JPWO2005041389A1

JPWO2005041389A1 - パルス発生回路

Info

Publication number: JPWO2005041389A1
Application number: JP2005515031A
Authority: JP
Inventors: 波多野　達彦; 達彦波多野; 佐久間　健; 健佐久間
Original assignee: NGK Insulators Ltd
Current assignee: NGK Insulators Ltd
Priority date: 2003-10-28
Filing date: 2004-10-28
Publication date: 2007-04-26
Also published as: WO2005041389A1; EP1693945A1; EP1693945A4

Abstract

パルス発生回路（１０）は、直流電源（１２）（電源電圧＝Ｖ）と、該直流電源（１２）の両端に直列接続されたトランス（１４）と１つのスイッチ（１６）とを有し、トランス（１４）の２次巻線（１８）の両端から出力が取り出されるようになっている。そして、スイッチ（１６）がオンとなっている期間において、２次巻線（１８）の両端から負極性のパルスが出力され、スイッチ（１６）をオフにすると、抵抗負荷（２０）への放電が開始されて、トランス（１４）に発生する誘導起電力によって出力電圧が急峻に上昇し、正極性のパルスが出力される。

Description

本発明は、正極性のパルスと負極性のパルスとを連続して出力するパルス発生回路に関する。

近時、高電圧パルスの放電によるプラズマにより、脱臭、殺菌、成膜、有害ガスの分解等を行う技術が適応されるようになってきたが（例えば特許文献１及び非特許文献１参照）、プラズマによる処理を効率よく行うためには、高電圧の極めて幅の狭いパルスを供給することが必要であることがわかってきている（例えば非特許文献２参照）。
特許第２６４９３４０号公報（第８欄第３行〜第４１行）応用物理，第６１巻，第１０号，１９９２，ｐ．１０３９〜１０４３，「高電圧パルス放電化学気相成長法によるアモルファスシリコン系薄膜の作製」 IEEE TRANSACTION ON PLASMIC SCIENCE,VOL.28,NO.2,APRIL 2000,p.434〜442，「Improvement of NOx Removal Efficiency Using Short-Width Pulsed Power」

ところで、電界を変化させて、電子を加速することによってプラズマを発生するために用いられるパルス電源では、低電圧によって高い電位差を発生させるために、極性が逆のパルス、すなわち、正極性のパルスと負極性のパルスを連続して出力する方式が採用されている。

この方式による従来のパルス発生回路１００は、例えば図６に示すように、直流電源１０２と、該直流電源１０２の両端に直列接続された第１のスイッチ１０４及び第２のスイッチ１０６と、前記直流電源１０２の両端に直列接続された第３のスイッチ１０８及び第４のスイッチ１１０と、第１のスイッチ１０４と第２のスイッチ１０６との接点ａ１と第３のスイッチ１０８及び第４のスイッチ１１０との接点ａ２との間に１次巻線１１２が接続されたトランス１１４とを有する。つまり、ブリッジ構成となっている。出力電圧Ｖｏｕｔはトランス１１４の２次巻線１１６の両端から取り出されるようになっている。

そして、例えば第２のスイッチ１０６と第３のスイッチ１０８をオンすることで、図７に示すように、２次巻線１１６の両端からは負極性のパルス１１８が出力され、第２のスイッチ１０６と第３のスイッチ１０８をオフすると共に、第１のスイッチ１０４と第４のスイッチ１１０をターンオンすることで、２次巻線１１６の両端からは正極性のパルス１２０が出力されることになる。

しかし、この従来例に係るパルス発生回路１００は、ブリッジを組むことから、４つのスイッチ１０４、１０６、１０８及び１１０を使用する必要があり、部品点数が多くなるという不都合がある。

また、従来例に係るパルス発生回路１００においては、第２のスイッチ１０６と第３のスイッチ１０８をオフする時点と、第１のスイッチ１０４と第４のスイッチ１１０をオンする時点との間にデッドタイムＴｄを設ける必要があり、例えば負極性パルス１１８から正極性パルス１２０に変化する際において急峻な電圧変化を得ることができないという問題がある。

