JPH0630291A - 高電圧発生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 電力消費を少なくした回路効率の良い高電圧
発生回路を提供する。 【構成】 フライバックトランス11の一次コイル12の一
端側に第１のスイッチの出力トランジスタ４を直列に接
続する。この出力トランジスタ４にダンパーダイオード
６と共振コンデンサ５を並列接続する。一次コイル12の
他端側には第２のスイッチのトランジスタ８を直列に接
続し、さらにトランジスタ８に駆動電源10を直列接続す
る。トランジスタ８には制御電流と逆向きのダイオード
14を並列に接続する。トランジスタ８はトランジスタ期
間でオンし、ダンパー期間で少なくともオフする駆動パ
ルスによって駆動し、駆動パルスのパルス幅制御により
高圧出力電圧の安定化を行う。また、ダンパー期間の
後、一次コイル12に電流がほとんど流れない休止期間を
設けてこの一次コイル12に常時電流が流れることによる
電力損失の増大を防止する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、フライバックパルスを
昇圧してその昇圧出力を陰極線管のアノードへ加える高
電圧発生回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】テレビジョン受像機やディスプレイ装置
の陰極線管に数10ＫＶという高い電圧を印加する高電圧
発生回路には、通常高圧出力電圧の安定化を行う高圧安
定化回路が備えられている。この高圧安定化回路として
は、高圧出力電圧が低下したときに、電源電圧を高くす
るように制御する方式もあるが、この方式は、電圧制御
用の回路素子での電力損失が大きく、また、電圧制御回
路に使用される大容量のコンデンサの時定数によって高
圧安定化制御の応答性が悪くなるという問題があり、最
近では、スイッチ動作により、フライバックトランスの
一次側で発生するフライバックパルスの波高値の大きさ
を制御するスイッチ制御方式が採用されている。

【０００３】この一般的なスイッチ制御方式による高電
圧発生回路が特開平２−２２２３７４号公報に示されて
いる。

【０００４】この回路は図７に示す構成のもので、水平
ドライブ回路側から加えられる信号と、高圧出力電圧の
検出信号との信号処理によりトランジスタ１をダンパー
期間でオン、トランジスタ期間でオフとなるように制御
し、かつ、トランジスタ１のオン期間を高圧出力電圧の
降下量に対応させて制御するもので、高圧出力電圧の降
下量が大きいほどドライブ回路からトランジスタ１のベ
ースに加えるパルス制御信号のパルス幅を大きくして
（図８の（ｂ））、コレクタ電流の大きさも増大させ
（図８の（ｃ））、出力トランジスタ４のオフ動作によ
って発生するコレクタパルス（フライバックパルス）の
波高値を高くしようとするものである（図８の
（ａ））。つまり、トランジスタ１のオン期間のパルス
幅が広くなると、一次コイル３に蓄えられる電磁エネル
ギが大きくなり、トランジスタ１がオフしたときにダイ
オード２，フライバックトランスの一次コイル３，出力
トランジスタ４を順に経てダイオード２に戻る閉ループ
還流のコレクタ電流の大きさが大きくなり、共振コンデ
ンサ５と一次コイル３側とのＬＣ共振によって発生する
コレクタパルス（フライバックパルス）の波高値が大き
くなる。このように、トランジスタ１のオン期間の幅、
つまり、トランジスタ１のオフの時期をコントロールす
ることにより、コレクタパルスの波高値を変え、高圧出
力電圧の安定化を行うものである。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この高
電圧発生回路は、トランジスタ１をダンパー期間でオ
ン、トランジスタ期間でオフとなるように制御し、トラ
ンジスタ１がオフするトランジスタ期間では一次コイル
３に電流の流れを維持させるためにダイオード２、一次
コイル３、水平出力トランジスタ４を順に通る閉ループ
で電流を還流させるようにしているため、この電流の還
流中に、一次コイル３のインダクタンス素子内での電力
損失が生じ、回路効率が悪くなるという問題があった。

【０００６】本発明は上記従来の課題を解決するために
なされたものであり、その目的は、前記従来の回路の電
流の還流によるインダクタンス素子内での電力損失を防
止し、回路効率の良い高電圧発生回路を提供することに
ある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、次のように構成されている。すなわち、本
発明は、駆動電源とグランド間に第１のスイッチとフラ
イバックトランスの一次コイルと第２のスイッチとの直
列回路が接続され、第１のスイッチのオフ期間中にＬＣ
共振によって発生するフライバックパルスの波高値を第
２のスイッチ動作によって制御する高電圧発生回路にお
いて、前記第２のスイッチを少なくとも一次コイルの逆
電流期間でオフ、トランジスタ期間でオンしてダンパー
期間の後に一次コイルに電流が流れない休止期間を作り
出すスイッチ制御回路が設けられていることを特徴とし
て構成されている。

