JP3109667B1

JP3109667B1 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP3109667B1
Application number: JP11371259A
Authority: JP
Inventors: 昭広内田
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 1999-12-27
Filing date: 1999-12-27
Publication date: 2000-11-20
Anticipated expiration: 2019-12-27
Also published as: JP2001186759A

Abstract

【要約】【課題】ＤＣ−ＤＣコンバータのノイズの低減が要求
されている。【解決手段】スイッチング素子３とトランス２の１次
巻線８との直列回路を直流電源１に接続する。トランス
２に出力整流平滑回路４を接続する。スイッチング素子
３をオン・オフするための制御回路５を設ける。１次巻
線８に並列にサージ吸収回路６ａを接続する。サージ吸
収回路６ａを蓄積時間の長いダイオード２１と抵抗２０
とコンデンサ１７との直列回路で構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、負荷に直流電力を
供給するためのＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の典型的なＤＣ−ＤＣコンバータ
は、図１に示す例えば整流平滑回路から成る直流電源１
と、出力トランス２と、スイッチング素子３と、出力整
流平滑回路４と、制御回路５と、一般にスナバ（snubbe
r）回路と呼ばれているサージ吸収回路６とを有する。
トランス２は磁気コア７に巻き回され且つ相互に電磁結
合された１次及び２次巻線８、９を有する。ＦＥＴから
成るスイッチング素子３の第１及び第２の主端子として
ドレイン電極Ｄとソース電極Ｓ及び制御端子としてのゲ
ート電極Ｇを有する。スイッチング素子３の一方の端子
即ちドレイン電極Ｄはインダクタンスを有する１次巻線
８を介して直流電源１の一方の端子１ａに接続され、ス
イッチング素子３の他方の端子即ちソース電極Ｓは直流
電源１の他方の端子１ｂに接続されている。出力整流平
滑回路４は出力整流用ダイオード１０と出力平滑用コン
デンサ１１とから成る。１次巻線８と２次巻線９との極
性は図１で黒丸で示すように設定されている。従って、
２次巻線９に接続されたダイオード１０はスイッチング
素子３のオン期間に非導通に保たれ、オフ期間に導通状
態となる。平滑用コンデンサ１１はダイオード１０を介
して２次巻線９に並列接続されている。平滑用コンデン
サ１１に接続された対の出力端子１２、１３間に負荷１
４が接続されている。電圧検出回路１５は対の出力端子
１２、１３間の電圧を検出し、制御回路５に送る。電圧
検出回路１５は、一般には、出力電圧を検出するための
分圧抵抗と、基準電圧源と、誤差増幅器とから成り、分
圧抵抗から得られる出力電圧の検出値と基準電圧源の基
準電圧とが誤差増幅器に入力し、誤差増幅器の出力が電
圧検出信号又は電圧帰還制御となる。制御回路５は出力
端子１２、１３間の電圧を一定にするための制御信号を
形成し、これによってスイッチング素子３をオン・オフ
制御する。図１の制御回路５を概略的に示す図２から明
らかなように、この制御回路５は、鋸波発生器５ａと比
較器５ｂと駆動回路５ｃとから成り、例えば２０〜１５
０kHz 程度の周波数の鋸波電圧とライン１５ａの図１の
電圧検出回路１５の出力電圧とを比較して方形波パルス
を作成し、このパルスを含む制御信号を駆動回路５ｃを
介してスイッチング素子３のゲート電極Ｇに送る。な
お、電圧検出回路１５と制御回路５とは一般には光結合
されている。

【０００３】サージ吸収回路６は、ダイオード１６と、
サージ吸収用コンデンサ１７と抵抗１８とから成る。サ
ージ吸収用コンデンサ１７はダイオード１６を介して１
次巻線８に並列に接続されている。抵抗１８はサージ吸
収用コンデンサ１７に並列に接続されている。ダイオー
ド１６はスイッチング素子３がターンオフした時に１次
巻線８に発生する電圧で順方向バイアスされる向きに接
続されている。