本発明はこのような課題を考慮してなされたものであり、部品点数の削減を有効に図ることができると共に、パルス波形の切り換え時において急峻な電圧変化を得ることができるパルス発生回路を提供することを目的とする。

本発明に係るパルス発生回路は、正極性のパルスと負極性のパルスとを連続して出力するパルス発生回路において、直流電源の両端に直列接続されたトランスと１つのスイッチとを有し、前記トランスの２次巻線の両端から出力が取り出されることを特徴とする。スイッチとしては、例えば半導体スイッチが好適に使用される。

この場合、前記スイッチがオンとなっている期間に、前記正極性のパルスと前記負極性のパルスのうち、いずれかのパルスが出力され、前記スイッチがオフすることにより発生する誘導起電力による逆極性のパルスが出力される。

このように、本発明では、正極性のパルス又は負極性のパルスから逆極性のパルスへの切り換え動作を１つのスイッチで行うことから、部品点数を大幅に低減させることができ、しかも、切り換え時点においてデッドタイムを設ける必要がない。従って、パルス波形の切り換え時において急峻な電圧変化を得ることができる。

また、前記直流電源の電源電圧をＶ、前記トランスの巻数比をｎ、１次インダクタンス値をＬ１、前記トランスの１次巻線を流れる電流の遮断速度を（ｄｉ／ｄｔ）としたとき、前記スイッチがオンとなっている期間に出力されるパルスのパルス電圧は、ｎＶで決定され、前記逆極性のパルスのパルス電圧は、ｎＬ１（ｄｉ／ｄｔ）で決定されることとなる。

この場合、正極性のパルス又は負極性のパルスの積分値と逆極性のパルスの積分値がほぼ同じになることから、トランスでの残留磁束をほぼリセットすることができ、トランスの小型化を図ることができる。

そして、前記構成において、前記スイッチに対して並列に接続されたコンデンサを有するようにしてもよい。これにより、スイッチを例えば半導体スイッチとした場合の動作責務を軽減することができ、半導体スイッチのスイッチング損失の低減や電流遮断耐量の向上を図ることができる。特に、電流遮断耐量の向上は、パルス発生回路をパルス電源とした場合の大容量化につながる。

また、半導体スイッチが高速に、もしくは大電流を遮断した場合に、前記トランスにおける１次巻線の励磁インダクタンスによる大きなサージ電圧が半導体スイッチに加わることになるが、前記コンデンサを接続することで、前記サージ電圧を抑えることができ、半導体スイッチの信頼性の向上を図ることができる。

しかも、使用する半導体スイッチによっては、ターンオフ時の電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）をあまり高くできない場合があるが、前記コンデンサを接続することで、使用する半導体スイッチの許容可能なレベルの電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）まで、前記コンデンサの容量で調整することができる。

なお、前記コンデンサを接続した場合においては、コンデンサに残ったエネルギーの多くは直流電源に回生されることから、前記コンデンサを接続することによる効率低下は少ない。

また、前記構成において、前記２次巻線の両端に容量性負荷が接続されている場合に、前記スイッチに対して並列に、且つ、逆方向に接続されたダイオードを有するようにしてもよい。この場合、前記トランスでの残存エネルギー、例えばトランスの２次巻線の両端に接続された負荷の余分なエネルギー（使われないエネルギー）を直流電源に戻す動作が行われ、パルス発生回路をパルス電源とした場合の高効率化に寄与する。

以上説明したように、本発明に係るパルス発生回路によれば、部品点数の削減を有効に図ることができると共に、パルス波形の切り換え時において急峻な電圧変化を得ることができる。

図１は、本実施の形態に係るパルス発生回路を示す回路図である。図２Ａ〜図２Ｃは、第１の実施の形態に係るパルス発生回路の回路動作を示す波形図である。図３は、第１の変形例に係るパルス発生回路を示す回路図である。図４は、第２の変形例に係るパルス発生回路を示す回路図である。図５は、第３の変形例に係るパルス発生回路を示す回路図である。図６は、従来例に係るパルス発生回路を示す回路図である。図７は、従来例に係るパルス発生回路の出力電圧を示す波形図である。

