JP3185172B2 - 高圧発生用共振型電源回路 - Google Patents
高圧発生用共振型電源回路Info
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Description
振動作によって電圧パルスを発生させ、この電圧パルス
をトランスで昇圧してトランスの二次側から出力する高
圧発生用共振型電源回路に関するものである。
に使用される高圧発生用共振型電源回路には、フライバ
ックトランスから陰極線管に加えられる高圧出力電圧の
安定化を行う安定化回路が組み込まれている。
ンスの一次側の駆動電源の電源電圧を制御する方式のも
のと、フライバックトランスの二次側に、高圧出力電圧
の降下量分の補正電圧を加算する二次側制御方式のもの
がある。
制御の応答性が非常に悪いという問題があり、また、二
次側制御方式は、補正幅が狭い上に回路が複雑になると
いう問題がある。
をできるだけ解消するために、フライバックトランスの
一次側電流を直接コントロールする方式が特開平2−2
22374号公報において提案されている。しかし、こ
の提案例は、高圧出力電圧の制御範囲を広くとれるとい
う利点がある反面、一次側電流をコントロールするため
のスイッチ素子を複数必要とし、部品点数が多くなる上
に、回路構成が複雑化するという問題がある。
流を直接制御する方式の回路して、図12に示すような
高圧発生用共振型電源回路の基本回路に着目し、その回
路特性の改善に取り組んでいる。
一次コイル2の一端側には駆動電源3の正極側が接続さ
れ、駆動電源3の負極側はグランドに接続されている。
一次コイル2の他端側にはスイッチ素子としてのトラン
ジスタ4が直列に接続され、このスイッチ素子にはダン
パーダイオード5と共振コンデンサ6とがそれぞれ並列
に接続されている。
高圧端は、高圧整流ダイオード8を介して陰極線管10の
アノードに接続されている。
(トランジスタ期間)では、駆動電源3から一次コイル
2を通ってスイッチ素子に向けて図13の(b)に示す電
流が流れ、一次コイル2に電磁エネルギが加えられる。
次に、スイッチ素子がオフすると、一次コイル2と共振
コンデンサ6との直列共振が開始し、一次コイル2側に
蓄えられた電磁エネルギは共振コンデンサ6の静電エネ
ルギに変換され、図13の(a)に示すように、フライバ
ックパルス(電圧パルス)が発生する。このフライバッ
クパルスは一次コイル2の電磁エネルギが全て共振コン
デンサ6の静電エネルギに変換されたときにピークとな
る。
今度は、共振コンデンサ6の静電エネルギが一次コイル
2の電磁エネルギに逆変換される結果、フライバックパ
ルスの電圧は徐々に低下する。そして、パルス電圧が
零、すなわち、図12の回路のA点の電圧が零になったと
きにダンパーダイオード5がオンしてグランド側から一
次コイル2側に逆電流が流れ、A点の電圧が駆動電源3
の電源電圧まで回復したときに、ダンパーダイオード5
がオフする。そして、再びスイッチ素子がオンすること
により、最初の回路動作状態となり、この動作の繰り返
しにより、回路動作が継続する。一次コイル2側で発生
したフライバックパルスはフライバックトランス1で昇
圧され、高圧整流ダイオード8を介して陰極線管10のア
ノードに加えられるのである。
側で発生するフライバックパルスのパルス電圧Vc は、
Vc =EB +ra sin (ωt−φa )の式で表される。
ただし、tは時間、EB は駆動電源3の電源電圧であ
り、また、
であり、Cは共振コンデンサ6の容量であり、Lは一次
コイル2のインダクタンスである。
バックパルスの電圧ピークはωt−φa =π/2のとき
であり、このとき、ピーク電圧はVc =EB +√{EB
2 +(I0 /Cω)2 }となる。
=(EB /L)ton+I1 で表される。ここで、tonは
スイッチ素子がオンしている時間であり、I1 は零であ
るから、I0 はスイッチ素子のオン期間に比例する。し
たがって、スイッチ素子のオン期間を制御することによ
り、フライバックパルス波高値の制御が可能となり、こ
れにより、二次コイル7から出力される高圧出力電圧の
制御ができることとなる。
制御して高圧出力電圧の安定化を図る場合、図12の回路
のままでは、ダンパー期間(ダンパーダイオード5のオ
ン期間)で、グランド側からダンパーダイオード5を通
って一次コイル2側に逆電流が流れ、この逆電流の流れ
によりA点の電圧が電源電圧まで回復してダンパーダイ
オード5がオフすると、すでにスイッチ素子がオフして
いるため、駆動電源3側から一次コイル2を通る電流が
