれらを逆極性に励磁し飽和させておく。
【０００６】
磁気パルス圧縮回路３2のパルス出力は、レーザヘッドのチャンバなどの負荷４に狭幅・高電圧のパルス電流を供給する。負荷４は、主放電電極ＥLMと予備電離電極ＥLAの並列回路にピーキングコンデンサＣPが設けられ、パルス電流でピーキングコンデンサＣPが一定電圧レベルまで充電されたときに、コンデンサＣP’を通した予備電離電極ＥLAによる放電で管内ガスの予備電離を行い、この予備電離により主放電電極ＥLMに主放電を得る。
【０００７】
上記の構成において、磁気パルス圧縮回路を２段とする場合を示すがＮ段構成の場合もある。図６は、Ｎ段構成の場合のコンデンサＣ0及びＣ1〜ＣN、ＣPの充放電電圧ＶC0〜ＶCN，ＶCPの波形を示し、磁気パルス圧縮動作により、後段のコンデンサほど充放電時間ｔ1〜ｔpが磁気パルス圧縮されることで負荷４の主放電電極には狭幅の放電電流出力を得る。
【０００８】
このような構成のパルス電源装置において、負荷４の放電は、与えられたパルスエネルギーを全て消費することなく、消費しきれない一部のエネルギーがパルス発生回路１側に戻ってくる。この戻ってくるエネルギーのことをキックバックエネルギーと称している。このキックバックエネルギーは、パルス発生回路からの反射エネルギーとして負荷放電後にピーキングコンデンサＣPの再充電電圧（残留電荷）として現れる。
【０００９】
ピーキングコンデンサＣPの電圧波形は、負荷４の放電時の放電管内ガス状態等でその再充電電圧の大きさが変化するので、負荷４がレーザヘッドの場合に出力エネルギーが不安定になることがある。
【００１０】
図７は、ピーキングコンデンサＣP部位での電圧波形例を示す。同図において、ピーキングコンデンサＣPは充電期間（ｔ0〜ｔ1）後に主電極ＥLM側に急速に放電される。この放電期間（ｔ1〜ｔ2）では負荷４の放電現象からオーバシュートによる高周波振動を伴って放電される。そして、主電極ＥLMによる放電が回復した回復期間（ｔ2〜ｔ3）では、キックバックエネルギーによりコンデンサＣPが再充電される。この残留電荷エネルギーは、パルス発生回路１側に再度転送されるが、負荷４の放電管内ガス状態等で変化する。
【００１１】
この負荷の放電が回復するとき、ピーキングコンデンサＣPの電圧変化は同図の波形Ａ1やＢ1のようになる。波形Ａ1ではピーキングコンデンサＣPの電圧が正極性状態のまま初期状態に早期に回復した場合を示し、波形Ｂ1ではピーキングコンデンサＣPが逆極性に再充電され、遅れて初期状態に回復する場合を示す。
【００１２】
この波形Ｂ1の回復特性の場合、主放電電極ＥLMや予備電離電極ＥLAを設けたチャンバ内の状態に影響を与え、負荷がレーザヘッドになる場合には次回放電時の出力エネルギーが不安定になるという現象を起こすなど、負荷が不安定動作になることがある。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
ピーキングコンデンサＣPの残留電荷を消滅させてレーザ出力の不安定動作を解消するために、従来の回路（図３）の主放電電極に並列にダイオードＤ又はダイオードＤと抵抗Ｒの直列体を設けることが考えられるが、ダイオードＤ又はダイオードＤと抵抗Ｒの直列回路の介在によって磁気回路に偏磁を起こすことがある。これを以下に詳細に説明する。
【００１４】
図５の構成において、磁気リセット回路ＭＲ1、ＭＲ2及びＭＲ3は、定電流源で表しているが、実際には直流定電圧源に抵抗とインダクタを直列に設けて定電流源を実現している。また、パルストランスＰＴ及び可飽和リアクトルＳＩ1，ＳＩ2の巻線に示す「・」印は巻線方向を示しており、互いの誘起電圧極性は「・」印で示す方向になる。なお「・」印は、磁気リセット回路ＭＲ1、ＭＲ2及びＭＲ3のリセット巻線に正極性の電圧が印加された場合で示す。
【００１５】
パルストランスや可飽和リアクトルの磁性体を一方向にリセットするためには、磁性体のＢ−Ｈ曲線から明らかなように、非飽和領域を通過する必要がある。この非飽和領域ではパルストランスの一次巻線と二次巻線並びにリセット巻線と主巻線との間に変圧器作用が生じ、リセット巻線にリセット電圧が印加されると主巻線に誘起電圧が印加される。逆に、主巻線が低インピーダンス状態になっていると、主巻線に誘起される電圧が上がらず、リセットされるまでの時間が長くなってしまう。
【００１６】