【０００４】このＤＣ−ＤＣコンバータによって負荷１
４に電力を供給する時には、制御回路５から出力される
制御信号によってスイッチング素子３のゲート・ソース
間電圧Ｖ_GSを図３に示すように変化させ、これをオン・
オフする。スイッチング素子３のオン期間Ｔonには、電
源１と１次巻線８とスイッチング素子３とから成る閉回
路に電流が流れる。このオン期間には出力整流平滑用ダ
イオード１０が非導通であるので、トランス２のコア７
に磁気エネルギが蓄積される。スイッチング素子３のオ
フ期間Ｔoff には、トランス２の蓄積エネルギの放出に
よって２次巻線９に誘起した電圧で出力整流ダイオード
１０が導通し、出力平滑用コンデンサ１１及び負荷１４
に電力が供給される。

【０００５】ところで、１次巻線８に電流が流れている
状態でスイッチング素子３をオフ状態に転換すると、イ
ンダクタンスを有する１次巻線８に大きなサージ電圧が
発生する。もしサージ吸収回路６を設けなければ、１次
巻線８のサージ電圧と電源１の電圧Ｅs との和の電圧が
スイッチング素子３に加わり、スイッチング素子３が破
壊する恐れがある。しかし、サージ吸収回路６を設ける
と、スイッチング素子３のターンオフ時のサージ電圧の
吸収が生じる。即ち、ＤＣ−ＤＣコンバータの正常動作
中には、サージ吸収用コンデンサ１７が図１に示す極性
に充電されている。スイッチング素子３のターンオフ時
には、１次巻線８の電圧Ｖ1 がサージ吸収用コンデンサ
１７の電圧Ｖc よりも高くなるので、ダイオード１６が
導通状態となり、サージ電圧がコンデンサ１７で吸収さ
れる。ダイオード１６が導通状態の時には、１次巻線８
の電圧Ｖ1 がサージ吸収用コンデンサ１７でクランプさ
れる。その後、１次巻線８の電圧Ｖ1 がサージ吸収用コ
ンデンサ１７の電圧Ｖc よりも低くなると、ダイオード
１６が非導通状態となる。サージ吸収用コンデンサ１７
の放電電流が抵抗１８を介して流れるので、コンデンサ
１７の電圧Ｖc は徐々に低下するが、１次巻線８の電圧
Ｖ1 よりも低くなることはない。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、１次巻線８
は、図１で破線で示すように漏れインダクタンスＬ及び
寄生容量即ち浮遊容量Ｃ1を有し、更にスイッチング素
子３も浮遊容量Ｃ2を有する。なお、以下の説明におい
てＣ1＋Ｃ2を単に浮遊容量Ｃとする。漏れインダクタン
スＬは等価的に１次巻線８に直列に接続され、浮遊容量
Ｃは等価的に１次巻線８と漏れインダクタンスＬとの直
列回路に並列に接続される。この結果、ＬＣ共振回路即
ちリンギング回路が形成される。なお、浮遊容量Ｃはサ
ージ吸収用コンデンサ１７及び出力平滑用コンデンサ１
１の容量よりも大幅に小さい。また、ＬＣ共振回路の共
振周波数ｆ0 は１／｛２π√（ＬＣ）｝即ち１／｛２π（ＬＣ）^1/2｝になる。このＬＣ共振回路のインダクタンスＬは１次巻
線８に等価的に直列に接続されているので、スイッチン
グ素子３のドレイン・ソース間電圧は、電源１の電圧Ｅ
s と１次巻線８の電圧Ｖ1 と共振によるインダクタンス
Ｌの電圧Ｖr との和になる。この結果、サージ吸収回路
６を設けたにも拘らず、ダイオード１６が比較的短い蓄
積時間を経過して非導通になった後にリンギングが生
じ、図３のｔ1 〜ｔ2 期間及び図４のｔ1以後に示すよ
うにドレイン・ソース間電圧Ｖ_DSが比較的高い値にな
る。図４を参照して、スイッチング素子３のタ−ンオフ
時の動作を更に詳しく説明する。図４のＶ_DSの波形は図
３のＶ_DSの波形の一部を拡大して示し、Ｉｄはダイオ−
ド１６の電流を示す。スイッチング素子３が図４のｔ1
でタ‐ンオフ制御されると、ドレイン・ソ−ス間電圧Ｖ
_DSがサ−ジ電圧を伴う高い電圧になる。しかし、ｔ2〜
ｔ5に示すように僅かな遅れを有してダイオ−ド16の電
流Ｉｄが流れるので、ドレイン・ソ−ス間電圧Ｖ_DSが制
限される。ダイオ−ド１６の電流Ｉｄはｔ2〜ｔ3区間で
正方向に流れ、ｔ3〜ｔ5区間で逆方向に流れる。ｔ3〜
ｔ5区間は逆回復時間ｔrrであり、ｔ3〜ｔ4区間は蓄積
時間tsである。ｔ4〜ｔ5区間はダイオ−ド16のｐｎ接合
において、逆方向阻止能力が回復するように空乏層が広
がるために必要な時間であり、一般にｔｄで示される。
電気回路的にダイオ−ド１６は蓄積時間ｔｓが終了する
までオン状態とみなすことができるので、図4において
ｔ4まではＬＣのリンギング回路がダイオ−ド１６を介
してコンデンサ１７に並列接続されている。この結果、
ｔ4時点まではＬＣによるリンギングが阻止されてい
る。しかし、ｔ4後にリンギングが開始する。ｔ6時でリ
ンギングの電圧がコンデンサ１７の電圧よりも高くなろ
うとすると、ｔ6〜ｔ7区間に示すように再び抑制され
る。図4ではｔ7以後にはダイオ−ド１６がオンになら
ず、サ−ジ吸収効果を伴わないリンギングが発生し、こ
のレベルが徐々に低下する。上述のようにリンギングが
発生すると、これが高周波ノイズとなり、外部回路を妨
害する。また、スイッチング素子３のドレイン・ソース
間の耐圧が低い時には、リンギングによってスイッチン
グ素子３が破壊する。図１の直流電源１は、一般には、
交流電源に接続した整流平滑回路から成るので、上述の
高周波ノイズを除去するために交流入力ラインに比較的
高いインピーダンスのノイズ除去用フィルタを設けるこ
とが必要になり、電源装置全体の効率低下、コストアッ
プ、外形寸法の増大を招く。

