JP3514600B2 - スイッチング電源及びその制御方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】 本発明は、スイッチング半導体
素子のスイッチング時の急激な電圧や電流の変化により
発生するサ−ジ電圧からスイッチング半導体素子を保護
するためのスナバ回路を備えたスイッチング電源に関す
る。

【０００２】

【従来技術】 従来の代表的なスイッチング電源として
図１１に示すような回路構成のものがある。このスイッ
チング電源では、直流電源１と変圧器２の１次巻線とＭ
ＯＳＦＥＴのようなスイッチング半導体素子３とが直列
接続されている。そして互いに直列接続された第１のダ
イオ−ド４と第１のコンデンサ５とが、図示の方向でス
イッチング半導体素子３に跨がって並列接続される。変
圧器２の２次巻線側には、整流用ダイオード６と、フリ
ーホイリングダイオード７と、平滑用インダクタ８と、
平滑用コンデンサ９と、負荷１０とが接続される。な
お、１１^" は第１のダイオ−ド４のカソ−ド側と直流電
源１の正極の間に接続された抵抗、１２はスイッチング
半導体素子３の寄生容量、又はその寄生容量と並列接続
されたコンデンサの合成容量、１３は制御回路、１４は
スイッチング半導体素子３に並列接続された第２のダイ
オード、又はスイッチング半導体素子３がＭＯＳＦＥＴ
の場合のボディドレインダイオードを示している。

【０００３】 次にこの回路の代表的な動作を図１２を
参照して説明する。

【０００４】 期間１（ｔ１＜ｔ≦ｔ２） 時刻ｔ１で、スイッチング半導体素子３がオフすると、
それまでスイッチング半導体素子３を流れていた電流が
コンデンサ１２に流れ込み、スイッチング半導体素子３
の電圧Ｖ１が急速に上昇して直流電源１の電圧Ｅｉと等
しくなった時点で、変圧器２の巻線に印加されていた電
圧がゼロとなる。この間、スイッチング半導体素子の電
圧Ｖ１はほぼ直線的に上昇する。変圧器２の巻線電圧が
ゼロとなると、今まで変圧器２の電圧によって逆バイア
スされていたフリ−ホイリングダイオ−ド７が導通する
ことにより、負荷電流はフーリーホイリングダイオード
７と整流用ダイオード６に流れ、変圧器２の２次巻線を
短絡状態にする。この時刻をｔ２とする。

【０００５】 期間２（ｔ２＜ｔ≦ｔ３） 時刻ｔ２で変圧器２の２次巻線が短絡されるので、変圧
器２の励磁電流は、時刻ｔ２の値を保持し一定に保たれ
る。コンデンサ１２には、それまで負荷電流の１次側換
算電流と励磁電流が流れ込んでいたが、負荷電流がフリ
−ホイリングダイオ−ド７に移行するため減少する。し
かし、変圧器２のリ−ケイジインダクタンスと配線のイ
ンダクタンスが存在するために、直ちにゼロにならな
い。コンデンサ１２に充電電流が流れ続けることでスイ
ッチング半導体素子３の電圧Ｖ１はさらに上昇し続け、
第２のコンデンサ５の電圧に達すると、第１のダイオ−
ド４が導通を開始する。この時刻をｔ３とする。

【０００６】 期間３（ｔ３＜ｔ≦ｔ４） 時刻ｔ３で第１のダイオ−ド４が導通したことでスイッ
チング半導体素子３の電圧Ｖ１は、第１のコンデンサ５
の容量がコンデンサ１２の容量と比べ充分大きく選定し
てあるために、第１のコンデンサ５の電圧でクランプさ
れる。第２のコンデンサ１２と第１のコンデンサ５の充
電電流が変圧器２の励磁電流の値まで減少すると整流用
ダイオ−ド６が非導通となり、変圧器２の２次巻線の短
絡状態が解除される。この時刻をｔ４とする。

【０００７】 期間４（ｔ４＜ｔ≦ｔ５） 時刻ｔ４において、変圧器２の２次巻線の短絡状態が解
除され、一定に保っていた励磁電流は減少し始める。ま
た、変圧器２には第１のコンデンサ５と電源電圧の差の
電圧が加わり励磁電流をリッセットさせるようになる。
スイッチング半導体素子３の電圧Ｖ１は、期間３に引き
続き第１のコンデンサ５の電圧でクランプされる。変圧
器２の励磁電流がゼロになる時刻をｔ５とする。

【０００８】 期間５（ｔ５＜ｔ≦ｔ６） 時刻ｔ５において、コンデンサ１２とコンデンサ５の充
電電流がゼロになると、ダイオ−ド４が非導通になり、
コンデンサ１２から変圧器２の１次巻線と直流電源１の
ル−プで放電電流が流れ始める。この後、出力電圧を安
定化するように制御する制御回路１３からの制御信号に
よりスイッチング半導体素子３がオンする。この時刻を
ｔ６とする。

【０００９】 期間６（ｔ６＜ｔ≦ｔ８） 時刻ｔ６において、スイッチング半導体素子３がオンす
ると、整流用ダイオ−ド６が導通する。変圧器２のリー
ケージインダクタンスのために整流用ダイオード６の電
流の立ち上がりが制限されるため、フリ−ホイリングダ
イオ−ド７が引き続きオンするので、変圧器２の２次巻
線は短絡状態となる。このとき、直流電源電圧Ｅｉを変
圧器２のリ−ケイジインダクタンスが負担するので、ス
イッチング半導体素子３の電流と整流用ダイオ−ド６の
電流は、直線的に増加する。整流用ダイオ−ド６の電流
が平滑用インダクタ８の電流と等しくなると、フリ−ホ
イリングダイオ−ド７が非導通になる。この時刻をｔ７
とする。フリ−ホイリングダイオ−ド７が非導通になる
と、直流電源１から変圧器２の２次側にスイッチング半
導体素子３、変圧器２、整流用ダイオ−ド６を介して電
力が供給される。この期間は、スイッチング半導体素子
３がオフするまで続く。この時刻をｔ８とする。