共振コンデンサ6を通ってグランド側に流れ始めて、一
次コイル2と共振コンデンサ6との間で直列共振が起こ
り、図13の(a)に示すように、ダンパー期間の終わり
の点から次にスイッチ素子がオンするまでの区間で、不
要なパルスPW が発生する。
響をもち、この寄生容量の影響はスイッチ素子をMOS
FETで構成した場合には特に大きくなる。この寄生
容量はあたかも共振コンデンサ6と同様の挙動を示し、
スイッチ素子の寄生容量と一次コイル2との直列共振が
起こり、図11に示すように、ダンパー期間の終わりから
スイッチ素子がオンするまでの期間に複数回の不要パル
スの発生およびそれに伴う再度のダンパー期間が現れ
る。
子がオンするまでの期間に発生する前記共振コンデンサ
6を通る電流による不要パルスPW と、スイッチ素子の
寄生容量に起因する不要パルスとは共にノイズの原因と
なって回路動作に悪影響を及ぼすことになる。スイッチ
素子の寄生容量の影響は該スイッチ素子の駆動周波数が
高くなるにつれ大きくなり、特に、スイッチ素子をMO
S FETで構成した場合には、その寄生容量の影響も
極めて大きくなり、前記共振コンデンサ6による不要パ
ルスPW よりもより大きな悪影響を及ぼすようになる。
このため、この種の回路では、ダンパー期間の終わりか
ら次にスイッチ素子がオンするまでの期間に一次コイル
2側から共振コンデンサ6やスイッチ素子側に電流が流
れないようにするために、図13の(c)中に破線で示す
ように、スイッチ素子(トランジスタ4)のオン期間の
始まり側をダンパー期間の終わり側とオーバーラップさ
せて、不要パルスの発生を防止していた。
ダンパー期間にオーバーラップさせるため、スイッチ素
子ではオンのタイミングにより出力をコントロールする
ことはできないという問題があった。
たものであり、その目的は、1個のスイッチ素子のオン
タイミング制御だけで一次側に発生する電圧パルスの大
きさを制御でき、しかも、高周波駆動に悪影響を及ぼす
スイッチ素子の寄生容量に起因する不要パルスの影響を
軽減することができる部品点数の少ない回路構成の簡易
な高圧発生用共振型電源回路を提供することにある。
するために、次のように構成されている。すなわち、本
発明は、フライバックトランスの一次コイルに駆動電源
が接続され、また、一次コイル側には該一次コイルに流
れる電流をオン・オフ制御するスイッチ素子としてのM
OS FETと、このMOS FETのオフ時に一次コイ
ルとの直列共振によってフライバックパルスを発生する
共振コンデンサと、前記MOS FETに流れる電流の
向きと逆向き電流をダンパー期間内に一次コイルに流す
ダンパーダイオードとが接続されている他励発振型の高
圧発生用共振型電源回路において、前記一次コイルに流
れる電流をオン・オフ制御するスイッチ素子を前記1個
のMOS FETによって構成し、この1個のMOS F
ETのオン期間をパルス幅制御することによって、発生
するフライバックパルスの波高値を制御する構成と成
し、この一次コイルに流れる電流をオン・オフ制御する
MOS FETには一次コイル側からMOS FETに向
かう方向を順方向としたダイオードが直列に接続され、
前記フライバックパルスの発生後にダンパーダイオード
がオン動作となるダンパー期間の終わりから前記MOS
FETのオン期間の始まりの間に休止期間を存在さ
せ、この休止期間にMOS FETの寄生容量の電荷が
一次コイル側へ移動するのを前記MOS FETに直列
に接続されたダイオードにより阻止して、MOS FE
Tの寄生容量とフライバックトランスの一次コイル間の
直列共振に起因して休止期間に発生する不要パルスを抑
制したことを特徴として構成されている。
てのMOS FETがオンすることによって、駆動電源
側から一次コイルおよびMOS FETを通って電流が
流れ、一次コイルに電磁エネルギが蓄えられる。MOS
FETがオフすると、共振コンデンサ等の容量成分と
一次コイルとの直列共振によってフライバックパルスが
発生する。このフライバックパルスが発生し終わったと
きからダンパー期間に入り、ダンパーダイオード側から
一次コイル側に逆電流が流れる。ダンパー期間の終わり
から次のMOS FETがオンするまでの休止期間はM
OS FETに直列に接続されているダイオードによっ
て寄生容量の電荷が一次コイル側へ移動するのが防止さ
れて寄生容量を除いた如くになるので、不要パルスは無
視できる程度に小さなものとなり、この寄生容量に起因
する不要パルスの悪影響を防止できる。
する。なお、以下の実施例の説明において、前述した基
本回路と同一の回路部分には同一符号を付し、その重複