以下、本発明に係るパルス発生回路の実施の形態例を図１〜図５を参照しながら説明する。

本実施の形態に係るパルス発生回路１０は、図１に示すように、直流電源１２（電源電圧＝Ｖ）と、該直流電源１２の両端に直列接続されたトランス１４と１つのスイッチ１６とを有し、トランス１４の２次巻線１８の両端から出力が取り出されるようになっている。２次巻線１８の両端には、図１に示すように、抵抗負荷２０が接続されたり、図５に示すように、容量性負荷３０が接続される。

ここで、本実施の形態に係るパルス発生回路１０の回路動作、特に、２次巻線１８に抵抗負荷２０を接続した場合の回路動作について、図１の回路図と図２Ａ〜図２Ｃの動作波形図とを参照しながら説明する。

まず、時点ｔ０において、スイッチ１６をオンにすると、トランス１４に直流電源１２の電圧Ｖとほぼ同じ電圧が印加され、トランス１４の１次インダクタンスをＬ１としたとき、図２Ａに示すように、トランス１４の１次巻線２２に流れる電流Ｉ１は勾配（Ｖ／Ｌ１）で時間の経過に伴って直線状に増加する。

そして、スイッチ１６がオンとなっている期間Ｔｏｎにおいて、２次巻線１８の両端には、一定の負極性の電圧（負極性のパルスＰ１）が出力される。直流電源１２の電源電圧をＶ、トランス１４の巻数比（２次巻線１８の巻線数ｎ２／１次巻線２２の巻線数ｎ１）をｎとしたとき、２次巻線１８の両端に現れる出力電圧Ｖ２のレベルは−ｎＶである（Ｖ２＝−ｎＶ）。この期間Ｔｏｎにおいては、２次巻線１８に流れる電流Ｉ２の波形も負極性のパルスＰ１に準じた波形となる（図２Ｂ参照）。

その後、時点ｔ１において、スイッチ１６をオフにすると、抵抗負荷２０への放電が開始される。すなわち、トランス１４に発生する誘導起電力によって出力電圧Ｖ２が急峻に上昇し、正電圧値をピークとする逆極性（正極性）の電圧（正極性のパルスＰ２）が出力される。理想的には、スイッチ１６をオフにした時点で出力電圧Ｖ２がピーク値になることだが、トランス１４の励磁インダクタンスによって、２次巻線１８に流れる電流Ｉ２の立ち上がりがわずかに緩くなるため、これに応じて、出力電圧Ｖ２のピークもスイッチ１６のオフ時点ｔ１よりもわずかに遅い時点ｔ２で生じることになる。しかし、スイッチ１６がオフとなった時点ｔ１から出力電圧Ｖ２がピーク値になる時点ｔ２までのわずかの期間Ｔｎにおいて、出力電圧Ｖ２は、負極性の電圧値から正極性の電圧値（ピーク値）に向けて急峻に立ち上がることになるため、上述したタイムラグ（期間Ｔｎ）はほとんど無視できる程度である。

出力電圧Ｖ２のピーク値、すなわち、正極性のパルスＰ２のピーク値は、トランス１４の巻数比をｎ、トランス１４の１次インダクタンスをＬ１、トランス１４の１次巻線２２を流れる電流Ｉ１の遮断速度を（ｄｉ／ｄｔ）としたとき、ｎＬ１（ｄｉ／ｄｔ）である。なお、出力電圧Ｖ２は、ピークの時点ｔ２を過ぎると、抵抗負荷２０においてエネルギーが消費されることから、徐々に減衰し、スイッチ１６がオフとなっている期間Ｔｏｆｆの時点ｔ３で基準レベル（０Ｖ）になる。このとき、負極性のパルスＰ１の積分値と正極性のパルスＰ２の積分値がほぼ同じになるように、出力電圧Ｖ２が減衰することとなる。

このように、本実施の形態に係るパルス発生回路１０は、直流電源１２の両端に直列接続されたトランス１４と１つのスイッチ１６とを有し、トランス１４の２次巻線１８の両端から出力（出力電圧Ｖ２）を取り出すようにしたので、スイッチ１６がオンとなっている期間Ｔｏｎに、負極性のパルスＰ１が出力され、前記スイッチ１６がオフすることによってトランス１４に発生する誘導起電力により、逆極性のパルス（正極性のパルス）Ｐ２が出力される。