【００１０】 この後、期間１の動作に戻り、前述の動
作を繰り返す。

【００１１】 この回路は、前述したように期間５で第
１のダイオ−ド４が非導通になった後、スイッチング半
導体素子３がオンする。このとき、第１のダイオ−ド４
の逆方向導通が終了していない場合、第１のダイオ−ド
４と第１のコンデンサ５とスイッチング半導体素子３の
ル−プで短絡電流が流れ、損失やノイズの増加の原因と
なる。そのため、この回路では、第１のダイオ−ド４と
して、キャリア・ライフタイムの短いダイオ−ドが必要
となる。

【００１２】 また、第１のコンデンサ５に流れ込む電
流の平均値と同じ電流が抵抗１１”を通して放電される
ので、抵抗１１”の損失が大きくなる。しかしながら、
このようなスイッチング回路は、充電された電力を抵抗
１１”を通して直流電源に戻すため、抵抗１１”のロス
が大きくなり、効率を低下させる原因となっていた。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】 本発明は、この発明
の技術思想をできるだけ有効にするために、スイッチン
グ周期と同等以上のキャリア・ライフタイムをもつ電荷
蓄積型ダイオードと、そのダイオードの順方向導通時に
はインダクタンス手段からのエネルギを蓄え、そのダイ
オードの逆方向導通時には前記エネルギを電源に戻すと
共に、スイッチング素子の両端の電圧をクランプする電
圧クランプ手段と、前記電荷蓄積型ダイオードの逆方向
導通時に放出できなかった部分の前記エネルギを放電す
る放電回路を備えることにより、回路部品を増やすこと
なく、電力損失を低減し得るスイッチング電源及びその
制御方法を提供することを目的としている。

【００１４】

【問題を解決するための手段】前述のような問題を解決
するため、請求項１の発明では、直流電源から負荷に至
る電流路を選択的に開閉するスイッチング半導体素子
と、該スイッチング半導体素子に直列に接続されるイン
ダクタンス手段と、前記スイッチング半導体素子に並列
に接続され、かつ互いに直列接続された電荷蓄積型ダイ
オードと前記スイッチング半導体素子の電圧をクランプ
する作用を行う電圧クランプコンデンサと、前記電荷蓄
積型ダイオードと前記電圧クランプコンデンサとの接続
点と前記直流電源との間に接続され、前記電荷蓄積型ダ
イオードの順方向導通により前記電圧クランプコンデン
サに充電されたエネルギのうちの前記電荷蓄積型ダイオ
ードの逆方向導通で放出されなかったエネルギを放電す
る放電回路であって、その放電電流が変換周波数を固定
ないしはその変化幅を小さくするように制御される放電
回路と、前記スイッチング半導体素子のスイッチングを
制御する制御回路とを備え、前記電荷蓄積型ダイオード
は、前記スイッチング半導体素子のスイッチング周期に
相当する時間以上のキャリア・ライフタイムを有し、前
記スイッチング半導体素子がオフの期間で、先ず順方向
に導通して前記インダクタンス手段に蓄えられたエネル
ギを前記電圧クランプコンデンサに蓄え、次にその順方
向に流れる電流がゼロになるとき逆方向に導通して、前
記電圧クランプコンデンサに蓄えられたエネルギを前記
インダクタンス手段を通して前記直流電源に回収するこ
とを特徴とするスイッチング電源を提供する。

【００１５】 前述のような問題を解決するため、請求
項２の発明では、直流電源から負荷に至る電流路を選択
的に開閉するスイッチング半導体素子と、そのスイッチ
ング半導体素子に直列に接続されるインダクタンス手段
と、そのインダクタンス手段に並列に接続されると共
に、互いに直列接続された電荷蓄積型ダイオードと電圧
クランプコンデンサと、前記電荷蓄積型ダイオードと前
記電圧クランプ手段との接続点と前記直流電源との間に
接続され、前記電荷蓄積型ダイオードの順方向導通によ
り前記電圧クランプコンデンサに充電されたエネルギの
うちの前記電荷蓄積型ダイオードの逆方向導通で放出さ
れなかったエネルギを放電する放電回路と、前記スイッ
チング半導体素子のスイッチングを制御する制御回路と
を備え、前記電荷蓄積型ダイオードは、前記スイッチン
グ半導体素子のスイッチング周期に相当する時間以上の
キャリア・ライフタイムを有し、前記スイッチング半導
体素子がオフの期間で、先ず順方向に導通して前記イン
ダクタンス手段に蓄えられたエネルギを前記電圧クラン
プコンデンサに蓄え、次にその順方向に流れる電流がゼ
ロになるとき逆方向に導通して、前記電圧クランプコン
デンサに蓄えられたエネルギを前記インダクタンス手段
を通して前記直流電源に回収するスイッチング電源を提
供する。

【００１６】前述のような問題を解決するために、請求
項３の発明では、請求項１又は請求項２において、前記
放電回路は、前記電圧クランプコンデンサの電圧が設定
電圧を越えないように、前記電圧クランプコンデンサの
エネルギ量を調整し得るものであることを特徴とするス
イッチング電源を提供する。

【００１７】 前述のような問題を解決するため、請求
項４の発明では、請求項１又は請求項２において、前記
インダクタンス手段が、前記スイッチング半導体素子に
直列接続された１次巻線とこれに磁気的に結合された２
次巻線とを有する変圧器であるスイッチング電源を提供
する。

【００１８】 前述のような問題を解決するため、請求
項５の発明では、請求項１又は請求項２において、前記
放電回路は、前記スイッチング半導体素子を駆動するた
めの駆動信号に同期した信号の周波数に対応する可変イ
ンピーダンスを呈するスイッチング電源を提供する。