ここで、図５のパルストランスＰＴと可飽和リアクトルＳＩ1，ＳＩ2における飽和動作は、印加電圧とその時間の積になる電圧時間積（Ｖｔ）で決まる。そして、磁気パルス圧縮が後段ほど狭幅のパルスになることから、パルストランスＰＴと可飽和リアクトルＳＩ1，ＳＩ2のそれぞれの電圧時間積Ｖｔは、下記の関係にされる。
【００１７】
【数１】
ＶｔPT＞ＶｔSI1＞ＶｔSI2
したがって、パルストランスＰＴと可飽和リアクトルＳＩ1，ＳＩ2のリセット回路ＭＲ1、ＭＲ2及びＭＲ3に同じ能力のものを用いた場合、又は１つのリセット電源から各リセット巻線にリセット電流を供給する場合、それらがリセットするまでの時間Ｔｒｅｓｅｔも下記に示すような同じ関係になる。
【００１８】
【数２】
ＴｒｅｓｅｔPT＞ＴｒｅｓｅｔSI1＞ＴｒｅｓｅｔSI2
これらのことから、パルストランスＰＴは、可飽和リアクトルＳＩ1，ＳＩ2のリセット終了後にリセットされることになる。つまり、可飽和リアクトルＳＩ1，ＳＩ2が先にリセットされて低インピーダンス（ほとんど短絡）状態になった後も、パルストランスＰＴがリセットされるためには図５に示すような極性の電圧をある時間印加する必要がある。
【００１９】
ここで、パルストランスＰＴへのリセット電圧印加に対してその二次巻線側電圧極性は「・」印の方向になり、この極性に対してピーキングコンデンサＣPの残留電荷を消滅させるためのダイオードＤ又はダイオードＤと抵抗Ｒの直列回路は導通方向になる。すなわち、ダイオードＤを設けることは、パルストランスＰＴのリセット電圧印加に対して、その二次側がダイオードＤによってほとんど短絡状態になり、リセット電圧を確立できない。
【００２０】
ところで、パルストランスＰＴは、可飽和リアクトルＳＩ1，ＳＩ2と異なり、非飽和状態でトランス動作するが、コンデンサＣ0からの放電で印加されるパルス電圧及び電流の大きさに比べて、ピーキングコンデンサＣPからのキックバックエネルギーによるパルス電圧及び電流の大きさが極性が反対ではあるが著しく小さい。
【００２１】
このため、パルストランスＰＴは、磁気リセット回路ＭＲ1でリセット電流を供給して非飽和状態に戻そうとするが、二次側のダイオードＤの介在により十分なリセットがなされず、その磁性体が徐々に偏磁され、やがて飽和してしまうことがある。
【００２２】
本発明の目的は、ピーキングコンデンサの残留電荷による負荷の不安定動作を防止し、しかもパルストランスの偏磁を防止したパルス電源装置を提供することにある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
本発明は、負荷のピーキングコンデンサに並列にダイオードとツェナーダイオードの直列回路を設け、ダイオードの導通でピーキングコンデンサの再充電電圧を抑止して負荷の不安定動作を解消すると共に、ツェナーダイオードが発生するツェナー電圧でパルストランスの二次巻線側にクランプ電圧を発生することでパルストランスの磁気リセットを確実にし、ひいてはパルストランスの偏磁と飽和を防止できるようにしたもので、以下の構成を特徴とする。
【００２４】
初期充電されるコンデンサから半導体スイッチのオン制御でパルストランスを通してパルス電流を発生するパルス発生回路と、前記パルストランスの二次側に得るパルス電流を可飽和リアクトルの磁気スイッチ動作で磁気パルス圧縮して負荷に供給する磁気パルス圧縮回路とを備えたパルス電源装置において、
ダイオードとツェナーダイオードの直列回路を、前記負荷の主放電電極に並列に接続されたピーキングコンデンサに、並列接続で設け、
前記ダイオードは、前記ピーキングコンデンサが前記主放電電極の放電回復で充電された後に逆極性に再充電されるのを抑止する方向にし、
前記ツェナーダイオードは、前記パルストランスを非飽和状態にするための磁気リセット電圧印加に対して、該パルストランスの二次側を短絡状態にしないためのクランプ電圧を発生するツェナー電圧にしたことを特徴とする。
【００２５】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施形態を示す回路図である。同図が図５と異なる部分は、ダイオードＤに直列にツェナーダイオードＺＤを設けたダイオード回路とした点にある。
【００２６】
