KR0147285B1 - 텔레비젼 장치의 스위치 모드 전원 공급장치 - Google Patents

텔레비젼 장치의 스위치 모드 전원 공급장치

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KR0147285B1
KR0147285B1 KR1019900002901A KR900002901A KR0147285B1 KR 0147285 B1 KR0147285 B1 KR 0147285B1 KR 1019900002901 A KR1019900002901 A KR 1019900002901A KR 900002901 A KR900002901 A KR 900002901A KR 0147285 B1 KR0147285 B1 KR 0147285B1
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supply voltage
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미셀레 레오나르디 지오반니
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죠셉 제이. 랙스
알 씨 에이 라이센싱 코포레이션
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Abstract

내용없음

Description

텔레비젼 장치의 스위치 모드 전원 공급장치
제1도는 본 발명의 한 관점을 구체화한 전원 공급 장치를 도시하는 도면.
제2도는 부하가 변할 때의 제1도의 회로의 실행 모드 동작을 설명하는데 유용한 파형도.
제3도는 일정한 부하 상태하에서의 제1도의 회로의 실행 모드 동작을 설명하는데 유용한 추가 파형도.
제4도는 제1도의 회로에 사용되는 분리 변압기가 구성되는 방식을 도시하는 도면.
제5도는 제1도의 전원 공급 장치의 대기 동작을 설명하기에 유용한 파형도.
제6도는 스타트-업동안 제1도의 회로의 동작 설명에 유용한 일시적인 파형도.
제7도는 출력 전력을 증가시키는 제1도의 회로의 변형을 도시하는 도면.
제8도는 제1도의 회로와 또한 비교 목적을 위한 종래의 전원 공급 장치의 성능 데이타를 표의 형태로 도시하는 도면.
제9도는 제1도의 회로와 또한 비교 목적을 위한 종래의 전원 공급 장치의 추가 성능 데이타를 표의 형태로 도시하는 도면.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
100 : 브릿지 정류기 102 : 결합저항
110 : 블로킹 발진기 106,107 : 다이오드
120 : 제어 회로 200 : 스위치 모드 전원 공급장치
본 발명은 스위치-모드 전원 공급 장치에 관한 것이다.
텔레비젼 수상기의 통상적인 스위치 모드 전원 공급장치(SMPS)에 있어서는 AC 주 공급 전압이 브릿지 정류기에 결합된다. 그리고 조절되지 않은 (unregulated)직류(DC)입력 공급 전압이 발생된다. 펄스 폭 변조기는 플라이백 변압기의 1차 권선 양단에 조절되지 않은 공급 전압을 인가하는 초퍼(chopper)트랜지스터 스위치의 듀티 사이클(duty cycle)을 제어한다. 변압기의 2차 권선에서는 변조기에 의해 결정되는 주파수에서의 플라이백 전압이 발생되어, 텔레비젼 수상기의 수평 편향 회로를 여자시키는 B+전압이나 원격 제어 유니트를 여자시키는 전압과 같은 DC 출력공급 전압을 발생하기 위해 정류된다.
정상적인 동작중에, DC 출력공급 전압은 네가티브 피드백 방식으로 펄스 폭 변조기에 의해 조절된다. 대기(standby)동작중에는 SMPS가 원격 제어 유니트를 여자시키는 DC 출력 공급 전압을 발생할 필요가 있다. 그러나 텔레비젼 수상기의 대부분의 다른 스테이지는 비동작 상태에 있으며, 공급 전류를 인입시키지 않는다. 결과적으로, 초퍼 트랜지스터의 듀티 사이클의 평균값이 정상 동작중 보다 대기 동작중에 실질적으로 더 낮게 되어야 할 수도 있다.