つまり、本実施の形態では、負極性のパルスＰ１から正極性のパルスＰ２への切り換え動作を１つのスイッチ１６で行うことから、部品点数を大幅に低減させることができ、しかも、切り換え時点においてデッドタイムを設ける必要がない。従って、パルス波形の切り換え時において急峻な電圧変化を得ることができる。

この場合、負極性のパルスＰ１の積分値と正極性のパルスＰ２の積分値がほぼ同じになることから、トランス１４での残留磁束をほぼリセットすることができ、トランス１４の小型化を図ることができる。

次に、本実施の形態に係るパルス発生回路１０のいくつかの変形例について図３〜図５を参照しながら説明する。

まず、第１の変形例に係るパルス発生回路１０ａは、図３に示すように、スイッチ１６に並列に上端クランプ回路２４を接続した点で異なる。この場合、クランプ回路２４のクランプ電圧Ｖｃを例えばｎＶ１にすることによって、負極性のパルスＰ１と正極性のパルスＰ２が共に、絶対値がほぼ同じで、且つ、ほぼ矩形状のパルスを得ることができる。

第２の変形例に係るパルス発生回路１０ｂは、図４に示すように、スイッチ１６に並列にコンデンサ２６を接続した点で異なる。これは、スイッチ１６として、例えばＳＩサイリスタ等の半導体スイッチ２８を用いた場合に好適である。

すなわち、半導体スイッチ２８をターンオフに移行させる場合、半導体スイッチ２８のアノード端子からカソード端子に流れていた電流が、アノード端子からゲート端子に転流し、半導体スイッチ２８の内部に残留する電荷がゲートから引き抜かれ、半導体スイッチ２８がターンオフに移行することになる。このとき、半導体スイッチ２８に流れていた電流が、コンデンサ２６の経路に転流し、これにより、半導体スイッチ２８の動作責務が軽減されることになる。

その結果、半導体スイッチ２８のスイッチング損失の低減や電流遮断耐量の向上を図ることができる。特に、電流遮断耐量の向上は、パルス発生回路１０ｂをパルス電源とした場合の大容量化につながる。

また、半導体スイッチ２８が高速に、もしくは大電流を遮断した場合に、トランス１４の励磁インダクタンスによる大きなサージ電圧が半導体スイッチ２８に加わることになるが、半導体スイッチ２８に対してコンデンサ２６を並列に接続することで、前記サージ電圧を抑えることができ、半導体スイッチ２８の信頼性の向上を図ることができる。

しかも、使用する半導体スイッチ２８によっては、ターンオフ時の電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）をあまり高くできない場合があるが、前記コンデンサ２６を接続することで、使用する半導体スイッチ２８の許容可能なレベルの電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）まで、前記コンデンサ２６の容量で調整することができる。

なお、前記コンデンサ２６を接続した場合においては、コンデンサ２６に残ったエネルギーの多くは直流電源１２に回生されることから、コンデンサ２６を接続することによる効率低下は少ない。

図４の例では、半導体スイッチ２８に対してコンデンサ２６を並列に接続した例を示したが、コンデンサ２６として、半導体スイッチ２８に寄生する容量成分で兼用するようにしてもよい。この場合、コンデンサ２６の接続を省略することができ、上述のような高性能のパルス発生回路１０ｂの小型化を実現することができる。

次に、第３の変形例に係るパルス発生回路１０ｃは、図５に示すように、２次巻線１８の両端に例えば放電ギャップ等の容量性負荷３０が接続されている点と、スイッチ１６に対して並列に、且つ、逆方向にダイオード３２が接続されている点で異なる。この場合も、スイッチ１６として、例えばＳＩサイリスタ等の半導体スイッチ２８を用いた場合に好適である。