このダイオード回路は、ピーキングコンデンサＣPに並列接続され、そのダイオードＤの極性はピーキングコンデンサＣPが主放電電極ＥLMの放電回復で充電された後に逆極性に再充電されるのを抑止する方向にされる。すなわち、ピーキングコンデンサＣPが逆極性に再充電されようとするときにダイオードＤが導通し、逆流電流をアースに逃がすかあるいは消費させる。
【００２７】
また、ダイオードＤの逆方向阻止電圧は、最終段の磁気パルス圧縮回路３2から負荷４に供給するパルス電流によりピーキングコンデンサＣPが充電されたときの電圧以上にした耐電圧を持つ構成にされる。
【００２８】
また、ダイオード回路のツェナーダイオードＺＤは、ダイオードＤの導通方向電流に対してツェナー電圧を発生する。このツェナーダイオードＺＤは、パルストランスＰＴを磁気リセットするのに必要なクランプ電圧をツェナー電圧として発生する。
【００２９】
なお、ダイオード回路の接続方向は、負荷の構成の違いや磁気パルス圧縮回路の構成の違いにより、負荷の放電でピーキングコンデンサＣPが充電される極性に応じて適宜変更される。
【００３０】
このようなダイオード回路を設けることにより、ピーキングコンデンサＣPが主放電電極ＥLMの放電後に充電され、逆極性に再充電されるのをダイオードＤの導通で抑止し、次回の負荷４の放電を安定化し、出力エネルギーの不安定現象を無くすことができる。
【００３１】
これに加えて、本実施形態になるダイオード回路は、ツェナーダイオードＺＤを設けることにより、パルストランスＰＴの確実な磁気リセットを可能にする。これを以下に詳細に説明する。
【００３２】
前記のように、パルストランスＰＴの磁気リセット電圧印加に対して、その二次側がダイオードＤの介在によって短絡状態になり、高い繰り返しのパルス電流発生ではパルス電流発生後の磁気リセットが難しくなり、偏磁を起こすことがある。
【００３３】
そこで、ツェナーダイオードＺＤがクランプ電圧を発生することにより、クランプ電圧がパルストランスＰＴのリセット時に必要な主巻線の誘起電圧を与えることができ、その電圧時間積に所期のものを得て磁気リセットを行うことができる。
【００３４】
このクランプ電圧は、あまり高くするとピーキングコンデンサＣPの再充電電圧の抑止効果が無くなるため、直列ダイオードによる順方向電圧降下や負荷の性能等も加味して適宜設計される。
【００３５】
図２は、ダイオード回路によるピーキングコンデンサＣPの再充電電圧の抑制効果を示すもので、回復期間にピーキングコンデンサＣPが逆極性に再充電されるのをダイオードＤの順方向電圧Ｖfに抑止することで負荷に安定動作を得る。
【００３６】
これに加えて、ツェナーダイオードＺＤによりクランプ電圧分も加えた順方向電圧Ｖｆ’によって再充電電圧をクランプ電圧を有して抑止することで負荷に安定動作を得、しかも磁気リセット回路ＭＲによるパルストランスＰＴの磁気リセットを確実にする。
【００３７】
ここで、ツェナーダイオードＺＤが発生するクランプ電圧について、従来の抵抗ＲとダイオードＤの直列体を設ける場合においても、パルストランスＰＴに印加する磁気リセット電圧に対して抵抗Ｒによりクランプ電圧を発生できる。
【００３８】
しかし、抵抗Ｒによるクランプ電圧発生では負荷４に安定動作を得ながらパルストランスＰＴの安定した磁気リセット動作が難しくなる。これを以下に詳細に説明する。
【００３９】
本願発明者等は、負荷の不安定動作とピーキングコンデンサＣPの電圧波形の関係について究明した。この関係を図４に示し、充電から放電までの波形（期間ｔ0〜ｔ2）は出力エネルギーが不安定になるという現象に関係なく、放電直後（時刻ｔ2）から電圧回復（時刻ｔ4）までの波形の違いで負荷の不安定現象が発生することが分かった。
【００４０】
この電圧回復期間において、負荷の不安定現象が発生しない場合は、電圧回復波形が電圧のほとんど出ない平らな区間が長く、逆極性に再充電されない波形Ａ1、又は逆極性への飛び出しが大きくてもその時間が短い波形Ａ2、逆極性の飛び出しが小さい波形Ａ3であった。一方、負荷の不安定現象が発生した場合は、電圧のほとんど出ない期間が短く、逆極性への飛び出しが大きくかつ長い波形Ｂ1であった。
【００４１】
このことから、負荷の不安定現象を無くすには、ピーキングコンデンサの回復電圧波形の逆極性の電圧レベルを抑えるか、又は短期間になる回路構成とすれば良いことが分かった。
【００４２】
この波形Ｂ1を波形Ａ3程度までクランプさせて負荷に安定動作を得るには、抵抗Ｒはその抵抗値を十分小さくする必要がある。逆に、パルストランスＰＴの磁気リセットを確実に行うには、運転繰り返し周波数にもよるが、抵抗Ｒの両端電圧に数ボルトから数十ボルトを発生する必要があり、その抵抗値には大きな値が必要となる。