【０００７】そこで、本発明の目的は、スイッチング素
子のターンオフ時におけるリングングを防止又は抑制す
ることができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することに
ある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、負荷に直流電力を供給
するためのＤＣ−ＤＣコンバータであって、直流電圧を
供給する直流電源と、前記直流電圧を繰返してオン・オ
フするために前記直流電源の一端と他端との間に接続さ
れ、且つ第１及び第２の主端子と制御端子とを有してい
るスイッチング素子と、前記スイッチング素子を介して
前記直流電源の一端と他端との間に接続された巻線を有
し且つ前記巻線は漏れインダクタンスと浮遊容量とを有
しているトランスと、前記トランスに接続された出力整
流平滑回路と、前記スイッチング素子をオン・オフ制御
するための制御回路と、前記スイッチング素子のターン
オフ時に前記スイッチング素子に印加されるサージ電圧
を吸収することができるように前記トランスの巻線に接
続されたサージ吸収回路とを備えたＤＣ-ＤＣコンバ−
タであって、前記サージ吸収回路が、前記巻線に対して
並列に接続されたサージ吸収用コンデンサと、前記スイ
ッチング素子がオン状態の時に非導通状態に保たれ、前
記スイッチング素子のターンオフ時に順方向バイアスさ
れる方向性を有して前記サージ吸収用コンデンサに直列
に接続され、且つ少なくとも前記巻線の漏れインダクタ
ンスと前記浮遊容量とに基づいて前記巻線に生じる振動
電圧の周期の１／２よりも長く且つ前記スイッチング素
子の最小オフ期間よりも短い１２５ｎｓ〜7μｓの範囲
の蓄積時間を有している整流ダイオードと、前記サージ
吸収用コンデンサと前記整流ダイオードとの両方に直列
に接続された直列抵抗とを有していることを特徴とする
ＤＣ−ＤＣコンバータに係わるものである。