【００１９】前述のような問題を解決するために、請求
項６の発明では、直流電源から負荷に至る電流路を選択
的に開閉するスイッチング半導体素子と、該スイッチン
グ半導体素子に直列に接続されるインダクタンス手段
と、前記スイッチング半導体素子に並列に接続され、か
つ互いに直列接続された電荷蓄積型ダイオードと前記ス
イッチング半導体素子の電圧をクランプする作用を行う
電圧クランプコンデンサと、前記電荷蓄積型ダイオード
と前記電圧クランプコンデンサとの接続点と前記直流電
源との間に接続され、制御によりインピーダンスの変化
する放電回路と、前記スイッチング半導体素子のスイッ
チングを制御する制御回路とを備えるスイッチング電源
の制御方法であって、前記スイッチング半導体素子がオ
ンの期間に前記インダクタンス手段に蓄えられたエネル
ギを、前記スイッチング半導体素子のオフの期間におい
て、前記電荷蓄積型ダイオードの順方向電流により前記
電圧クランプコンデンサに一旦蓄えた後、前記電荷蓄積
型ダイオードの逆方向導通で前記電圧クランプコンデン
サに蓄えられた前記エネルギを前記インダクタンス手段
を通して前記直流電源側へ流すと共に、前記電圧クラン
プコンデンサからの放電電流が変換周波数を固定ないし
はその変化幅を小さくするように上記放電回路を制御す
ることを特徴とするスイッチング電源の制御方法を提供
する。

【００２０】 前述のような問題を解決するため、請求
項７の発明では、直流電源から負荷に至る電流路を選択
的に開閉するスイッチング半導体素子と、そのスイッチ
ング半導体素子に直列に接続されるインダクタンス手段
と、そのインダクタンス手段に並列に接続されると共
に、互いに直列接続された電荷蓄積型ダイオードと電圧
クランプコンデンサと、前記電荷蓄積型ダイオードと前
記電圧クランプ手段との接続点と前記直流電源との間に
接続され、制御によりインピーダンスの変化する放電回
路と、前記スイッチング半導体素子のスイッチングを制
御する制御回路とを備え、前記スイッチング半導体素子
がオンの期間に前記インダクタンス手段に蓄えられたエ
ネルギを、前記スイッチング半導体素子のオフの期間に
おいて、前記電荷蓄積型ダイオードの順方向電流により
前記電圧クランプコンデンサに一旦蓄えた後、前記電荷
蓄積型ダイオードの逆方向導通で前記電圧クランプコン
デンサに蓄えられた前記エネルギを前記インダクタンス
手段を通して前記直流電源側へ流すと共に、前記電荷蓄
積型ダイオードの順、逆方向電流による前記電圧クラン
プコンデンサの充電エネルギと放電エネルギとの差にほ
ぼ等しいエネルギを放電するように、前記放電回路のイ
ンピーダンスを制御するスイッチング電源の制御方法を
提供する。

【００２１】

【発明を実施するための形態及び実施例】 図１乃至図
３により本発明にかかる第１の実施例を説明する。この
実施例は図１に示す回路構成になっており、各回路部品
間の接続は図示のとおりである。

【００２２】 図１において、図１１で参照した記号と
同一の記号は相当する回路部品を示すものとする。第１
のダイオ−ド４は、スイッチング半導体素子３のスイッ
チング周期以上の長いキャリア・ライフタイムを有する
ダイオード（電荷蓄積型ダイオードと言う。）である。
キャリア・ライフタイムの長い電荷蓄積型ダイオ−ド
は、短いものに比べて本質的に逆方向導通を長時間保持
する特性を有するが、蓄積キャリアと等しいキャリアが
逆方向から注入されれば、ダイオ−ドの逆方向阻止能力
が回復する。本発明は、このような新たな知見に基づく
ものである。

【００２３】 電圧クランプコンデンサ５はスイッチン
グ半導体素子３の両端に印加される電圧をクランプする
作用を行う。スイッチング半導体素子３のゲ−トには、
実質的に電荷蓄積型ダイオ−ド４の逆方向が回復した
後、又はスイッチング半導体素子３の電圧がほぼゼロボ
ルトになったとき、スイッチング半導体素子３にオン信
号を出力する制御回路１３が接続される。電荷蓄積型ダ
イオ−ド４と電圧クランプコンデンサ５の接続点と直流
電源１の一端に跨がって放電回路１１が接続される。こ
の放電回路については、後で図７を用いて説明する。

【００２４】 次にこの実施例の代表的な動作について
図２の各部の波形を参照して説明する。

【００２５】 期間１（ｔ１＜ｔ≦ｔ２） 時刻ｔ１で、スイッチング半導体素子３がオフすると、
それまでスイッチング半導体素子３を流れていた電流が
コンデンサ１２に流れ込み、スイッチング半導体素子３
の電圧Ｖ１が急速に上昇して直流電源１の電圧Ｅｉと等
しくなった時点で、変圧器２の巻線に印加されていた電
圧がゼロとなる。この間、スイッチング半導体素子の電
圧Ｖ１はほぼ直線的に上昇する。変圧器２の巻線電圧が
ゼロとなると、今まで変圧器２の電圧によって逆バイア
スされていたフリ−ホイリングダイオ−ド７が導通し、
負荷電流はフーホイリングダイオード７と整流用ダイオ
ード６に流れ、変圧器２の２次巻線を短絡状態にする。
この時刻をｔ２とする。

【００２６】 期間２（ｔ２＜ｔ≦ｔ３） 時刻ｔ２で変圧器２の２次巻線が短絡されるので、変圧
器２の励磁電流は、時刻ｔ２での電流値を保持し、一定
に保たれる。コンデンサ１２には、それまで負荷電流の
１次側換算電流と励磁電流とが流れ込んでいたが、負荷
電流がフリ−ホイリングダイオ−ド７に移行するため減
少する。しかし、変圧器２のリ−ケイジインダクタンス
と配線のインダクタンスとが存在するために、直ちにゼ
ロにならない。コンデンサ１２に充電電流が流れ続ける
ことでスイッチング半導体素子３の電圧Ｖ１はさらに上
昇し続け、電圧クランプコンデンサ５の電圧に達する
と、電荷蓄積型ダイオ−ド４が導通を開始する。この時
刻をｔ３とする。