すなわち、半導体スイッチ２８がターンオフすることによって、トランス１４の１次巻線２２に流れていた電流がトランス１４を介して容量性負荷３０に転流する。このとき、２次巻線１８の両端に大きなパルス電圧が発生し、容量性負荷３０において放電が発生することになる。

このとき、半導体スイッチ２８には、寄生する容量成分が存在するため、転流する電流はすべて容量性負荷３０に流れるわけではなく、半導体スイッチ２８の寄生容量の充電のために電流が流れる。

容量性負荷３０での放電によってエネルギーは消費されるが、すべてが消費されなかったり、放電が起こらずにエネルギーが多く残留することがある。

この場合、残った電荷がトランス１４の励磁インダクタンスを介して放出され（トランス１４の１次巻線２２に電流が流れ）、再度１次巻線２２にエネルギーが移動する。

このエネルギーの移動によって、容量性負荷３０に蓄積されていた電荷がなくなり、エネルギーが１次巻線２２に移動し終わると、２つの経路（第１及び第２の経路３４及び３６）で電流が流れることとなる。第１の経路３４は、もう一度容量性負荷３０へ向かう経路であり、第２の経路３６は、直流電源１２、ダイオード３２、１次巻線２２を結ぶ経路である。

ただし、このとき、トランス１４で発生する電圧は、直流電源１２とダイオード３２で生ずる電圧でクランプされ、電流の多くは第２の経路３６に流れる。この第２の経路３６を通じての電流の流れは、直流電源１２にエネルギーを回生する動作になる。

つまり、容量性負荷３０の余分なエネルギー（使われないエネルギー）を直流電源１２に戻すという動作ということになり、直流電源１２の高効率化に寄与する。

また、実際上、ダイオード３２がないと、再度、トランス１４の励磁インダクタンスと容量性負荷３０で共振が生じ、結果的に、半導体スイッチ２８に耐圧を超える逆電圧が印加されるおそれがある。従って、２次巻線１８の両端に容量性負荷３０を接続する場合は、励磁インダクタンスのエネルギーの処理のためにも、この第３の変形例のように、半導体スイッチ２８に対して並列にダイオード３２を接続することが望ましい。

なお、本発明に係るパルス発生回路は、上述の実施の形態に限らず、本発明の要旨を逸脱することなく、種々の構成を採り得ることはもちろんである。

Claims

正極性のパルスと負極性のパルスとを連続して出力するパルス発生回路において、
直流電源（１２）の両端に直列接続されたトランス（１４）と１つのスイッチ（１６）とを有し、
前記トランス（１４）の２次巻線（１８）の両端から出力が取り出されることを特徴とするパルス発生回路。
請求項１記載のパルス発生回路において、
前記スイッチ（１６）がオンとなっている期間に、前記正極性のパルスと前記負極性のパルスのうち、いずれかのパルスが出力され、
前記スイッチ（１６）がオフすることにより発生する誘導起電力による逆極性のパルスが出力されることを特徴とするパルス発生回路。
請求項２記載のパルス発生回路において、
前記直流電源（１２）の電源電圧をＶ、前記トランス（１４）の巻数比をｎ、１次インダクタンス値をＬ１、前記トランス（１４）の１次巻線（２２）を流れる電流の遮断速度を（ｄｉ／ｄｔ）としたとき、
前記スイッチ（１６）がオンとなっている期間に出力されるパルスのパルス電圧は、ｎＶで決定され、
前記逆極性のパルスのパルス電圧は、ｎＬ１（ｄｉ／ｄｔ）で決定されることを特徴とするパルス発生回路。
請求項１〜３のいずれか１項に記載のパルス発生回路において、
前記スイッチ（１６）に対して並列に接続されたコンデンサ（２６）を有することを特徴とするパルス発生回路。
請求項１〜４のいずれか１項に記載のパルス発生回路において、
前記２次巻線（１８）の両端に容量性負荷（３０）が接続されている場合に、
前記スイッチ（１６）に対して並列に、且つ、逆方向に接続されたダイオード（３２）を有することを特徴とするパルス発生回路。
請求項１〜５のいずれか１項に記載のパルス発生回路において、
前記スイッチ（１６）は、半導体スイッチであることを特徴とするパルス発生回路。