【００４３】
すなわち、抵抗Ｒに流れる電流は、パルストランスＰＴのリセット巻線に流す電流にトランス巻線の巻数比を乗じた大きさになり、一般にリセット巻線に対して二次側巻線の比か大きいことから、確実なリセットには抵抗値に大きなものが必要である。
【００４４】
したがって、負荷の安定動作とパルストランスの確実な磁気リセットを同時に満足する抵抗値を求めることは極めて困難である。
【００４５】
これに対して、本実施形態のツェナーダイオードＺＤによるクランプ電圧発生では、ダイオードＤとツェナーダイオードＺＤに流れる電流にはほとんど依存しないで所期のクランプ電圧を発生でき、負荷に安定動作を得ながらパルストランスの確実な磁気リセットができる。
【００４６】
次に、ダイオードＤとツェナーダイオードＺＤの直列体になるクランプ回路の配置について説明する。
【００４７】
ダイオードＤとツェナーダイオードＺＤの直列体を磁気パルス圧縮回路の前段に設けることが考えられるが、ピーキングコンデンサＣPの逆極性の電圧が可飽和リアクトルＳＩ2を通してコンデンサＣ2に転送されるためには、可飽和リアクトルＳＩ2が非飽和状態から飽和状態に移行する必要があり、そのための時間遅れが若干あることから、ピーキングコンデンサＣPの電圧をあるレベルに完全に抑えることが困難である。
【００４８】
したがって、本実施形態のように、ダイオードＤとツェナーダイオードＺＤの直列体になるダイオード回路は、ピーキングコンデンサＣPと直接接続位置になる最終段の磁気パルス圧縮回路３2の出力端が好ましい。
【００４９】
【発明の効果】
以上のとおり、本発明によれば、ピーキングコンデンサが負荷の主放電電極の放電回復で充電された後に逆極性に再充電されるのを抑止するダイオード回路を並列に設け、ツェナーダイオードで磁気パルス圧縮回路の可飽和リアクトルを磁気リセットするのに必要なクランプ電圧を発生するようにしたため、ピーキングコンデンサの再充電による負荷の不安定現象を解消できると共に、放電後のパルストランスの磁気リセットを確実にしてその偏磁や飽和を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示すパルス電源装置の回路図。
【図２】実施形態におけるピーキングコンデンサＣPの電圧波形例。
【図３】従来のパルス電源装置の回路例。
【図４】ピーキングコンデンサＣPの電圧波形例。
【図５】パルス電源装置の回路例。
【図６】各コンデンサの電圧波形例。
【図７】ピーキングコンデンサＣPの電圧波形例。
【符号の説明】
１…パルス発生回路
２…高圧充電器
３1、３2…磁気パルス圧縮回路
４…負荷
ＳＷ…半導体スイッチ
ＳＩ1、ＳＩ2…可飽和リアクトル
Ｃ0、Ｃ1、Ｃ2…コンデンサ
ＣP…ピーキングコンデンサ
ＭＲ1、ＭＲ2、ＭＲ3…磁気リセット回路
ＥLM…主放電電極
ＥLA…予備電離電極
Ｄ…ダイオード
ＺＤ…ツェナーダイオード
Claims (1)
- 初期充電されるコンデンサから半導体スイッチのオン制御でパルストランスを通してパルス電流を発生するパルス発生回路と、前記パルストランスの二次側に得るパルス電流を可飽和リアクトルの磁気スイッチ動作で磁気パルス圧縮して負荷に供給する磁気パルス圧縮回路とを備えたパルス電源装置において、
ダイオードとツェナーダイオードの直列回路を、前記負荷の主放電電極に並列に接続されたピーキングコンデンサに、並列接続で設け、
前記ダイオードは、前記ピーキングコンデンサが前記主放電電極の放電回復で充電された後に逆極性に再充電されるのを抑止する方向にし、
前記ツェナーダイオードは、前記パルストランスを非飽和状態にするための磁気リセット電圧印加に対して、該パルストランスの二次側を短絡状態にしないためのクランプ電圧を発生するツェナー電圧にしたことを特徴とするパルス電源装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05405798A JP3803482B2 (ja) | 1998-03-06 | 1998-03-06 | パルス電源装置 |
| DE19845586A DE19845586B4 (de) | 1997-10-03 | 1998-10-03 | Entladungsschaltung für einen Impulslaser mit einer Impulsleistungsquelle |