【００２７】 期間３（ｔ３＜ｔ≦ｔ４） 時刻ｔ３で電荷蓄積型ダイオ−ド４が導通したことで、
スイッチング半導体素子３の電圧Ｖ１は、電圧クランプ
コンデンサ５の容量をコンデンサ１２の容量と比べ充分
大きく選定しているため、電圧クランプコンデンサ５の
電圧でクランプされる。第２のコンデンサ１２と電圧ク
ランプコンデンサ５の充電電流が変圧器２の励磁電流の
値まで減少すると、整流用ダイオ−ド６が非導通とな
り、変圧器２の２次巻線の短絡状態が解除される。この
時刻をｔ４とする。

【００２８】 期間４（ｔ４＜ｔ≦ｔ５） 時刻ｔ４において、変圧器２の２次巻線の短絡状態が解
除され、一定に保たれていた励磁電流は減少し始める。
また、変圧器２には電圧クランプコンデンサ５と電源電
圧の差の電圧が加わり、励磁電流をリッセットさせるよ
うになる。スイッチング半導体素子３の電圧Ｖ１は、期
間３に引き続き電圧クランプコンデンサ５の電圧でクラ
ンプされる。変圧器２の励磁電流がゼロになる時刻をｔ
５とする。

【００２９】 期間５（ｔ５＜ｔ≦ｔ６） 時刻ｔ５で電圧クランプコンデンサ５の充電電流がゼロ
になると、電荷蓄積型ダイオード４の順方向導通が終了
する。電荷蓄積型ダイオード４は、順方向導通時に接合
部に蓄えられて再結合せずに残留している電荷により逆
方向導通となり、電圧クランプコンデンサ５の放電電流
が、電荷蓄積型ダイオ−ド４、変圧器２、直流電源１、
及び電圧クランプコンデンサ５からなるル−プを流れ、
電荷蓄積型ダイオード４の順方向導通時に電圧クランプ
コンデンサ５に蓄えられたエネルギを直流電源１に回収
する。この期間は、電荷蓄積型ダイオ−ド４の接合部に
残留する電荷がゼロになると終了する。この時刻をｔ６
とする。

【００３０】 ここで、電荷蓄積型ダイオード４の順電
流と逆電流の比を電力回収率とし、図３により本発明に
必要な電荷蓄積型ダイオード４の特性について説明す
る。図３は、電荷蓄積型ダイオード４のキャリア・ライ
フタイム/ スイッチング周期に対する電力回収率特性を
示す。図３によりスイッチング周期に相当する時間以下
のキャリア・ライフタイムを有するダイオードを使用し
た場合、電力回収率が急激に悪くなり、出力電力に対す
る電圧クランプコンデンサ５の未回収電力が極端に大き
くなる。

【００３１】 電圧クランプコンデンサ５やスイッチン
グ半導体素子３の耐圧が高くなったり、それを避けるた
めに放電回路１１により電圧クランプコンデンサ５のエ
ネルギを放電した場合、電力損失が大きくなったりす
る。

【００３２】 したがって、電荷蓄積型ダイオード４の
逆方向導通による電圧クランプコンデンサ５からの電力
の放電を効率良く実現するには、スイッチング周期以上
のキャリア・ライフタイムを有するダイオードを使用し
なければならない。

【００３３】 また、電荷蓄積型ダイオード４のキャリ
ア・ライフタイムがスイッチング周期に相当する時間と
同じくらいの場合、電圧クランプコンデンサ５の未回収
電力を放電回路１１により放電しても、その電力損失は
出力電力に対して非常に小さく、変換効率を悪化させず
に前記のような動作を得ることができる。

【００３４】期間６（ｔ６＜ｔ≦ｔ７） 時刻ｔ６で電荷蓄積型ダイオード４の逆方向導通が終了
すると、コンデンサ１２と変圧器２の励磁インダクタン
スとリーケイジインダクタンスと配線のインダクタンス
とで共振回路が形成され、コンデンサ１２はさらに放電
される。電荷蓄積型ダイオ−ド４の逆方向導通が終了し
た後、スイッチング半導体素子３を導通しても本発明の
効果は損なわれないが、定数を選択的に設計することで
コンデンサ１２の電圧をゼロになるまで放電でき、スイ
ッチング半導体素子３の逆並列ダイオ−ド１４（ＭＯＳ
ＦＥＴの場合はそのボディダイオ−ド）が導通したと
き、スイッチング半導体素子３を導通させるとゼロ電圧
スイッチングが可能となる。ここでは、ゼロ電圧スイッ
チングが可能な場合の動作を説明する。スイッチング半
導体素子３の電圧Ｖ１が直流電源１の電圧と等しくなる
と、変圧器２の電圧がほぼゼロとなり、整流用ダイオ−
ド６が導通し、変圧器２の２次巻線は整流用ダイオ−ド
６とフリ−ホイリングダイオード７とで短絡される。変
圧器２はリセットされる。この時刻をｔ７とする。以上
の記載、及び図２の次巻線電流Ｉ２の波形から分かるよ
うに、整流用ダイオード６は時刻ｔ４で非導通になり、
時刻ｔ７で導通を始めるまで非導通状態にあるから、時
刻ｔ４から時刻ｔ７までの期間は、変圧器２の２次巻線
２Ｂに２次巻線電流Ｉ２が流れず、ゼロである。