【０００９】なお、請求項２に示すように、サージ吸収
用コンデンサに並列に放電用の並列抵抗を接続すること
ができる。また、請求項３に示すように並列抵抗を、サ
ージ吸収用コンデンサと直列抵抗との直列回路に対して
並列に接続することができる。また、請求項４に示すよ
うに蓄積時間の長い整流ダイオードよりも短い蓄積時間
の別の整流ダイオードを直列抵抗に対して並列に接続す
ることができる。また、請求項５に示すように直列抵抗
と整流ダイオードとを同一の包囲体に収容することがで
きる。また、請求項６に示すようにサージ吸収回路をト
ランスの巻線に対して並列に接続することができる。ま
た、請求項７に示すようにサージ吸収回路をスイッチン
グ素子に対して並列に接続することができる。

【００１０】

【発明の効果】各請求項の発明によれば次の効果を得る
ことができる。（１）スイッチング素子がターンオフ制御された時に
巻線に発生する高電圧（サージ電圧）によって整流ダイ
オードを通ってサージ吸収用コンデンサに電流が流れ、
サージ電圧が吸収される。その後、整流ダイオードは逆
バイアス状態となるが、比較的長い蓄積時間を有するた
めに逆バイアス状態であるにも拘らず、導通状態を維持
する。従って、巻線に対してサージ吸収用コンデンサが
並列的に接続された状態が比較的長い期間維持される。
この結果、浮遊容量がダイオードを介してサージ吸収用
コンデンサに対して並列的に接続された状態となり、巻
線の漏れインダクタンスと浮遊容量とによるリンギング
が抑制又は禁止される。この結果、リンギングによるノ
イズの発生が抑制され、且つリンギングによるスイッチ
ング素子の破壊が防止される。（２）サージ吸収後におけるサージ吸収用コンデンサ
の電荷が巻線を通って放出されるので、出力側又は電源
側に電力が回生され、効率が向上する。

【００１１】また、請求項２及び３の発明によれば、サ
ージ吸収用コンデンサの放電調整の自由度が高くなる。
また、請求項４の発明によれば、直列抵抗の影響を除去
してターンオフ直後のサージ吸収を迅速に行うことがで
きる。また、請求項５の発明によれば、直列抵抗と整流
ダイオードとの一体化によって部品点数を低減し、コス
トの低減及び小型化を図ることができる。

【００１２】

【実施形態及び実施例】次に、図５〜図１３を参照して
本発明の実施形態及び実施例を説明する。但し、図５〜
図１３において、図１〜図４と実質的に同一部分には同
一の符号を付してその説明を省略する。また、図５〜図
１３において相互に共通する部分には同一の符号を付
し、これを一方のみで詳しく説明し、他方でのこの説明
は省略する。なお、以下の説明においても、必要に応じ
て図１〜図４も参照する。

【００１３】

【第１の実施例】図５に示す第１の実施例のＤＣ−ＤＣ
コンバータは、図１のＤＣ−ＤＣコンバータのサージ吸
収回路６の代りに改良されたサージ吸収回路６ａを設け
た他は、図１と同一に構成したものである。

【００１４】図５の改良されたサージ吸収回路６ａは、
図１のサージ吸収回路６に抵抗２０を付加し、且つ図１
の整流ダイオード１６を蓄積時間ｔｓの長い整流ダイオ
ード２１に置き換えた他は図１と同一に構成したもので
ある。

【００１５】抵抗２０は１次巻線８の電圧のリンギング
のエネルギを消費するものであって、整流ダイオード２
１及びサージ吸収用コンデンサ１７の両方に対して直列
に接続されている。従って、この抵抗２０を直列抵抗と
呼ぶことにする。この直列抵抗２０の抵抗値は、直流電
源１の電圧Ｅs が１４０Ｖ〜２８０Ｖ程度の時に１０〜
３３０Ω程度となるように設定され、図５の実施例では
約４７Ωである。サージ吸収用コンデンサ１７と直列抵
抗２０との直列回路に対して並列に接続された放電用抵
抗１８は、好ましくは直列抵抗２０よりも大きい値に設
定される。なお、この抵抗１８を直列抵抗２０と区別す
るために並列抵抗と呼ぶことにする。この並列抵抗１８
は省くことも可能であるが、サージ吸収用コンデンサ１
７の放電設定の自由度を高めるために設けることが望ま
しい。