【０００８】

【作用】上記構成の本発明において、第１のスイッチに
電流が流れているトランジスタ期間では第２のスイッチ
がオンしており、駆動電源側からフライバックトランス
の一次コイル側に電流が流れ、駆動電源の電磁エネルギ
が一次コイルに蓄積される。この状態で、第１のスイッ
チがオフすると、ＬＣ共振によって一次コイルに蓄積さ
れた電磁エネルギがＬＣ共振の共振コンデンサ側に変換
されて行き、一次コイルの電磁エネルギが全て共振コン
デンサに変換されたときにフライバックパルスがピーク
となり、今度は、共振コンデンサ側の静電エネルギが一
次コイル側に逆変換されて行く。このＬＣ共振によって
フライバックパルスが作り出された後、ダンパー期間が
終了する時点において、第２のスイッチが少なくともオ
フされている。このダンパー期間では一次コイルに逆電
流が流れるが、一次コイル側の電圧が逆電流を阻止する
電圧まで高まると、逆電流の流れが停止して、次に第２
のスイッチがオンするまで一次コイルに電流が流れない
休止期間となる。第２のスイッチがオンして休止期間が
解除されると、最初の動作状態となり、この繰り返しに
より回路動作が継続する。

【０００９】本発明では高圧出力電圧の降下量が大きく
なるにつれて第２のスイッチを動作させるオンのパルス
幅を広くし、（第２のスイッチのオフの期間を短くし）
一次コイルに蓄積する電磁エネルギを大きくしてフライ
バックパルスの波高値を大きくし、高圧出力電圧の安定
化を行う。

【００１０】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。図１には本発明に係る高電圧発生回路の一実施例
が示されている。同図において、フライバックトランス
11の一次コイル12の一端側（この図では巻き始め側）と
グランドとの間に第１のスイッチとして機能する出力ト
ランジスタ４が直列に接続されており、この出力トラン
ジスタ４にダンパーダイオード６と共振コンデンサ５が
それぞれ並列に接続されている。この一次コイル12と共
振コンデンサ５とはＬＣ共振回路を構成している。一次
コイル12の他端側（巻き終わり側）７には第２のスイッ
チとして機能するトランジスタ８が直列に接続されてお
り、さらにこのトランジスタ８に直列に駆動電源10の正
極が接続されている。駆動電源10の負極はグランド側に
接続され、また、駆動電源10の負極側と一次コイル12の
巻き終わり端７側には保護ダイオード13がアノード側を
駆動電源10の負極側にして接続されている。トランジス
タ８のエミッタとコレクタ間にはトランジスタ８の制御
電流の流れの方向と逆向きのダイオード14が接続されて
いる。なお、出力トランジスタ４のベースには水平ドラ
イブ回路（図示せず）から図２の（ａ）に示すような偏
向ヨークドライブ用の水平偏向出力回路（図示せず）に
同期した水平ドライブ信号（ＨＤ信号）が加えられてい
る。

【００１１】フライバックトランス11の二次コイル24の
高圧端側は高圧整流ダイオード25とコンデンサＣＨで構
成される半波整流回路を介して図示されていない陰極線
管のアノードに接続されている。また、二次コイル24の
高圧端側には分圧抵抗器26ａ，26ｂの直列回路が接続さ
れており、この分圧抵抗器26ａ，26ｂに分圧されて高圧
出力電圧Ｅ_H が検出されている。この実施例では、高圧
出力電圧の検出信号と、水平ドライブ回路からの水平ド
ライブ信号を利用してトランジスタ８の駆動パルス信号
が作り出されている。

【００１２】この駆動パルス信号を作り出すスイッチ制
御回路は、積分回路28と、コンパレータ30と、エラーア
ンプ31と、バッファアンプ（このバッファアンプは省略
してもよい）32と、電流増幅回路33とを有して構成され
ている。積分回路28は図２の（ａ）に示す水平ドライブ
信号を積分して図２の（ｂ）に示す三角形状の積分波形
を作り出し、この信号をコンパレータ30のプラス側端子
に加える。

【００１３】一方、エラーアンプ31は定電圧電源35の基
準電圧と高圧出力電圧の検出信号とを比較し、高圧出力
電圧の降下量に応じた信号を出力する。この信号はバッ
ファアンプ32で増幅された後、前記コンパレータ30のマ
イナス側端子に加えられる。

【００１４】コンパレータ30は積分回路28から加えられ
る積分出力と、バッファアンプ32から加えられる信号Ｖ
_D とを比較し、図２の（ｂ）および（ｃ）に示すよう
に、信号Ｖ_D と積分波形の立ち上がり位置での交点で立
ち上がり、積分波形の立ち下がり位置とエラーアンプ信
号Ｖ_D の交点位置で立ち下がるパルスドライブ信号を出
力する。つまり、コンパレータ30は高圧出力電圧の降下
量が大きくなるに連れて（エラーアンプ信号Ｖ_D のレベ
ルが低くなるに連れて）オンのパルス幅を大きくし、オ
フの期間を短くしたパルスドライブ信号を作り出し、こ
れを電流増幅回路33に加えるのである。

