JPH03101283A - パルス電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、ガス入りスイッチング素子を用いたパルス電
源回路に係わり、特に早い繰り返しで高電圧を必要とす
るレーザの励起に好適なパルス電源回路に関する。

［従来の技術］ 金属蒸気レーザでは、放電中の電子が金属蒸気に衝突し
て金属蒸気を励起し、レーザ発振が生じる。衝突時に電
子の運動エネルギーの一部が金属蒸気に与えられるので
あるが、この励起確率は電子の運動エネルーギーが大き
い程高い、そしてこの運動エネルギーは、放電中に印加
される電圧が高い程大きくなる。

横方向励起のパルスＣＯ，レーザでは１通常１気圧の圧
力が採用されているが、１０気圧程度の高気圧にすると
、その発振波長を変えられる。しかし圧力が高くなると
、放電電圧も上昇し、圧力に比例して電圧を高める必要
がある。一方、これらのレーザの励起は、極めて時間幅
の小さい１ｏｏｎ　Ｓ（１ｎ　Ｓ　４ｔ、１０−’秒）
以下の短いパルスにより繰り返し励起されるもので１本
発明はこのようなレーザの励起用高圧パルスを発生する
回路に関するものである。

このための高圧パルスとしては、金属蒸気レーザの場合
、電流上昇率ｄｉ／ｄｔが数１０ｋ　Ａ　／μＳ程度必
要となり、サイリスタ等の電流上昇率の上限１００Ａ／
μＳの数百倍となる。そのためにスイッチング素子とし
ては、サイリスタなどは用いられず、ガス入り制御スイ
ッチング管が用いられる。

第４図は、従来のガス入り制御スイッチング素子を用い
た容量移行型のパルス電源回路を示す。

同図において、ガス入り制御スイッチング素子２が“開
”の状態で１図示されていないパルス電源回路から、端
子４，５間に高電圧が印加されると、共振充電用リアク
トル１８、充電用コンデンサ１０、充電用リアクトル１
７を通して充電用コンデンサｌＯが充電される。充電用
コンデンサ１０の充電電圧は。

共振充電により端子４，５間の電源電圧の２倍の電圧ま
で充電される。コンデンサ１０の放電は、ダイオード６
により阻止され、充電電圧は保持される。この状態でガ
ス入り制御スイッチング素子２が外部の指令信号により
“閉”になると、充電用コンデンサ１０の電荷はスイッ
チング素子２を通して波高電圧調整用コンデンサ１２に
転流し、コンデンサ１２の電圧が上昇する。この電圧が
ある値まで上昇すると、放電管１が放電を開始し、その
放電によりレーザ発振が行われる。電流が十分減少し、
その後一定時間が経過すると、スイッチング素子２は絶
縁回復する。十分絶縁回復したら再び端子４．５間にパ
ルス電圧が印加され充電用コンデンサが充電される。以
下これを繰り返す。

第５図は、第４図の回路を基にして、ガス入り制御放電
管を直列接続し、より高い電圧のパルスを発生するよう
にしたものである。また、第６図はサイリスタと可飽和
リアクトルを用いた回路例である（［放電研究Ｊ　＆１
１６．　ｐ６７〜６９参照）。

この回路では、コンデンサＣ１１とＣ１，の中間に高電
圧を印加して、コンデンサＣ１，、Ｃ，、を充電する。

充電完了後にサイリスタを“閉”にすると、コンデンサ
Ｃ１，の充電電荷は電流工、のように流れ反転する。従
ってコンデンサＣ１！の電圧が反転してコンデンサＣユ
、と同方向になるので、コンデンサＣ１□と可飽和リア
クトル間の部分は、最初充電した電圧の２倍になる。こ
のようにして電圧を高める方法は、ガス入り制御スイッ
チング素子を用いたパルス電源回路でも採用されている
。

［発明が解決しようとする課題］ 従来の、第４図に示した基本的な回路で、レーザ励起の
効率を高めるためには、充電用コンデンサ１０をより高
い電圧に充電しなければならない。