説明は省略する。図1には本発明に係る高圧発生用共振
型電源回路の第1の実施例の回路構成が示されている。
同図において、フライバックトランス1の一次コイル2
の一端側(例えば巻き始め端側)には駆動電源3が接続
され、一次コイル2の他端側(巻き終わり端側)にはス
イッチ素子としてのMOS FET(電界効果トランジ
スタ)11のドレイン側が接続され、MOS FET1
1のソース側はグランドに接続されている。
イル2間にはMOS FET11に直列に接続されたダ
イオード26が介設されている。このダイオード26の
カソード側がMOS FET11のドレイン側に接続さ
れ、アノード側が一次コイル2側に接続されている。こ
のダイオード26とMOS FET11の直列回路に
は、図1に示すように、ダンパーダイオード5が並列に
接続されている。上記ダイオード26はMOS FET
11の寄生容量を見かけ上減少する働きを成し、本実施
例において特徴的な構成要素である。寄生容量を見かけ
上減少するとは、共振動作の初期の段階でMOS FE
T11の寄生容量に蓄積された電荷がダイオード26に
よって一次コイル2側への移動を妨げられ、あたかもク
ランプされた状態をいう。なお、このダイオード26は
図1の破線で示すように、MOS FET11のソース
側に接続しても同様な働きを成す。
共振コンデンサ6の一端側が接続され、共振コンデンサ
6の他端側にはダイオード12のカソード側が接続され、
ダイオード12のアノード側はグランドに接続されてい
る。そして、ダイオード12と共振コンデンサ6との接続
部にはダイオード13のアノード側が接続され、ダイオー
ド13のカソード側は一次コイル2と駆動電源3との接続
部に接続されている。このダイオード12,13はクランプ
回路14を構成している。
高圧端側には分圧抵抗器15,16の直列回路の一端が接続
されており、この分圧抵抗器15,16に抵抗分割されて、
高圧出力電圧が検出されている。そしてこの検出電圧は
オペアンプ17の非反転入力端子に加えられている。オペ
アンプ17の反転入力端子側には基準電源18から基準電圧
が加えられており、オペアンプ17は高圧出力電圧の検出
電圧と基準電圧とを比較し、高圧出力電圧の降下量に対
応する信号をコンパレータ20の反転入力端子に加える。
一方、コンパレータ20の非反転入力端子には波形成形回
路21からの信号が加えられる。
せず)に同期した図2の(a)に示す水平ドライブ信号
(HD信号)を積分して図2の(b)に示すようなラン
プ波形を作り出し、このランプ波形の信号をコンパレー
タ20の非反転入力端子に加えている。コンパレータ20は
前記ランプ波形の信号とオペアンプ17からの信号を比較
し、図2の(b)および(c)に示すように、オペアン
プ出力とランプ波形との交点位置で立ち上がり、ランプ
波形の立ち下がり、すなわちHD信号の立ち下がりで立
ち下がるドライブ信号を作り出す。高圧出力電圧の降下
量が大きくなると、オペアンプの出力レベルも低下する
結果、ドライブ信号のパルス幅は大きくなる。コンパレ
ータ20は高圧出力電圧の降下量が大きくなるにつれてパ
ルス幅を広くしたドライブ信号を作り出し、これをドラ
イブ回路22に加えるのである。ドライブ回路22はドライ
ブ信号のオンパルス幅に応じてMOS FET11のスイ
ッチ駆動を行う。
り、次に、その動作を図1の回路および図2のタイムチ
ャートに基づき説明する。まず、t0 で、MOS FE
T11がオンすると、駆動電源3側から一次コイル2を通
り、さらにMOS FET11を通ってグランド側に電流
が流れる。この一次コイル2に流れる電流は図2の
(e)に示すように時間と共に増加し、この電流の流れ
によって一次コイル2に電磁エネルギが蓄えられる。
と、一次コイル2から主に共振コンデンサ6とダイオー
ド13を通るルートおよびダイオード26とMOS FET
11の寄生容量を通るルートで電流が流れ、一次コイル2
のインダクタンスと共振コンデンサ6の容量とのLC直
列共振が開始され、フライバックパルス(電圧パルス)
が発生する。このフライバックパルスは一次コイル2側
の電磁エネルギが全て共振コンデンサ6の静電エネルギ
に変換されたときに最大となる。一次コイル2の電磁エ
ネルギが全て共振コンデンサ6に移った後に、今度はダ
イオード12、共振コンデンサ6、一次コイル2を順に通
って駆動電源3に至るルートで逆電流が流れ、共振コン
デンサ6の静電エネルギは一次コイル2の電磁エネルギ
に逆変換されて行く。このとき、MOS FET11の寄
生容量に蓄積された電荷はダイオード26に妨げられて一
次コイル2側へ流出しない。