【００３５】 期間７（ｔ７＜ｔ≦ｔ１０） コンデンサ１２の電圧は、変圧器２のリーケイジインダ
クタンスと配線のインダクタンスとコンデンサ１２との
共振回路によりさらに放電され、ゼロボルトになったと
きスイッチング半導体素子３がオンする。この時刻をｔ
８とする。整流用ダイオード６が導通し、変圧器２の巻
線は短絡されているので、直流電源電圧Ｅｉのほとんど
を変圧器２のリーケイジインダクタンスが負担し、直線
的に順方向に向かって電流が増える。変圧器２のリーケ
イジインダクタンスは小さいので、スイッチング半導体
素子３と整流用ダイオ−ド６の電流は急速に増加し、整
流用ダイオード６の電流が時刻ｔ９でインダクタ８の電
流に等しくなると、フリ−ホイリングダイオ−ド７が逆
バイアスされ非導通になる。フリ−ホイリングダイオ−
ド７が非導通になると、変圧器２の２次巻線に直流電源
１の電圧Ｅｉの巻数換算された電圧が現われ、スイッチ
ング半導体素子３、変圧器２、及び整流用ダイオード６
を介して直流電源１から変圧器２の２次側に電力が供給
される。この期間は、スイッチング半導体素子３がオフ
するまで続く。この時刻をt １０とする。

【００３６】 この後、期間１の動作に戻り、前述と同
じ動作を繰り返す。各部の波形は図２のようになる。

【００３７】 電荷蓄積型ダイオード４のキャリア・ラ
イフタイムがスイッチング周期に対して十分長い場合、
図３で示すように電圧クランプコンデンサ５へ充電され
た電力は、ほぼ１００％放電されるため、電荷蓄積型ダ
イオード４にリーク電流の大きいダイオードを使用すれ
ば放電回路１１が不要になる。

【００３８】 次に図４により本発明の第２の実施例を
説明すると、図１に示した記号と同一の記号のものは相
当する部材を示す。図４は、プシュプルタイプのフォワ
ードコンバータに、電荷蓄積型ダイオード４’、第２の
コンデンサ１２’、電圧クランプコンデンサ５’、放電
回路１１’からなる回路を、図１に示した電荷蓄積型ダ
イオード４、第２のコンデンサ１２、電圧クランプコン
デンサ５、及び放電回路１１と同様にスイッチング半導
体素子３’に並列接続したものである。電荷蓄積型ダイ
オード４’は電荷蓄積型ダイオード４と同様に、スイッ
チング半導体素子３’のスイッチング周期にほぼ相当す
る時間以上の長さのキャリア・ライフタイムを有する。
主要な動作については、図１に示した実施例とほぼ同じ
であるので動作説明は省略する。

【００３９】 次に本発明の第３の実施例を図５に示
す。図１に示した実施例における変圧器２を第２のコン
デンサと共振回路を形成する共振用インダクタ２’に置
き換えた非絶縁型のスイッチング電源である。電荷蓄積
型ダイオード４は、前述と同様にスイッチング半導体素
子３のスイッチング周期にほぼ相当する時間以上の長さ
のキャリア・ライフタイムを有する。主要な動作につい
ては、図１に示した実施例とほぼ同じであるので、動作
説明を省略する。なお、図５において、図１に示した記
号と同一の記号のものについては、相当する部材を示す
ものとする。

【００４０】 次に図６（Ａ），（Ｂ）に本発明の第
４、第５の実施例をそれぞれ示す。図６（Ａ）は図１に
示した実施例における変圧器２のインダクタンスと並列
に、電荷蓄積型ダイオード４と電圧クランプコンデンサ
５との直列接続回路を接続したものであり、電圧クラン
プコンデンサ５は放電回路１１と並列に接続されること
になる。また、図６（Ｂ）は図５に示した実施例におけ
る共振用インダクタ２’と並列に、電荷蓄積型ダイオー
ド４と電圧クランプコンデンサ５との直列接続回路を接
続したものであり、同様に電圧クランプコンデンサ５は
放電回路１１と並列に接続されることになる。電荷蓄積
型ダイオード４は、前述説明と同様にスイッチング半導
体素子３のスイッチング周期にほぼ相当する時間以上の
長さのキャリア・ライフタイムを有する。主要な動作に
ついては、図６（Ａ）の回路は図１に示した実施例とほ
ぼ同じであり、また図６（Ｂ）の回路は図５に示した実
施例とほぼ同じであるので、動作説明を省略する。な
お、図６において、図１又は図５に示した記号と同一の
記号のものについては、相当する部材を示すものとす
る。

【００４１】 次に放電回路１１の一実施例を図７
（１）〜（４）に示す。図７における端子１１−ａ、１
１−b は、図１の放電回路１１の端子１１−ａ、１１−
ｂにそれぞれ相当する。

【００４２】 図７（１）は、電荷蓄積型ダイオード４
の逆方向導通中に回収されなかった電圧クランプコンデ
ンサ５の未回収電力を抵抗１７で消費しながら直流電源
１に戻す方法である。本方式は電荷蓄積型ダイオード４
としてスイッチング半導体素子３のスイッチング周期以
上の長いキャリア・ライフタイムを有するダイオードを
積極的に使用するので、変換効率を悪化させずに前記の
ような動作を得ることができる。

【００４３】 図７（２）は、端子１１−ａにＰＮＰト
ランジスタ１５のコレクタが接続され、端子１１−ｂに
抵抗１８、抵抗１８の他端にトランジスタ１５のエミッ
タが接続されている。トランジスタ１５のコレクタ・ベ
ース間にツェナーダイオード２０が図示のような向きで
接続され、ベース・エミッタ間に抵抗１９が接続されて
いる。図７( ２) の回路は、トランジスタ１５のコレク
タ・エミッタ間の電圧がツェナーダイオード２０の電圧
になるように、端子１１ーｂから端子１１ーａに電流が
流れ、これらの端子間の電圧は、ツェナーダイオード２
０の電圧と抵抗１８の電圧降下分との和に等しい電圧値
となる。図１に示した回路に適用した場合、電圧クラン
プコンデンサ５の電圧がツェナーダイオード２０の電圧
と抵抗１８の電圧降下分の和にほぼ等しい電圧値となる
ように動作する。したがって、スイッチング半導体素子
３のピーク電圧は、ツェナーダイオード２０の電圧と抵
抗１８の電圧降下分と直流電源１の電圧Ｅｉとの和に等
しい電圧値でクランプされる。