【００１５】電流増幅回路33はパルスドライブ信号を増
幅してトランジスタ８に加える。つまり、高圧出力電圧
の降下量が大きくなるに連れてオフの期間を短くした図
２の（ｃ）に示す駆動パルス信号をトランジスタ８のベ
ースに加えるのである。

【００１６】この実施例は上記のように構成されてお
り、次に、図３の回路と図２のタイムチャートに基づき
高圧出力電圧の安定化動作を説明する。まず、ｔ₀ 〜ｔ
₁ のトランジスタ期間では、出力トランジスタ４とトラ
ンジスタ８とが共にオンしており、駆動電源10からトラ
ンジスタ８、一次コイル12を経て出力トランジスタ４側
に電流が流れ、一次コイル12に駆動電源10の電磁エネル
ギが蓄積される。次に、ｔ₁ 〜ｔ₂ の期間では出力トラ
ンジスタ４がオフするので、一次コイル12と共振コンデ
ンサ５とのＬＣ共振が生じ、一次コイル12側に蓄えられ
た電磁エネルギは共振コンデンサ５の静電エネルギに変
換されて行き、図２の（ｅ）に示すフライバックパルス
（一次コイル12の両端パルス電圧）が作り出される。

【００１７】一次コイル12の電磁エネルギが全て共振コ
ンデンサ５の静電エネルギに変換されたとき、フライバ
ックパルスはピークになる。そうすると、今度はｔ₂ 〜
ｔ₃の期間で、共振コンデンサ５の静電エネルギが一次
コイル12に対し逆電流が流れ、電磁エネルギに逆変換さ
れる。ｔ₂ 〜ｔ₄ の逆電流期間ではトランジスタ８がオ
フする。そして、ｔ₃ 〜ｔ₄ のダンパー期間では、ダン
パーダイオード６が導通する結果、ダンパーダイオード
６側から一次コイル12、ダイオード14、駆動電源10に向
けて逆電流が流れる。そしてこの逆電流が流れるにつ
れ、一次コイル12の両端間の電圧が駆動電源10の電源電
圧Ｅ₁ に等しくなったときに、ｔ₄ で逆電流の流れが停
止し、ｔ₄ 〜ｔ₅ の期間は一次コイル12に電流がほとん
ど流れない休止期間となる。この休止期間の間にトラン
ジスタ８がオンして休止期間が解除され、ｔ₅ 〜ｔ₆ の
期間になると、駆動電源10側からトランジスタ８、一次
コイル12を順に経て出力トランジスタ４側に電流が流れ
て最初の動作状態となり、以上の動作が繰り返されて回
路動作が継続して行く。

【００１８】本実施例では高圧出力電圧の降下量が大き
くなるにつれ、トランジスタ８を動作するパルスドライ
ブ信号のオフの期間が短くなるので、トランジスタ期間
で駆動電源10側から一次コイル12に流れる電流の大きさ
が大きくなり、一次コイル12に蓄えられる電磁エネルギ
が大きくなるので、発生するフライバックパルスの波高
値も大きくなる。すなわち、図２の（ｄ）に示すよう
に、高圧出力電圧の降下量が小さいときにはトランジス
タ８のオフ期間が長くなって、例えばｔ₅ でオンする
と、ｔ₄ 〜ｔ₅ の休止期間のため、一次コイル12に電流
はｔ₅ から流れはじめるために、ｔ₅ 〜ｔ₆ 期間の実線
で示すように小さい電流となり、これに伴い、同図の
（ｅ）の実線に示すようにフライバックパルスの波高値
も小さくなる。これに対し、パルスドライブ信号のオフ
の期間を短くしてｔ₄ でトランジスタ８をオンすると、
図２の（ｄ）の破線で示すようにｔ₄ の位置から一次コ
イル12に電流が流れる結果、一次コイル12に蓄積される
電磁エネルギが大きくなり、同図の（ｅ）の破線で示す
ようにフライバックパルスの波高値が大きくなる。この
ように本実施例では高圧出力電圧の降下量が大きくなる
につれてトランジスタ８を駆動するパルスドライブ信号
のオフの期間を短く制御するので、フライバックトラン
ス11の一次側で発生するフライバックトランスの波高値
が大きくなり、これにより、高圧出力電圧の安定化が達
成されるのである。