たt2で、図1の回路のA点の電圧が零になり、このと
き、ダンパーダイオード5がオンしてダンパー期間が開
始し、グランド側からダンパーダイオード5を通って一
次コイル2側に電流が流れる。この逆電流の流れにより
A点の電圧が上昇してt3で駆動電源3の電源電圧EB
と同電位になると、ダンパーダイオード5はオフしてダ
ンパー期間が終了する。このとき、MOS FET11
はオフしているため、駆動電源3側からMOSFET1
1の寄生容量側と共振コンデンサ6側に電流が流れよう
とするが、本実施例ではダイオード12,13のクラン
プ回路14が設けられることで、共振コンデンサ6の両
端部の電圧(A点、B点の電圧)は共に駆動電源3の電
源電圧EBにクランプされてEBと同電位に保持される
ため、一次コイル2側から共振コンデンサ6側に電流が
流れることがなく、これにより、t3からt4の休止期
間において前記図13の(a)に示すようなノイズの原
因となる不要なパルス電圧PWが発生することがない。
オンすると、A点は接地されることとなり、駆動電源3
から一次コイル2を通る電流はMOS FET11を通っ
てグランド側に流れ、最初のt0 の状態に一致する。こ
れらt0 からt4 の動作の繰り返しにより、回路動作が
継続される。
つれ、MOS FET11のオン期間が長くなり、これに
より、一次コイル2に蓄えられる電磁エネルギが大きく
なって発生するフライバックパルスの波高値も高くなる
ので、高圧出力電圧の安定化が効果的に行われることと
なる。しかも、高圧出力電圧を制御するスイッチ素子を
MOS FET1個の素子によって構成したので、部品
点数が非常に少なくなり、回路構成も簡易となる。しか
も、ダンパー期間の終わりと次にMOS FET11がオ
ンするトランジスタ期間をオーバーラップさせる必要が
ないため、高圧出力電圧の安定化制御をMOS FET
11のオンタイミング制御で行うことが可能である。
FET11がオンするまでの休止期間は、共振コンデン
サ6の両端部の電圧が駆動電源3の電源電圧と同電位に
クランプされるので、駆動電源3から一次コイル2を通
って共振コンデンサ6に電流が流れることがなく、この
期間でノイズの原因となる不要なパルス電圧PWの発生
を防止することができる。
ランプ回路14は2個のダイオード12,13を用いただけの
極めて簡単な回路構成のものでよく、回路の複雑化を防
止できる。
中に破線で示すような、MOS FET11のオン期間を
ダンパー期間にオーバーラップさせるという制約がな
く、これにより、MOS FET11をスイッチ動作する
ドライブ信号のパルス幅を最大限水平ドライブ信号のパ
ルス幅まで広げることができ、極めて広い範囲に亙って
電圧制御が可能となる。
周期毎にチャージ、ディスチャージする共振型の回路の
ため、高圧出力電圧の安定化の応答性が極めて良く、高
圧安定化の制御性能を格段に高めることができる。
いる。この実施例は、共振コンデンサ6に並列に偏向ヨ
ークDY とS字補正コンデンサCS との直列回路を接続
して、高圧発生と偏向駆動の一体型の回路構成にすると
ともに、コンパレータ20とドライブ回路22との間にパル
ス幅リミッタ23を介設したものであり、それ以外の構成
は前記第1の実施例と同様である。
範囲の偏向駆動が可能なマルチスキャンタイプの回路で
は、偏向周波数が高周波数となる側でフライバックパル
スの波高値の上限電圧が設計段階で設定されている。本
実施例の回路では、ドライブ信号のパルス幅が最大水平
ドライブ信号の幅まで広くできる構成であるため、マル
チスキャン駆動を行う場合、低周波駆動時に、ドライブ
信号のパルス幅がHD信号まで目一杯広がると、MOS
FET11のオン期間が高周波駆動の場合よりも遙かに
長くなり、一次コイル2に流れる電流も大きくなる結
果、発生するフライバックパルスの波高値が高周波駆動
の場合よりも遙かに大きくなり、前記フライバックパル
スの波高値の上限電圧、つまり、設計上の上限電圧を越
えてしまうという問題が生じる。この実施例では、これ
を避けるために、パルス幅リミッタ23を設け、高周波駆
動を基準として設定した上限電圧を低周波偏向駆動にも
越えないようにドライブ信号のパルス幅を制限すること
によって、低周波から高周波にかけての広範囲な周波数
範囲のマルチスキャン駆動を支障なく行うことができる
ようにしている。
図4に示すように、共振コンデンサを6aと6bの直列
回路によって構成し、スイッチ19により、低周波数駆動
のときと高周波数駆動のときとで共振容量を切り換える
ようにすることもできる。
いる。この実施例は、クランプ回路14のダイオード1