【００４４】 図７（２）の回路を用いた場合、負荷急
変や入力電圧が変動したときでも、電圧クランプコンデ
ンサ５の電圧が安定しているため、電圧クランプコンデ
ンサ５に関わらず一巡伝達特性の高速な制御を可能とす
る。

【００４５】 図７（３）は、図７（２）のツェナーダ
イオード２０を制御回路１６に変更したものであり、そ
れ以外の構成、動作は図７（２）と同じになっている。
制御回路１６は、トランジスタ１５の電圧を制御する能
力を有する構成とする。図１の回路に適用した場合、例
えば負荷回路１０の電流や直流電源１の電圧Ｅｉの変化
に応じてスイッチング半導体素子３の電圧のピーク値を
制御することが可能となり、入力電圧や負荷電流の範囲
が広い場合でもスイッチング半導体素子３のピーク電圧
を最小にすることができる。

【００４６】 いずれの前記実施例も以上述べたような
大きな効果を有するものの、しかし放電回路１１を図７
（１）に示したような抵抗器だけで構成し、かつ図９に
示すような回路構成の従来制御回路を用いた場合には、
スイッチング電源の変換周波数が大きく変動してしまう
という問題が生じる。この問題について、図２の各時刻
に対応する動作波形を示す図１０をも用いて説明する。

【００４７】 図１０の時刻ｔ７において、電圧検出回
路３２はスイッチング半導体素子３の両端の電圧がゼ
ロ、若しくは最低電圧になったのを検出して、検出信号
を駆動回路３５に出力し、駆動回路３５はスイッチング
半導体素子３をオンさせる。誤差増幅器３７はスイッチ
ング電源の出力電圧を定電圧に制御するため、その出力
電圧を検出し、設定電圧との誤差電圧を増幅した誤差信
号を出力する。電流検出回路３３によりスイッチング半
導体素子３の電流、若しくはダイオード６の電流を検出
し、誤差増幅器３７はその電流検出信号と誤差信号とを
比較し、その電流検出信号が誤差信号よりも大きくなる
と、比較器３６は駆動回路３５に信号を出力し、駆動回
路３５はスイッチング半導体素子３をオフさせる。

【００４８】 なお、起動時においてはスイッチング半
導体素子３の電圧が入力電圧の大きさと等しいので、電
圧検出回路３２が動作しない。したがって、起動時にお
けるスイッチング半導体素子３の駆動信号は起動回路３
４が出力する。起動回路３４は、入力電圧を検出して、
その入力電圧が選定電圧値以上になったとき、駆動回路
３５に信号を出力し、駆動回路３５はスイッチング半導
体素子３をオンさせる。

【００４９】 このような駆動方式では、主回路定数や
入出力条件によって変換周波数が決定されてしまうの
で、入出力条件が変化すると、変換周波数が大きく変動
し、入出力フィルタを最低周波数で設定する必要があっ
たり、最高周波数で部品を決定したりするので、コスト
アップやスイッチング電源の大型化といった問題があ
る。

【００５０】 したがって、次に入出力条件が変化して
も変換周波数の変化幅を非常に小さくし得る放電回路１
１の一実施例を図７（４）に示す。図７（４）における
端子１１−ａ、１１−b は、図１の放電回路１１の端子
１１−ａ、１１−ｂにそれぞれ相当する。この放電回路
１１を図８に示すスイッチング電源に採用して放電電流
量を制御することにより、電圧クランプコンデンサ５の
電圧やトランス２の巻線に印加される電圧を変化させ、
変換周波数が一定になるようにスイッチング半導体素子
３のオフ時間を変えられるところに、この実施例の特徴
がある。

【００５１】 先ずこの制御方法は、電圧クランプコン
デンサ５の電圧を制御することで、トランス２のリセッ
ト時の巻線の印加電圧を制御することができ、これに伴
いスイッチング半導体素子３のオフ時におけるリセット
電流の傾きが変化し、リセット完了までの時間が変化す
ることにより変換周波数も変化するという知見に基づい
ている。

【００５２】 図８の制御回路１３は図９に示した従来
の制御回路に、ｆ／ｖ変換回路２１、誤差増幅器２３、
基準電圧源２４、ホトカプラの発光ダイオード２５−ａ
及び抵抗２６を付加したものである。ｆ／ｖ変換回路２
１は駆動回路３５からスイッチング半導体素子３に供給
される駆動信号を受け、スイッチング電源の変換周波数
に対応する大きさの直流電圧を出力する。誤差増幅器２
３は、この直流電圧と所望の変換周波数に設定するため
の基準電圧源２４の基準電圧との誤差電圧を求め、これ
を所望レベルに増幅した誤差増幅信号を発生し、ホトカ
プラの発光ダイオード２５−ａと受光トランジスタ２５
−ｂを通して放電回路１１のトランジスタ３１のベース
に与える。

【００５３】 したがって、トランジスタ３１は前記誤
差増幅信号に対応した電流を電圧クランプコンデンサ５
から入力電源１側に放電し、この放電電流は設定された
変換周波数になるよう制御された電流になっている。こ
の放電電流により、電圧クランプコンデンサ５の電圧と
トランス２の巻線に印加される電圧、及びスイッチング
半導体素子３のオフ時間が制御され、ほぼ目標とする変
換周波数になる。

【００５４】 この実施例では、従来制御方式のカレン
トモードコントロールを使用し、以上のべたような構成
の放電回路を付加して変換周波数を固定ないしはその変
化幅を小さくしているが、制御方式としてボルテージモ
ードコントロールを使用しても同様な効果が得られる。