【００１６】本実施例の整流ダイオード２１は、図１の
ダイオード１６と同様にスイッチング素子３のターンオ
フ時の１次巻線８の電圧Ｖ1 で順方向バイアスされる向
きを有して巻線８とサージ吸収用コンデンサ１７との間
に接続されている。従って、整流ダイオード２１と直列
抵抗２０とサージ吸収用コンデンサ１７との直列回路が
１次巻線８に対して並列に接続されている。

【００１７】整流ダイオード２１の少数キャリアの蓄積
時間ｔｓは、サージ吸収回路６ａを設けない状態でスイ
ッチング素子３をオフの時に１次巻線８の電圧に生じる
振動電圧の周期Ｔ１の１／２よりも長く且つスイッチン
グ素子３の最小オフ期間よりも短い値を有する。なお、
スイッチング素子３のオフ時における１次巻線８に生じ
る振動電圧とは図３及び図４に示すものであって、スイ
ッチング素子３のオフ状態における１次巻線８のインダ
クタンスＬとこの浮遊容量Ｃ1とスイッチング素子３の
浮遊容量Ｃ2との合計Ｃとの共振回路によるものであ
り、スイッチング素子３のオン・オフ周波数よりも十分
に高い周波数を有する。スイッチング素子３のオフ時の
１次巻線８のインダクタンスは１次巻線８の漏れインダ
クタンスに相当する。ダイオード２１の好ましい蓄積時
間は、図３に示すｔ1 〜ｔ2 のＬＣ共振によるリンギン
グの発生期間である。リンギングの周波数は約４MHz程
度であり、リンギング期間は約２．５μs 程度、オフ期
間は７μｓ程度、リンギング周期は２５０ｎｓ程度であ
るので、ダイオード２１の蓄積時間は１２５ｎｓから７
μｓの範囲、より好ましくは１２５〜５００ｎｓ程度
が望ましい。このダイオード２１の蓄積時間は例えば３
００ｎｓであって出力整流用ダイオード１０及び図１の
ダイオード１６の蓄積時間（約６０ｎｓ）よりも大幅に
長い。

【００１８】ダイオード２１はステップ状に順方向電流
を流した時の順方向電圧ＶF の立上り時の値が低いもの
から成る。ダイオード２１のこの特性として、ステップ
状に１０ｍＡの電流を流した時の順方向の立上り時のピ
ーク値は６.４Ｖである。蓄積時間ｔｓ及び順方向電流
の立上り特性を満足するダイオ−ド２１としてサンケン
電気株式会社が製造しているダイオ−ドＳＡＲＳ０１を
使用することができる。

【００１９】次に、図６及び図７を参照して図５のＤＣ
−ＤＣコンバータの動作を説明する。図５のＤＣ−ＤＣ
コンバータは、サージ吸収回路６ａの動作を除いて図１
のＤＣ−ＤＣコンバータと同様に動作する。即ち、スイ
ッチング素子３のゲート・ソース間電圧Ｖ_GSを図６に示
すように断続的に高レベルにすることによってスイッチ
ング素子３がオン・オフ動作し、オン期間Ｔonにトラン
ス２にエネルギが蓄積され、これがオフ期間Ｔoff に放
出されてコンデンサ１１及び負荷１４に供給される。電
圧検出回路１５及び制御回路５による出力電圧の調整も
図１のＤＣ−ＤＣコンバータと同様に行われる。