2に並列にスイッチ素子のトランジスタ24を並列に接
続したことを特徴としており、それ以外の構成は前記第
1の実施例と同様である。前記第1および第2の実施例
におけるフライバックパルスの波形を誇張して描くと図
6の(a)に示したものとなる。第1および第2の実施
例では、MOS FET11がオフして駆動電源3側か
ら一次コイル2を経て共振コンデンサ6にLC直列共振
の電流が流れるとき、ダイオード12が逆向きのため、
この電流がグランド側に落ちないので、フライバックパ
ルスがピークとなったときに、ダイオード12がないと
きのピーク値よりも駆動電源3の電源電圧EBだけ持ち
上げられた格好の波形となり、パルス波形が左右非対称
となる。この実施例ではこれを避けるためにダイオード
12に並列にトランジスタ24を設け、フライバックパ
ルスを作成する期間でトランジスタ24をオンするよう
にしている。このトランジスタ24のオンにより、一次
コイル2側から共振コンデンサ6を通る電流はトランジ
スタ24を経てグランド側に流れることとなり、これに
より、フライバックパルスのピーク電圧は駆動電源3の
電源電圧EB分だけ持ち上げられることがなくなり、図
6の(b)に示すように、左右対称のフライバックパル
ス波形を得ることができる。
ンパー期間の終わりから次のMOSFET11がオンす
るまでの休止期間は、駆動電源3から一次コイル2を通
って流れようとする電流はクランプ回路14のクランプ
動作によってその電流の流れの逃げ場がないので、ダイ
オード26を設けない場合には、MOS FET11が
内蔵する寄生容量や共振コンデンサ6等に起因して回路
のA点等に図7に示すようにt3〜t4の区間(休止期
間)で振動成分のノイズが発生する。このノイズは陰極
線管の駆動に際し、特に、高周波数駆動の場合には害と
なる。この点に関し、上記各実施例では、MOS FE
T11のドレイン側あるいはソース側にダイオード26
が直列接続されることで、MOS FET11の寄生容
量を見かけ上減少させることができるので、前記t3〜
t4 の休止期間の振動成分を著しく小さくすることがで
きる。
ズを取り去る回路構成としては、例えば図8の(a)に
示すように、MOS FET11のベース側等、適宜の位
置に可飽和コア25を接続したり、あるいは図8の(b)
に示すように、ダイオード12に並列にスナバ回路27を接
続したりして、前記t3 〜t4 間の振動成分のノイズを
取り去るようにすることも可能である。
いる。この実施例は、ダイオード12と13により構成され
るクランプ回路14を省略し、MOS FET11のドレイ
ン側あるいはソース側(図ではドレイン側)にダイオー
ド26を接続したものであり、それ以外の構成は前記第1
の実施例と同様である。
路となっており、このようなクランプ回路14を省略した
回路としても、例えば、水平ドライブ信号の周波数が64
KHz以上で高周波数駆動を行う場合には、共振コンデン
サ6の静電容量を例えば1000PF以下と小さくできるの
で、前記図13に示すような不要な電圧パルスPW が発生
してもその大きさが小さいので不要電圧パルスPW によ
る支障をきたすことがなくなり、また、前記図7に示す
t3 〜t4 間で発生しようとする振動成分ノイズや図11
に示す不要パルスによる悪影響もダイオード26により防
止される結果、極めて簡易な構成の回路としても、精度
の高い回路駆動を行わせることができる。しかも、前記
各実施例と同様に、水平出力スイッチ素子として機能す
るMOSFET11のオン期間を制御するだけで、フライ
バックトランスの二次側出力の安定化動作を行うことが
でき、極めて実用性に優れた回路となる。
と、MOS FET11のオフ時に一次コイル2から寄生
容量にも電流が流れ込み、フライバックパルスのピーク
形成に寄与するが、共振動作における寄生容量の電荷は
ダイオード26により一次コイル2側への移動を阻止され
る。従って、容量成分からの電荷の放出は共振コンデン
サ6とトランスの分布容量から行われることになる。こ
のことからフライバックパルスの立ち上がり期間と立ち
下がり期間では周波数が異なることが理解できよう。寄
生容量に蓄積された電荷はMOS FET11がオンする
までそのまま維持される。
2と13のクランプ回路14を設けたり、MOS FE
T11に直列にダイオード26を設けているが、これら
のダイオード12,13,26を設けることにより、特
に、高周波数駆動においては、MOS FET11のス
イッチオン期間(トランジスタ期間)、つまり、MOS
FET11のオンパルス幅を可変制御することによ
り、フライバックトランス1の二次側出力HVをリニア