【００５５】 以上説明したように、スイッチング半導
体素子３のオン時に変圧器２の励磁インダクタンスやリ
ーケージインダクタンスや配線のインダクタンスに蓄え
られたエネルギを、スイッチング半導体素子３のオフ時
に前記エネルギの大部分を消費することなく、電圧クラ
ンプコンデンサ５に蓄え、そのエネルギの大部分を変圧
器２の励磁インダクタンスやリーケージインダクタンス
や配線のインダクタンスに再循環させて直流電源１へエ
ネルギを戻すことができ、さらに、その定数を選択的に
設計することでゼロ電圧でオンすることができる。ま
た、電荷蓄積型ダイオード４の逆方向導通が終了するま
でスイッチング半導体素子３をオンさせないので、電荷
蓄積型ダイオード４の逆方向導通によるノイズの発生や
損失の発生が少なくできる。

【００５６】 なお、以上の実施例では変圧器の２次側
の電圧を整流して直流出力を得る電源について述べた
が、変圧器の２次側の電圧を整流せずに、負荷に交流電
圧を供給する電源についても本発明を同様に実施するこ
とができる。この場合には一般の電圧検出回路と同様
に、出力電圧の検出電圧信号を整流するダイオードが必
要になる。

【００５７】

【発明の効果】 以上述べたように本発明では、スイッ
チイング半導体素子のスイッチング周期以上の長いライ
フタイムを有する電荷蓄積型ダイオードと電圧クランプ
コンデンサとをインダクタンス手段に組み合わせると共
に、入力電圧や負荷電流の変化に伴い電圧クランプコン
デンサの放電量を調整してその電圧をほぼ一定に制御す
る放電回路を備えることにより、スイッチング半導体素
子のオン時に変圧器の励磁インダクタンスやリーケイジ
インダクタンスや配線のインダクタンスに蓄えられたエ
ネルギを、スイッチング半導体素子のオフ時に前記エネ
ルギを電圧クランプコンデンサに蓄え、そのエネルギの
大部分を変圧器の励磁インダクタンスやリーケイジイン
ダクタンスや配線のインダクタンスに再循環させること
ができるので、電力損失を小さくでき、また従来のよう
にリセット用スイッチを設けることなくトランスのリセ
ットを確実に行える。

【００５８】 また、その定数を選択的に設計すること
でゼロ電圧でオンすることができ、さらに電荷蓄積型ダ
イオードの逆方向導通が終了するまでスイッチング半導
体素子をオンさせないので、電荷蓄積型ダイオードの逆
方向導通によるノイズの発生や、電力損失の発生を少な
くすることができる。さらに、回路の構成を複雑にする
ことなく、これらの効果を得ることができる。

【００５９】 さらにまた、スイッチング電源の変換周
波数に対応させて放電回路のインピーダンスを制御し、
電圧クランプコンデンサの放電量を調整することによ
り、スイッチング電源の変換周波数を目標値、あるいは
その変動幅を十分に小さいものにすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明にかかるスイッチング電源の一実施例を
示す図である。

【図２】前記実施例を説明するための各部の波形を示す
図である。

【図３】ダイオードのキャリア・ライフタイムの長さに
依存する電力回収率を示す図である。

【図４】本発明にかかるスイッチング電源の第２の実施
例を示す図である。

【図５】本発明にかかるスイッチング電源の第３の実施
例を示す図である。

【図６】本発明にかかるスイッチング電源の他の別々の
実施例を示す図である。

【図７】本発明に用いられる放電回路のそれぞれの例を
示す図である。

【図８】本発明にかかるスイッチング電源の別の実施例
を示す図である。

【図９】従来のスイッチング電源の制御回路の１例を示
す図である。

【図１０】従来の制御方法を説明するたのるための各部
の波形を示す図である

【図１１】従来のスイッチング電源の一例を示す図であ
る。

【図１２】従来のスイッチング電源を説明するための各
部の波形を示す図である。

【符号の説明】

１・・・・直流電源 ２・・・・１次巻線２Ａと２次巻線２Ｂとを有する変圧
器 ３、３’・・・・スイッチング半導体素子 ４、４’・・・・電荷蓄積型ダイオード ５、５’・・・・電圧クランプコンデンサ ６・・・・整流用ダイオード ７・・・・フリーホイリングダイオード ８・・・・平滑用インダクタ ９・・・・平滑用コンデンサ １０・・・・負荷抵抗 １１、１１’・・・・放電回路 １１−ａ、１１−ｂ、１１’−a 、１１’−b ・・・・
放電回路端子 １１”・・・放電抵抗 １２・・・・第２のコンデンサ １３・・・・制御回路 １６・・・
・制御回路 １４・・・・第２のダイオード １７〜１９
・・・・抵抗 １５・・・・トランジスタ ２０・・・
・ツェナーダイオード ２１・・・・パルス発生回路 ２２・・・
・平滑回路 ２３・・・・差動増幅器 ２４・・・
・基準電圧 ２５−ａ・・・・ホトカプラの発光ダイオード ２５−ｂ・・・・ホトカプラの受光ダイオード

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平９−149640（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−182429（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−86546（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−70972（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−222671（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−174557（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−135368（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−6973（ＪＰ，Ａ) 実開 昭63−51585（ＪＰ，Ｕ) 実開 平４−131185（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/00 - 3/44