【００２０】スイッチング素子３が図６の例えばｔ1 で
オフ状態に転換すると、１次巻線８にサージ電圧が発生
するが、ダイオード２１がオンになるために、サージ電
圧がコンデンサ１７で抑制され、スイッチング素子３の
ドレイン・ソース間電圧Ｖ_DSはさほど高い電圧にならな
い。サージ電圧の吸収でコンデンサ１７の電圧が高くな
ると、ダイオード２１に逆方向電圧が印加される。ダイ
オード２１にはサージ電圧吸収時に流れた順方向電流の
少数キャリアが蓄積されているため、逆方向電圧が印加
されてもダイオード２１は導通状態を維持し、図７のｔ
3〜ｔ5に示すようにダイオ−ド２１の電流Ｉｄが逆方向
に流れる。図７においてｔ3〜ｔ4は蓄積時間ｔｓであ
り、ｔ4〜ｔ５のｔｄは、ダイオ−ド２１のｐｎ接合に
おいて空乏層が広がる時間である。蓄積時間ｔｓの間
は、１次巻線８及びスイッチング素子３等の浮遊容量Ｃ
がダイオ−ド２１と振動エネルギ吸収用抵抗２０を介し
てコンデンサ１７に並列に接続された状態となり、１次
巻線８のＬＣによる高い周波数の共振回路の形成が阻止
され、これよりも十分に低い周波数の共振回路が形成さ
れる。この結果、１次巻線８の電圧がリンギングしなく
なり、スイッチング素子３のドレイン・ソース間電圧Ｖ
_DSは図６のｔ1 時点で極めて低いレベルのサージ電圧と
なった後に傾斜を有して低下し、ｔ2 時点よりも少し前
でほぼ一定の値になる。図６のｔ1直後でドレイン・ソ
−ス間電圧Ｖ_DSが低いのは、順方向電流の立上り時にお
ける抵抗及び電圧Ｖ_Fが低いダイオ−ド２１を使用して
いるためである。なお、ダイオ−ド２１の蓄積時間ｔｓ
を比較的短い１５０ｎｓ程度にすればスイッチング素子
のドレイン・ソ−ス間電圧Ｖ_DS及びダイオ−ド２１の電
流Idは図８に示すように変化する。この場合には低いレ
ベルでリンギングが生じるが、このリンギングは図１の
従来よりは改善される。上述のようにリンギングによる
高周波ノイズが発生しないと、外部回路に対する妨害が
少なくなる。また、電源１を整流平滑回路で構成する場
合においては、この入力交流ラインにリンギングによる
ノイズを除去するためのフィルタを接続することが不要
になり、電源装置全体の効率向上及び小型化及び低コス
ト化を図ることができる。

【００２１】図５のＤＣ−ＤＣコンバータでは、ダイオ
ード２１が蓄積時間で導通している間に、コンデンサ１
７、抵抗２０、ダイオード２１、１次巻線８の閉回路に
オン期間Ｔonの電流とは逆向きの電流が流れる。このた
め、コンデンサ１７の放出エネルギが２次巻線９側に回
生され、効率向上に寄与する。即ち、抵抗１８を介して
コンデンサ１７の放電の全部を行なわないで、１次巻線
８に回生することができる。

【００２２】

【第２の実施例】図９に示す第２の実施例のＤＣ−ＤＣ
コンバータは、図５のＤＣ−ＤＣコンバータのサージ吸
収回路６ａをサージ吸収回路６ｂに変形し、この他は図
５と同一に形成したものである。図９のサージ吸収回路
６ｂは図５のサージ吸収回路６ａの並列抵抗１８をコン
デンサ１７に直接に並列接続した他は、図５と同一に形
成したものである。但し、図１０に示すように直列抵抗
２０はダイオード２１と一体に形成されている。

【００２３】抵抗１８、２０の接続位置を図９に示すよ
うに変形したサージ吸収回路６ｂの動作は図５のサージ
吸収回路６ａと実質的に同一であり、同一の作用効果を
得ることができる。

【００２４】この第２の実施例では、更に、抵抗２０と
ダイオード２１とが図１０に示すように包囲体としての
同一の樹脂封止体２３に収容されているので、両者を１
つの複合部品２４として取り扱うことができ、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの小型化、低コスト化を図ることができ
る。図１０の複合部品２４では、抵抗体チップから成る
抵抗２０と半導体チップから成るダイオード２１とがろ
う材２５で接合され、一方の端子２６がろう材２７で抵
抗２０に接合され、他方の端子２８がろう材２９でダイ
オード２１に接合されている。