この際障害となるのがガス入り制御スイッチング素子２
の耐電圧である。ガス入り制御スイッチング素子は、１
ｋＨｚ程度以下の繰り返しのときは比較的高電圧で使用
できるが、繰り返し数が増すと耐電圧の低下が著しい、
しかるに、金属蒸気レーザでは５ｋＨｚ位が最適であり
、十分な効率が得られない。

また、ガス入り制御スイッチング素子を多段に直列接続
する第５図の回路では、スイッチング素子２，３に直列
リアクトル１８．１９を挿入し、また並列に抵抗器２０
．２１及びコンデンサ２２．２３を接続している。これ
はスイッチング素子２，３の１１閉”になるタイミング
がずれると、最後に点弧するサイリスタに全電圧が印加
されるのを防止するためである。ところが、金属蒸気レ
ーザ等はパルス長を１００ｎ　８程度に短くする必要が
あり、このためには電流の上昇率ｄｉ／ｄｔ＝Ｖ／Ｌ　
（Ｖ；電圧、Ｌ；インダクタンス）をなるべく大きくす
る必要がある。従ってリアクトル１８．１９を挿入した
のでは十分な特性が得られない、またリアクトル１８．
１９がないと並列抵抗器２０．２１を１Ω以下にしなけ
ればならないが、そうするとスイッチ“閉”時に数１０
ｋＡの大電流がコンデンサ２２．２３から流れ込み、ガ
ス入り制御スイッチング素子の破損を招く危険がある。

さらに、第６図に示したものでは、上記した問題点の他
に、可飽和リアクトルは比較的損失が多く、しかも損失
は繰り返し周波数に比較して増すという問題がある。こ
のため１ｋＨｚ以上の高い繰り返し周波数になると発熱
が大きくなり、冷却が困難になるという問題もある。

本発明の目的は、繰り返しが早くてかつ高いパルス電圧
を発生でき、また可飽和リアクトルの損失による発熱の
心配もないパルス電源回路を提供するにある。

［課題を解決するための手段］ 上記の目的は、充電用電源から充電用コンデンサへの充
電経路に可飽和リアクトルが直列挿入され、かつ充電用
コンデンサの放電時には上記可飽和リアクトルとガス入
り制御スイッチング素子（以下では、とくに断らないで
スイッチング素子というときはこの素子を意味する）の
直列回路を経由して波高電圧調整用コンデンサへ転流す
るように構成されたユニット回路を多段に接続すること
により達成される。

［作用］ 前記ユニット回路を多段接続したときの、充電用コンデ
ンサの放電時におけるスイッチング素子の“閉”時刻の
ずれは数ｎＳ程度である。そこで例えばリング状の可飽
和鉄心を配線が貫通した構造の可飽和リアクトルを用い
れば、この程度の時間は十分大きなインダクタンスを呈
するから、最後に“閉”となるスイッチング素子の破壊
を防止できる。飽和後は可飽和リアクトルのインダクタ
ンスは無視できる程小さくなるようにその特性を設定し
ておけば、充電用コンデンサから波高電圧調整用コンデ
ンサへの転流時間を十分短い時間（１００ｎＳ以下）で
行うことができる。同時に、インダクタンスの大きい値
になっている時間が非常に短いから、熱的損失も極めて
小さい。さらに波高電圧調整用コンデンサを各ユニット
回路ごとに設け、これらのコンデンサで電圧を重畳して
出力する構成としたことにより、各ユニット回路内のス
イッチング素子及び可飽和リアクトルには、同一ユニッ
ト回路内の充電用コンデンサに充電された電圧以上の電
圧は印加されない。このことからもスイッチング時間の
ずれによるスイッチング素子破壊が防止される。また、
波高電圧調整用コンデンサを各ユニット回路ごとに設け
ていることから、各スイッチング素子を流れる電流は同
一ユニット内の波高電圧調整用コンデンサのみを所定時
間に充電すればよく、従ってスイッチング素子に流れる
電流の電流上昇率は多段構成としても影響を受けない。