Claims (7)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源から負荷に至る電流路を選択的
   に開閉するスイッチング半導体素子と、 該スイッチング半導体素子に直列に接続されるインダク
   タンス手段と、 前記スイッチング半導体素子に並列に接続され、かつ互
   いに直列接続された電荷蓄積型ダイオードと前記スイッ
   チング半導体素子の電圧をクランプする作用を行う電圧
   クランプコンデンサと、 前記電荷蓄積型ダイオードと前記電圧クランプコンデン
   サとの接続点と前記直流電源との間に接続され、前記電
   荷蓄積型ダイオードの順方向導通により前記電圧クラン
   プコンデンサに充電されたエネルギのうちの前記電荷蓄
   積型ダイオードの逆方向導通で放出されなかったエネル
   ギを放電する放電回路であって、その放電電流が変換周
   波数を固定ないしはその変化幅を小さくするように制御
   される放電回路と、 前記スイッチング半導体素子のスイッチングを制御する
   制御回路とを備え、 前記電荷蓄積型ダイオードは、前記スイッチング半導体
   素子のスイッチング周期に相当する時間以上のキャリア
   ・ライフタイムを有し、前記スイッチング半導体素子が
   オフの期間で、先ず順方向に導通して前記インダクタン
   ス手段に蓄えられたエネルギを前記電圧クランプコンデ
   ンサに蓄え、次にその順方向に流れる電流がゼロになる
   とき逆方向に導通して、前記電圧クランプコンデンサに
   蓄えられたエネルギを前記インダクタンス手段を通して
   前記直流電源に回収することを特徴とするスイッチング
   電源。
2. 【請求項２】 直流電源から負荷に至る電流路を選択的
   に開閉するスイッチング半導体素子と、 該スイッチング半導体素子に直列に接続されるインダク
   タンス手段と、 該インダクタンス手段に並列に接続されると共に、互い
   に直列接続された電荷蓄積型ダイオードと電圧クランプ
   コンデンサと、 前記電荷蓄積型ダイオードと前記電圧クランプ手段との
   接続点と前記直流電源との間に接続され、前記電荷蓄積
   型ダイオードの順方向導通により前記電圧クランプコン
   デンサに充電されたエネルギのうちの前記電荷蓄積型ダ
   イオードの逆方向導通で放出されなかったエネルギを放
   電する放電回路と、 前記スイッチング半導体素子のスイッチングを制御する
   制御回路とを備え、 前記電荷蓄積型ダイオードは、前記スイッチング半導体
   素子のスイッチング周期に相当する時間以上のキャリア
   ・ライフタイムを有し、前記スイッチング半導体素子が
   オフの期間で、先ず順方向に導通して前記インダクタン
   ス手段に蓄えられたエネルギを前記電圧クランプコンデ
   ンサに蓄え、次にその順方向に流れる電流がゼロになる
   とき逆方向に導通して、前記電圧クランプコンデンサに
   蓄えられたエネルギを前記インダクタンス手段を通して
   前記直流電源に回収することを特徴とするスイッチング
   電源。
3. 【請求項３】 請求項１又は請求項２において、前記放電回路は、 前記電圧クランプコンデンサの電圧が
   設定電圧を越えないように、前記電圧クランプコンデン
   サのエネルギ量を調整し得るものであることを特徴とす
   るスイッチング電源。
4. 【請求項４】 請求項１又は請求項２において、 前記インダクタンス手段が、前記スイッチング半導体素
   子に直列接続された１次巻線とこれに磁気的に結合され
   た２次巻線とを有する変圧器であることを特徴とするス
   イッチング電源。
5. 【請求項５】 請求項１又は請求項２において、 前記放電回路は、前記スイッチング半導体素子を駆動す
   るための駆動信号に同期した信号の周波数に対応する可
   変インピーダンスを呈することを特徴とするスイッチン
   グ電源。
6. 【請求項６】 直流電源から負荷に至る電流路を選択的
   に開閉するスイッチング半導体素子と、 該スイッチング半導体素子に直列に接続されるインダク
   タンス手段と、 前記スイッチング半導体素子に並列に接続され、かつ互
   いに直列接続された電荷蓄積型ダイオードと前記スイッ
   チング半導体素子の電圧をクランプする作用を行う電圧
   クランプコンデンサと、 前記電荷蓄積型ダイオードと前記電圧クランプコンデン
   サとの接続点と前記直流電源との間に接続され、制御に
   よりインピーダンスの変化する放電回路と、 前記スイッチング半導体素子のスイッチングを制御する
   制御回路と、 を備えるスイッチング電源の制御方法であって、 前記スイッチング半導体素子がオンの期間に前記インダ
   クタンス手段に蓄えられたエネルギを、前記スイッチン
   グ半導体素子のオフの期間において、前記電荷蓄積型ダ
   イオードの順方向電流により前記電圧クランプコンデン
   サに一旦蓄えた後、前記電荷蓄積型ダイオードの逆方向
   導通で前記電圧クランプコンデンサに蓄えられた前記エ
   ネルギを前記インダクタンス手段を通して前記直流電源
   側へ流すと共に、前記電圧クランプコンデンサからの放
   電電流が変換周波数を固定ないしはその変化幅を小さく
   するように上記放電回路を制御することを特徴とするス
   イッチング電源の制御方法。
7. 【請求項７】 直流電源から負荷に至る電流路を選択的
   に開閉するスイッチング半導体素子と、 該スイッチング半導体素子に直列に接続されるインダク
   タンス手段と、 該インダクタンス手段に並列に接続されると共に、互い
   に直列接続された電荷蓄積型ダイオードと電圧クランプ
   コンデンサと、 前記電荷蓄積型ダイオードと前記電圧クランプ手段との
   接続点と前記直流電源との間に接続され、制御によりイ
   ンピーダンスの変化する放電回路と、 前記スイッチング半導体素子のスイッチングを制御する
   制御回路とを備え、 前記スイッチング半導体素子がオンの期間に前記インダ
   クタンス手段に蓄えられたエネルギを、前記スイッチン
   グ半導体素子のオフの期間において、前記電荷蓄積型ダ
   イオードの順方向電流により前記電圧クランプコンデン
   サに一旦蓄えた後、前記電荷蓄積型ダイオードの逆方向
   導通で前記電圧クランプコンデンサに蓄えられた前記エ
   ネルギを前記インダクタンス手段を通して前記直流電源
   側へ流すと共に、前記電荷蓄積型ダイオードの順、逆方
   向電流による前記電圧クランプコンデンサの充電エネル
   ギと放電エネルギとの差にほぼ等しいエネルギを放電す
   るように、前記放電回路のインピーダンスを制御するこ
   とを特徴とするスイッチング電源の制御方法。