【００２５】

【第３の実施例】図１１に示す第３の実施例のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは、図５のサージ吸収回路６ａを変形した
サージ吸収回路６ｃを設け、この他は図４と同一に構成
したものである。図１１のサージ吸収回路６ｃは図５の
サージ吸収回路６ａに第２の整流ダイオード１６ａを付
加したものに相当する。即ち、図１１のサージ吸収回路
６ｃは、第１の整流ダイオード２１と直列抵抗２０とコ
ンデンサ１７との直列回路を図５と同様に有する。しか
し、並列抵抗１８は図９と同様にコンデンサ１７に直接
に並列接続されている。第２の整流ダイオード１６ａは
直列抵抗２０に並列に接続されている。第２の整流ダイ
オード１６ａは第１の整流ダイオード２１よりも蓄積時
間ｔｓが短いものであり、図１の従来の整流ダイオード
１６と同様な電気的特性を有する。

【００２６】図１１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいてス
イッチング素子３がターンオフした時には１次巻線８の
電圧によって第１及び第２の整流ダイオード２１、１６
ａが導通し、これ等を通ってコンデンサ１７にサージ電
流が流れる。従って、第２の整流ダイオード１６ａは直
列抵抗２０のバイパスとして機能している。コンデンサ
１７がサージ電圧を吸収し、この電圧Ｖc が高くなる
と、第１及び第２の整流ダイオード２１、１６ａは逆バ
イアス状態になる。第２の整流ダイオード１６ａは蓄積
時間が短いので、比較的短時間の内にオフ状態になる
が、第１の整流ダイオード２１は蓄積時間が長いので、
オン状態に保たれ、図５の場合と同様にコンデンサ１７
と抵抗２０と第１の整流ダイオード２１との直列回路が
１次巻線８に並列に接続され、１次巻線８の電圧Ｖ1 の
リンギングが防止される。従って、第３の実施例は第１
の実施例と同一の効果を有し、更に、第２の整流ダイオ
ード１６ａによるバイパス作用によってサージ吸収を迅
速に行うことができるという効果を有する。

【００２７】

【第４の実施例】図１２に示す第４の実施例のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは、サージ吸収回路６ｄをスイッチング素
子３に並列に接続し、この他は図５と同一に構成したも
のである。サージ吸収回路６ｄの接続箇所を図１２に示
すように変形しても、図１２のサ−ジ吸収回路６ｄは図
５のサ−ジ吸収回路６ａと同一であるので、第１の実施
例と同様な作用効果を得ることができる。なお、図１２
の場合には、コンデンサ１７がサージ電圧を吸収した後
のダイオード２１の蓄積時間中は、コンデンサ１７が電
源１と１次巻線８との直列回路に対して並列に接続され
た状態となり、１次巻線８のＬＣによるリンギング電圧
が抑制される。なお、図９及び図１１のサージ吸収回路
６ｂ、６ｃを図１２と同様にスイッチング素子３に並列
に接続することができる。

【００２８】

【第５の実施例】図１３に示す第５の実施例のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは、図５の出力整流平滑回路４を変形した
出力整流平滑回路４ａを設け、且つ２次巻線９の極性を
図５と逆にした他は図５と同一に構成したものである。

【００２９】即ち、図１３のＤＣ−ＤＣコンバータはフ
ォワード型であって、スイッチング素子３がオンの時に
２次巻線９から負荷１４及びコンデンサ１１に電力を供
給するように構成されている。従って、出力整流平滑回
路４ａは出力整流ダイオード１０と平滑用コンデンサ１
１の他にリアクトル３０と整流用ダイオード３１とを有
している。なお、リアクトル３０はダイオード１０とコ
ンデンサ１１との間に接続され、整流用ダイオード３１
はリアクトル３０とコンデンサ１１とに対して並列に接
続されている。図１３のフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータにおいてもサージ吸収回路６ａは図５の場合と同様
な効果を発揮する。なお、図１３のサージ吸収回路６ａ
を図９、図１１及び図１２のサージ吸収回路６ｂ、６
ｃ、６に変形することもできる。