| US09/166,681 US6389049B2 (en) | 1997-10-03 | 1998-10-05 | Discharge circuit for pulsed laser and pulsed power source |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05405798A JP3803482B2 (ja) | 1998-03-06 | 1998-03-06 | パルス電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11251675A JPH11251675A (ja) | 1999-09-17 |
| JP3803482B2 true JP3803482B2 (ja) | 2006-08-02 |
Family
ID=12959996
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05405798A Expired - Lifetime JP3803482B2 (ja) | 1997-10-03 | 1998-03-06 | パルス電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3803482B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6385222B1 (en) | 1998-11-19 | 2002-05-07 | The Furukawa Electric Co., Ltd. | Semiconductor laser module, and method for driving the semiconductor laser module |
| US6996145B2 (en) | 1999-11-01 | 2006-02-07 | The Furukawa Electric Co., Ltd. | Semiconductor laser module, and method for driving the semiconductor laser module |
| EP1168537A1 (en) * | 2000-06-22 | 2002-01-02 | The Furukawa Electric Co., Ltd. | Semiconductor laser module, and method for driving the semiconductor laser module |
| JP5075775B2 (ja) * | 2008-09-19 | 2012-11-21 | ギガフォトン株式会社 | パルスレーザ用電源装置 |
| JP2010073948A (ja) * | 2008-09-19 | 2010-04-02 | Gigaphoton Inc | パルスレーザ用電源装置 |
| CN117792142B (zh) * | 2024-02-28 | 2024-05-14 | 中国空气动力研究与发展中心高速空气动力研究所 | 一种大功率高频脉冲等离子体电源及其充放电方法 |
-
1998
- 1998-03-06 JP JP05405798A patent/JP3803482B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11251675A (ja) | 1999-09-17 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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| A977 | Report on retrieval |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| R250 | Receipt of annual fees |
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|
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