このため、スイッチング素子の電流上昇率の上昇に伴う
損失の増加、従ってスイッチング素子の耐電圧の低下を
防止でき、多段構成による高電圧発生の効果を十分発揮
できる。（複数スイッチング素子を従属接続し、１つの
波高電圧調整用コンデンサを充電するときに各段の充電
用コンデンサからの電流を重畳すると電流上昇率は多段
になるほど大きくなり、そのためのスイッチング素子の
損失が増大する） ［実施例コ 以下１本発明を実施例により説明する。第２図は本発明
の一実施例を示すもので、スイッチング素子２，３が開
”の状態で、図示されていないパルス電源回路から端子
４，５間に高電圧が印加されると、充電用コンデンサ１
０は端子４からダイオード６、可飽和リアクトル８、コ
ンデンサ１０゜リアクトル１３、端子５の経路で充電さ
れる。他方の充電用コンデンサ１１は、端子４からダイ
オード７、可飽和リアクトル９、コンデンサ１１、端子
５の経路で充電される。充電用コンデンサ１０．１１の
充電電圧は、共振充電により電源電圧の２倍の電圧まで
充電される。この状態で、スイッチング素子２，３が外
部の指令信号により′閉”になると、充電用コンデンサ
１０．１１は直列接続となり、その電荷は可飽和リアク
トル８，９、スイッチング素子２，３を通って波高電圧
調整用コンデンサＩ４に転流される。コンデンサ１４の
電圧がある程度の値に達すると、負荷の放電管１が放電
を開始し、コンデンサ１４の電荷は放電管を通って放電
される。

電流が完全に減衰し、スイッチング素子２．３が絶縁回
復したら、再び端子４，５間に高電圧パルスが印加され
、以下繰り返される。

以上の動作において、スイッチング素子２，３の１′閉
″となる時刻は一致せず、通常１０ｎ　Ｓ程度のずれは
避けられない。もし可飽和リアクトル８及び９がなく１
例えばスイッチング素子３がスイッチング素子２より先
に″閉〃となると、コンデンサ１０と１１に充電された
電圧の和がスイッチング素子２に印加され、その電圧に
よりスイッチング素子２が絶縁破壊する恐れがある。本
実施例では、可飽和リアクトル８，９を挿入しているが
、この可飽和リアクトルはコンデンサ１０．１１がパル
ス電源から充電されるときにダイオード６からコンデン
サ１０、ダイオード７からコンデンサ１１の方向にそれ
ぞれ飽和しているから、その逆方向には“開”状態、即
ち大きなインダクタンスを呈する状態にある６従ってス
イッチング素子２，３に“閉”となる時間差があっても
可飽和リアクトル８，９が電圧の一部を分担するので、
コンデンサ１０．１１の和の電圧がそのままスイッチン
グ素子２に印加されることはない、そしてスイッチング
素子２，３がともに“閉”となったときには可飽和リア
クトルが飽和してしまうように飽和特性を定めておけば
、コンデンサ１０．１１からコンデンサ１４への転流時
間には可飽和リアクトルのインダクタンスは殆ど影響し
ない。

しかし、本実施例では、２つのコンデンサ１０゜１１の
電荷がスイッチング素子２，３を直列に通ってコンデン
サ１４へ転流されることによりコンデンサＩ４を高電圧
とするから、スイッチング素子２゜３を流れる電流の時
間に対する上昇率が大きくなって、スイッチングに伴う
損失を招く。