【００１９】また、本実施例では、トランジスタ８を回
路動作のトランジスタ期間でオンし、ダンパー期間でオ
フするように構成しているので、ダンパー期間ｔ₃ 〜ｔ
₄ の後に一次コイル12にほとんど電流が流れない休止期
間ｔ₄ 〜ｔ₅ を作り出すことができるので、この期間中
に電流を一次コイル12に還流させることにより発生する
従来例の電力損失が全くなく、回路効率を十分に高める
ことができる。

【００２０】さらに、本実施例の保護ダイオード13はト
ランジスタ８の耐圧保護を行うので、その分、トランジ
スタ８の耐圧を小さくできるという効果が得られる。す
なわち、この種の回路動作では、高圧コイル24の出力側
のリードにリーケージインダクタンスＬｅが生じ、高圧
コイル24の両端間に分布容量Ｃｅが生じ、前記ｔ₄ 〜ｔ
₅ の休止期間で、二次コイル24側に分布容量Ｃｅから二
次コイル24を通ってリーケージインダクタンスＬｅに向
かう電流の流れが生じ、この二次側の電流の流れにより
一次コイル12側に逆電圧が誘起し、同コイル12の端子７
側に大きな負の逆パルスが発生する。このとき、保護ダ
イオード13はこの負の逆パルスをグランド電位でクラン
プするので、この大きな逆電圧がトランジスタ８に印加
されるということはなく、トランジスタ８の保護が図
れ、トランジスタ８の耐圧をその分小さくできるという
効果が得られる。

【００２１】なお、本発明は上記実施例に限定されるこ
とはなく、様々な実施の態様を採り得る。例えば、上記
実施例では第１のスイッチと第２のスイッチをそれぞれ
トランジスタ４，８で構成したが、これらのスイッチは
その一方又は両方をＭＯＳＦＥＴ等の他のスイッチ素子
を用いて構成することができる。

【００２２】また、上記実施例では駆動電源10と一次コ
イル12との間に第２のスイッチを設け、一次コイル12と
グランドとの間に第１のスイッチを設けたが、これらの
スイッチは、駆動電源10と一次コイル12とグランドとを
結ぶ直列経路上に設ければよく、その接続の配列順序は
実施例のものに限定されるものではなく、例えば、図４
に示すように、一次コイル12の一端側を駆動電源10に接
続し、一次コイル12の他端側とグランドとの間に第１の
スイッチと第２のスイッチを直列に介設したものでもよ
く、この場合も前記第１の実施例と同様な回路動作によ
り同様な効果を奏することができる。

【００２３】さらに、図６に示すように、共振コンデン
サを５ａと５ｂの直列回路によって構成し、スイッチ16
のオン・オフ制御によって共振容量の大きさを可変し、
広範囲の周波数領域のマルチスキャンタイプのものに対
応することができる。

【００２４】さらに、図７に示すように、第１のスイッ
チとしての出力トランジスタ４に並列に偏向ヨークＤＹ
とＳ字補正コンデンサＣ_S との直列回路を接続し、偏向
高圧一体型の回路構成とすることも可能である。

【００２５】さらに、第２のスイッチにコンデンサを並
列に接続した回路構成としてもよい。

【００２６】

【発明の効果】本発明は、スイッチ制御回路により、第
２のスイッチを回路動作のトランジスタ期間でオンし、
ダンパー期間で少なくともオフするようにしたものであ
るから、ダンパー期間の後にフライバックトランスの一
次コイルに電流がほとんど流れない休止期間を作り出す
ことができ、これにより、この休止期間で一次コイルの
インダクタンス素子で消費される電力損失をなくすこと
ができることとなり、従来例に比べ、格段に回路効率の
良い高電圧発生回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る高電圧発生回路の一実施例を示す
回路図である。

【図２】同実施例の回路各部のタイムチャートである。

【図３】同実施例における回路の各期間における動作状
態の説明図である。

【図４】本発明の他の実施例の回路図である。

【図５】本発明のさらに他の実施例の回路図である。

【図６】本発明のさらに他の実施例の回路図である。

【図７】従来の高電圧発生回路の回路図である。

【図８】従来の高電圧発生回路の高圧安定化動作の波形
説明図である。

【符号の説明】 ４ 出力トランジスタ ５ 共振コンデンサ ８ トランジスタ 11 フライバックトランス 12 一次コイル

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 駆動電源とグランド間に第１のスイッチ
   とフライバックトランスの一次コイルと第２のスイッチ
   との直列回路が接続され、第１のスイッチのオフ期間中
   にＬＣ共振によって発生するフライバックパルスの波高
   値を第２のスイッチ動作によって制御する高電圧発生回
   路において、前記第２のスイッチを少なくとも一次コイ
   ルの逆電流期間でオフ、トランジスタ期間でオンしてダ
   ンパー期間の後に一次コイルに電流が流れない休止期間
   を作り出すスイッチ制御回路が設けられていることを特
   徴とする高電圧発生回路。