に制御できるという特徴的な効果が得られる。
フである。このグラフから判るように、前記図12に示す
基本回路の如く、ダイオードがダンパーダイオード5の
みの回路では、スイッチオン期間の極めて狭い区間で二
次側出力HV が急峻に立ち上がっており、このような狭
い区間でスイッチオン期間をきめ細かく制御するのが難
しくなり、また、この急峻な立ち上がり位置の左右両側
では、MOS FET11のスイッチオン期間を変化させ
ても、二次側出力はほぼ一定の値を示し、二次側出力を
リニアに可変制御できないものとなっている。このた
め、図12に示す基本回路の場合には、本実施例のMOS
FET11に対応するメインスイッチであるトランジス
タ4のオン期間を制御しても、二次側出力の可変制御を
行うことができず、したがって、従来の図12に示すよう
な基本回路にあっては、トランジスタ4のオンパルス幅
を制御して二次側出力HV を制御するということは思い
もよらないものとなっていた。
個のダイオード26を設けただけでも、スイッチオン期間
の広い範囲に亙って二次側出力HV が可変されており、
さらに、ダイオード26とクランプ回路のダイオード12,
13をともに設けた第1〜第3の実施例の回路では、スイ
ッチオン期間の広い範囲に亙って最も二次側出力HVを
リニアに可変することができており、これらの実験結果
から明らかな如く、クランプ回路のダイオード12,13と
MOS FET11に直列接続されるダイオード26を共に
設けることにより、あるいはダイオード26のみを設ける
ことにより、MOS FET11の1個のスイッチ素子の
オン期間を制御するだけで二次側出力HV をリニアに制
御できるという画期的な効果が得られている。
てもたらされる。図12に示すダンパーダイオード5のみ
の基本回路では、トランジスタ4がオンすることで、駆
動電源3からコイル2に電流が流れて、コイル2に電磁
エネルギが蓄えられ、トランジスタ4がオフすると電磁
エネルギが共振コンデンサ6に流れ、LC直列共振によ
り自由振動が始まるが、ダンパーダイオード5の作用に
より、コイル2の逆起電力が駆動電源3の電源電圧EB
以上になるとダンパー電流が流れ、図13の(a)に示す
パルス電圧がグランドレベルよりは下に落ちない構成と
なっている。その一方で、フライバックパルスVC の波
高値はトランジスタ4がオフするときのコイル2のコイ
ル電流IO に比例する。
ジスタ4がオンする時点での初期電流I1とするとI0
=(EB/L)ton+I1となる。Lはコイル2のイ
ンダクタンス、tonはトランジスタ4のオン時間であ
る。このことだけから考えれば、トランジスタ4のオン
期間を制御すれば二次側出力HVをリニアに制御できる
ことになるが、実際はダンパー期間にトランジスタ4を
オンさせてもトランジスタ電流が流れないため、このダ
ンパー期間が終わるまでは二次側出力は一定のままコン
トロールできない状態となる。図11に示すようにダン
パーダイオード5のみの回路の場合は、自由振動のレベ
ルも大きく休止期間内に再度のダンパー期間が複数箇所
存在する結果、二次側出力が可変する区間は狭い範囲と
なり、実際上、トランジスタ4のオン期間によって二次
側出力をリニアに制御することは困難となる。
回路14を設けた回路では、共振コンデンサ6の両端電圧
がクランプ回路14により電源電圧EB でクランプされる
ため、自由振動が防止され、不要パルスPW が発生する
ということがない。このため、MOS FET11のスイ
ッチオン期間を制御することにより、二次側出力を自在
に可変することができることとなる。
1の分布容量やMOS FET11の寄生容量が共振コン
デンサ6と同じ作用をするため、コイル2のインダクタ
ンスとの自由振動により、駆動電源3の電源電圧EB 以
上に逆バイアスされ、図11に示すように、走査期間中に
再度のダンパー期間を生じる。この再度のダンパー期間
とMOS FET11のオン期間が重なると、この区間は
二次側出力HV のコントロールがきかない区間となる。
OS FET11がオンする場合は、コイル2に流れる電
流I0 が変化し、それと等価となるダンパー電流も変化
することとなるため、ダンパーのオフ点が変化し、発振
状態を引き起こす。そうしたことから、不要な振動電流
を生じさせないように、何らかの電流阻止手段が必要で
ある。本実施例ではMOS FET11に直列にダイオー
ド26を入れることで、MOS FET11の寄生容量の影
響を減らし、図10に示したように、MOS FET11の
スイッチオン期間の制御によって、二次側出力HV をほ