第１図は、このようなスイッチング損失を増加させずに
高電圧を発生できるようにした実施例を示しており、波
高電圧調整用コンデンサ１４．１５をそれぞれ充電用コ
ンデンサ１０．１１対応に別々に設けたものである。本
実施例では、充電用コンデンサ１０．１１の充電は第２
図の例と同じであるが、スイッチング素子２，３が閉”
になると、充電用コンデンサ１０の電荷は、可飽和リア
クトル８、スイッチング素子２を経由して波高電圧調整
用コンデンサ１４へ転流され、一方充電用コンデンサ１
１の電荷は、可飽和リアクトル９．スイッチング素子３
を経由して波高電圧調整用コンデンサ１５へ転流される
。従ってこの転流時の電流と電流上昇率は多段にしても
一段のときと変わらず、スイッチング損失は増加しない
。しかしコンデンサ１４．１５が同方向に充電されるの
で、放電管１の両端の電圧は両コンデンサ１４．１５の
和となり、第２図と同じ高圧のパルスが得られる。また
、第１図の実施例においては、スイッチング素子２，３
の１１閉”になる時刻に１０ｎＳ程度のずれがあっても
、それらの素子に高い電圧が印加されることがない、と
いう特徴がある。例えば、スイッチング素子２がさきに
“閉”となっても、スイッチング素子３のコンデンサ１
０側端子の電位は、コンデンサ１４が充電されるととも
に上昇するので、スイッチング素子３の極間にはコンデ
ンサ１１の充電電圧が印加されるのみであり、コンデン
サ１０の電位は加算されない。

第３図は、第１図の実施例を３つ以上の多段構成とした
実施例で、スイッチング素子２Ａ、可飽和リアクトル８
Ａ、充電用コンデンサＩＯＡ、波高電圧調整用コンデン
サ１４Ａ、リアクトル１２Ａが１つのユニット回路を形
成し、以下同様にスイッチング素子２Ｚ、可飽和リアク
トル８ｚ、充電用コンデンサＩＯＺ、波高電圧調整用コ
ンデンサ１４２、リアクトル１２Ｚの形成するユニット
回路までの、多段のユニット回路を直列に接続したもの
である。

各段の動作は第１図の場合と同じであり、スイッチング
素子の“閉”時間のずれによる破壊の心配がなく、電流
上昇率の増加、従って損失の増加がないという効果も変
わらない６そして出力パルスの電圧はコンデンサ１４Ａ
〜１４Ｚの電圧の和となり、大きな値が得られる。

なお、以上の説明では、スイッチング素子としてガス入
り制御スイッチング素子を用いるものとしたが、これを
サイリスタ等の半導体スイッチング素子としても同様の
効果が得られる。また、負荷は放電管としたが、必ずし
も放電管に限らず、高電圧化が必要な場合には適用可能
である。

［発明の効果］ 本発明によれば、高電圧かつ早い繰り返しのパルスを損
失の心配なしに発生でき、高気圧ｃｏ！レーザ等を効率
よく励起することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第３図は本発明の実施例を示す回路図、第４図
及び第５図は従来の容量移行型パルス電源回路を示す図
、第６図はサイリスタと可飽和リアクトルを用いた従来
のパルス電源回路を示す図である。 ２．３．２Ａ、２Ｂ、２Ｚ・・・ガス入り制御スイッチ
ング素子、８，９，８Ａ、８Ｂ、８ｚ−・・可飽和リア
クトル、１０．１１．　ＩＯＡ、　ＩＯＢ、　１０Ｚ・
・・充電用コンデンサ、１４．１５．１４Ａ、　１４Ｂ
、　１４２−・・波高電圧調整用コンデンサ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、可飽和リアクトルと該可飽和リアクトルを介して充
   電用電源から周期的に充電される充電用コンデンサと該
   充電用コンデンサが充電されるごとにその充電電荷を上
   記可飽和リアクトルを介して放電させるスイッチ手段と
   を有するところのユニット回路の複数個と、その端子電
   圧が上記各充電用コンデンサの充電電圧の和となるよう
   に上記スイッチ手段により放電された放電電流により放
   電され、かつその充電が終わるごとにパルス電圧を出力
   するところの波高電圧調整用コンデンサとを設けたこと
   を特徴とするパルス電源回路。 ２、前記波高電圧調整用コンデンサは前記各ユニット回
   路対応に設けられた複数の単位コンデンサから構成され
   、該単位コンデンサの各々は、同一ユニット内の前記充
   電用コンデンサからの放電電流によりそれぞれ充電され
   、かつ上記単位コンデンサの各端子電圧が同一極性で加
   算されるように直列接続されていることを特徴とする請
   求項１記載のパルス電源回路。 ３、前記スイッチ手段は、ガス入り制御スイッチング素
   子であることを特徴とする請求項１または２記載のパル
   ス電源回路。