【００３０】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。（１）スイッチング素子３をＦＥＴに限ることなく、
バイポーラトランジスタ等の半導体スイッチとすること
ができる。（２）トランス２を単巻トランス構成とすることもで
きる。（３）制御電源を形成するためにトランス２に３次巻
線を設けることができる。（４）電流帰還制御を行うためにスイッチング素子３
に直列に電流検出用抵抗を接続することができる。（５）制御回路５を変形してスイッチング素子３のオ
ン・オフ制御形態を変えることができる。また、ＲＣＣ
型等の自励式ＤＣ-ＤＣコンバ−タとすることができ
る。（６）電源１を電池とすることもできる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図であ
る。

【図２】図１の制御回路を概略的に示すブロック図であ
る。

【図３】図１の各部の電圧を概略的に示す波形図であ
る。

【図４】図３のＶ_DSの一部及びダイオ−ド１６の電流を
示す波形図である。

【図５】第１の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回
路図である。

【図６】図５の各部の電圧を概略的に示す波形図であ
る。

【図７】図６のＶ_DSの一部及び図１のダイオ−ド２１の
電流を示す波形図である。

【図８】図５のダイオ−ド２１の蓄積時間を短くした場
合のＶ_DS及びIdを図７と同様に示す波形図である。

【図９】第２の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回
路図である。

【図１０】図６のダイオードと抵抗の複合素子を概略的
に示す断面図である。

【図１１】第３の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す
回路図である。

【図１２】第４の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す
回路図である。

【図１３】第５の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す
回路図である。

【符号の説明】

１電源２トランス３スイッチング素子４整流平滑回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/28 G05F 1/10 304

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】負荷に直流電力を供給するためのＤＣ−
ＤＣコンバータであって、直流電圧を供給する直流電源と、前記直流電圧を繰返してオン・オフするために前記直流
電源の一端と他端との間に接続され、且つ第１及び第２
の主端子と制御端子とを有しているスイッチング素子
と、前記スイッチング素子を介して前記直流電源の一端と他
端との間に接続された巻線を有し且つ前記巻線は漏れイ
ンダクタンスと浮遊容量とを有しているトランスと、前記トランスに接続された出力整流平滑回路と、前記スイッチング素子をオン・オフ制御するための制御
回路と、前記スイッチング素子のターンオフ時に前記スイッチン
グ素子に印加されるサージ電圧を吸収することができる
ように前記トランスの巻線に接続されたサージ吸収回路
とを備えたＤＣ-ＤＣコンバ−タであって、前記サージ
吸収回路が、前記巻線に対して並列に接続されたサージ吸収用コンデ
ンサと、前記スイッチング素子がオン状態の時に非導通状態に保
たれ、前記スイッチング素子のターンオフ時に順方向バ
イアスされる方向性を有して前記サージ吸収用コンデン
サに直列に接続され、且つ少なくとも前記巻線の漏れイ
ンダクタンスと前記浮遊容量とに基づいて前記巻線に生
じる振動電圧の周期の１／２よりも長く且つ前記スイッ
チング素子の最小オフ期間よりも短い１２５ｎｓ〜７μ
ｓの範囲の蓄積時間を有している整流ダイオードと、前記サージ吸収用コンデンサと前記整流ダイオードとの
両方に直列に接続された直列抵抗とを有していることを
特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】前記サージ吸収回路は、更に、前記サー
ジ吸収用コンデンサに対して並列に接続された放電用の
並列抵抗を有していることを特徴とする請求項１記載の
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】前記並列抵抗は、前記サージ吸収用コン
デンサと前記直列抵抗との直列回路に対して並列に接続
されていることを特徴とする請求項２記載のＤＣ−ＤＣ
コンバータ。
【請求項４】前記サージ吸収回路は、更に、前記整流
ダイオードの蓄積時間よりも短い蓄積時間を有する別の
整流ダイオードを有し、この別の整流ダイオードは前記
直列抵抗に並列に接続されていることを特徴とする請求
項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】前記直列抵抗は前記整流ダイオードと同
一の包囲体に収容されていることを特徴とする請求項１
又は２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】前記サージ吸収回路は、前記巻線に対し
て並列に接続されていることを特徴とする請求項１乃至
５のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】前記サージ吸収回路は、前記スイッチン
グ素子に対して並列に接続されていることを特徴とする
請求項１乃至５のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバー
タ。