ぼリニアに制御することが可能となったのである。ダイ
オード12,13によるクランプ回路14を設けた回路ではそ
のクランプ回路14のクランプ効果とあいまって、その効
果がさらに高められる。なお、MOS FET11の寄生
容量の影響を減少して自由振動パルスを防止する効果は
高周波になるほどその効果が顕著となるため、高周波駆
動の場合には、ダイオード12,13のクランプ回路14を省
略して、ダイオード26をMOS FET11に接続しただ
けでもその効果が大きく、ダイオード26を付けただけの
簡易な回路であっても、MOS FET11のスイッチオ
ン期間の制御によって二次側出力HV をほぼリニアにコ
ントロールすることが可能になる。また、高周波になる
ほど共振コンデンサの容量が小さくてよい。
なく、様々な実施の態様を採り得る。例えば、上記各実
施例の回路において、図1の鎖線で示すように二次コイ
ル7の高圧端側に平滑コンデンサ9を設けたり、高圧安
定化の応答性を高めるためのスピードアップコンデンサ
28を設けたものでもよい。また、各実施例の回路は、高
圧安定化の制御幅が広く、かつ、応答性が良いので、一
般的にはレギュレーションを改善するためのチョークコ
イルをフライバックトランス1の一次コイルに並列に接
続する必要は特にないが、もちろん、このチョークコイ
ルを一次コイル2に並列に接続してもよい。
取り出すために、分圧抵抗器15,16の直列回路を二次コ
イル7の一端側に接続しているが、通常の高電圧発生回
路では二次コイル側にフォーカス電圧とスクリーン電圧
を取り出す抵抗回路が接続されるので、この抵抗回路を
利用して高圧出力電圧を検出するようにしてもよい。
ード12に並列に接続するスイッチ素子をトランジスタ
24により構成したが、これをMOS FET等、他の
スイッチ素子を用いて構成することができる。
ランプ回路14を2個のダイオード12,13により構
成したが、このクランプ回路14はダンパー期間の終わ
りから次にスイッチオンまでの休止期間にかけて、共振
コンデンサ6の両端側の電圧を駆動電源3の電源電圧に
クランプできるものであればよく、ダイオード12,1
3以外の回路素子を用いて構成してもよい。もちろん、
第1〜第3の各実施例におけるクランプ回路14を省略
することも可能である。これらクランプ回路14を省略
しても、ダイオード26による顕著な効果が得られる。
OS FETのみのオン期間制御(オン期間のパルス幅
制御)により一次側で発生する電圧パルスの波高値の制
御、つまり二次側電圧の安定化制御ができるので、本発
明の回路を高圧発生用の電源回路として使用するとき、
高圧安定化回路の部品点数を少なく、かつ、回路構成を
非常に簡易にできる。その上、ダンパー期間の終わりか
ら次にMOS FETがオンするまでの休止期間に発生
しようとする不要パルスをMOS FETにダイオード
を直列に接続するだけで著しく小さくでき、このため、
部品点数を減らして不要パルス防止の回路構成を極めて
簡易にでき、回路コストの大幅な低減化が可能となる。
振コンデンサのチャージとディスチャージが行われる共
振型のため、高圧安定化の応答性が優れたものとなる。
してのMOS FETの寄生容量の影響を直列に接続さ
れるダイオードによって減少させる構成であるから、M
OSFETのオン期間をダンパー期間にオーバーラップ
させなければならないという制約がないので、MOS
FETのオンパルス幅を零からダンパー期間の終わりま
で広げることができ、電圧制御幅を従来に比べ格段に広
くすることができ、マルチスキャン用の高圧電源として
も最適なものとなる。その上、MOS FETのオン期
間制御をスイッチオンタイミングによって制御できると
いう効果も得られる。
電流をオン・オフ制御するMOSFETにダイオードを
直列に接続することで、そのMOS FETの寄生容量
を見かけ上減らすことができ、これにより、ダンパー期
間の終わりから次にスイッチ素子がオンする休止期間に
発生しようとする不要パルスや振動成分ノイズを抑制す
ることができ、これに伴い、スイッチオン期間(オン期
間のパルス幅)を可変制御することにより、二次側出力
をリニアに可変制御できるという画期的な効果を得るこ
とができる。特に、その効果は高周波数の回路駆動にお
いて顕著となる。
の実施例を示す回路図である。
る。
段を設けた回路の説明図である。
形と前記第1および第2の各実施例のフライバックパル
スの波形との比較説明図である。
期間にかけて発生する振動成分ノイズの説明図である。
である。
特性のグラフである。
間の発生状態の説明図である。
本回路図である。
る。
Claims (1)
- 【請求項1】 フライバックトランスの一次コイルに駆
動電源が接続され、また、一次コイル側には該一次コイ
ルに流れる電流をオン・オフ制御するスイッチ素子とし
てのMOS FETと、このMOS FETのオフ時に一
次コイルとの直列共振によってフライバックパルスを発
生する共振コンデンサと、前記MOSFETに流れる電
流の向きと逆向き電流をダンパー期間内に一次コイルに
流すダンパーダイオードとが接続されている他励発振型
の高圧発生用共振型電源回路において、前記一次コイル
に流れる電流をオン・オフ制御するスイッチ素子を前記
1個のMOS FETによって構成し、この1個のMO
S FETのオン期間をパルス幅制御することによっ
て、発生するフライバックパルスの波高値を制御する構
成と成し、この一次コイルに流れる電流をオン・オフ制
御するMOS FETには一次コイル側からMOS FE
Tに向かう方向を順方向としたダイオードが直列に接続
され、前記フライバックパルスの発生後にダンパーダイ
オードがオン動作となるダンパー期間の終わりから前記
MOS FETのオン期間の始まりの間に休止期間を存
在させ、この休止期間にMOS FETの寄生容量の電
荷が一次コイル側へ移動するのを前記MOS FETに
直列に接続されたダイオードにより阻止して、MOS
FETの寄生容量とフライバックトランスの一次コイル
間の直列共振に起因して休止期間に発生する不要パルス
を抑制したことを特徴とする高圧発生用共振型電源回
路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP02608396A JP3185172B2 (ja) | 1992-09-25 | 1996-01-19 | 高圧発生用共振型電源回路 |
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP28055592 | 1992-09-25 | ||
JP4-280555 | 1992-09-25 | ||
JP02608396A JP3185172B2 (ja) | 1992-09-25 | 1996-01-19 | 高圧発生用共振型電源回路 |
Related Parent Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5208985A Division JP2531008B2 (ja) | 1992-09-25 | 1993-07-29 | 共振型電源回路 |
Related Child Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000086425A Division JP2000341946A (ja) | 1992-09-25 | 2000-03-27 | 高圧発生用共振型電源回路の動作方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08256476A JPH08256476A (ja) | 1996-10-01 |
JP3185172B2 true JP3185172B2 (ja) | 2001-07-09 |
Family
ID=26363827
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP02608396A Expired - Lifetime JP3185172B2 (ja) | 1992-09-25 | 1996-01-19 | 高圧発生用共振型電源回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3185172B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3376936B2 (ja) * | 1999-02-04 | 2003-02-17 | 松下電器産業株式会社 | 電源回路 |
JP5556404B2 (ja) * | 2010-06-11 | 2014-07-23 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
-
1996
- 1996-01-19 JP JP02608396A patent/JP3185172B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH08256476A (ja) | 1996-10-01 |
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