예를 들어, 초퍼 트랜지스터에서의 기억시간 한계로 인해, 최소 레벨 이하로 주어진 사이클에서의 도통 간격의 길이를 축소시키는 것이 불가능할 수도 있다. 그러므로, 듀티 사이클의 평균값을 낮게 유지하기 위해, 대기 동작중에 단속(intermittent)또는 버스트 모드로 트랜지스터를 동작시키는 것이 바람직할 수도 있다. 대기 동작중에, 연속적으로 발생하는 버스트 모드 동작 간격 사이에서 긴 부동 시간(dead time) 간격이 발생한다. 오직 버스트 모드 동작 간격 동안에만 초퍼 트랜지스터에서 스위칭 동작이 이루어진다. 결과적으로 각각의 도통 간격은 충분한 길이로 되어 있다.
본 발명의 한 관점에 따라, AC 주 공급 전압의 주파수에서 각 신호에 의해 결정되는 비율로 버스트 모드 동작 간격이 시작되어 발생한다. 예를 들어, 주 공급전압이 50Hz에 있고 20 밀리초의 주기일 때, 각 버스트 모드 동작 간격은 스위칭 사이클이 발생할 때 5 밀리초간 지속할 수도 있으며 스위칭 사이클이 발생하지 않을 때에는 부동 시간 간격이 15 밀리초의 잔여부분 동안에 지속될 수도 있다. 주 공급 전압의 주파수에서의 신호에 의해 트리거되는 이와 같은 구성은 SMPS의 설계를 간단하게 한다.
대기 동작중에 발생하는 버스트 모드 동작 간격은 50Hz신호로 동기화 된다. 각각의 이와 같은 간격 동안에, SMPS의 변압기와 인덕턴스에서 전류 펄스가 발생된다. 이 전류 펄스는 50Hz에서 반복되는 클러스터(clusters)로 발생한다. 또한 이 전류 펄스는 각각의 버스트 모드 동작 간격내에서 초퍼 트랜지스터의 스위칭 주파수와 동일한 주파수에서 발생한다. 이와 같은 전류 펄스는 파워-오프 또는 대기 동작중에 불쾌한 음향을 발생할 수도 있다. 이 불쾌한 음향은 예를 들어 SMPS의 인덕턴스 및 변압기내의 펄스 전류의 결과로서 가능한 기계적 기생 진동으로 인해 발생될 수도 있다.
본 발명의 다른 관점에 따라, 각 주기 동안의 AC 주 공급 전압에서의 변화가 버스트 모드 동작 간격중 연속적으로 발생하는 스위칭 사이클내의 도통 간격의 길이가 점진적으로 증가하도록 야기한다. 각각의 버스트 모드 동작 간격 동안에 발생하는 이와 같은 동작은 소프트 스타트 동작으로 언급될 수도 있다. 이 소프트 스타트 동작은, 예를들어 SMPS내의 캐패시터의 점진적 충전을 야기한다. 결과적으로, 기계적 기생 진동이 실질적으로 감소된다. 또한, 각각의 버스트 모드 동작 간격내의 스위칭 사이클의 주파수는 대기 동작중에 가청 잡음의 레벨을 더 감소시키기 위해 가청 범위위에서 유지된다.
대기 모드 동작 및 실행 모드 동작 모두에서 출력공급 전압을 발생하기 위한 본 발명의 한 관점을 구체화하는 스위치 모드 전원 공급 장치는 AC 주 입력 공급 전압원을 포함하고 있다. 이때, 주어진 주파수에서 제어 신호가 발생되며, 입력공급 전압에 의해 여자되는 스위칭 장치는 제1 제어신호에 응답하여 대기 모드 동작 및 실행 모드 동작 모두에서 스위칭 전류를 발생한다. AC 주 입력공급 전압의 주파수에 의해 결정되는 주파수의 신호와 대기 모드/실행 모드 제어 신호에 응답하며 스위칭 장치에 결합되어 있는 한 장치가 대기 모드 동작중에 버스트 모드 방식으로 스위칭 장치를 제어한다. 버스트 간격 동안에, 다수의 스위칭 사이클이 수행되고, 교호 부동시간 간격 동안에는 스위칭 사이클이 수행되지 않는다. 이 두 간격은 AC 주 입력 공급 전압의 주파수에 의해 결정되는 주파수에서 교호한다.
제1도는 본 발명의 한 관점을 구체화하는 스위치 모드 전원 공급 장치(SMPS)(200)를 도시하고 있다. 이 SMPS(200)는, 예를 들어, 도시되지 않은 텔레비젼 수상기의 편향 회로를 여자시키기 위해 사용되는 +14볼트의 B+출력공급 전압과 +18볼트의 출력공급 전압 V+를 발생하는데, 이들 전압은 모두 조절되어 있다. 주 공급 전압은 VUR은 조절되지 않은 전압 VUR을 발생하기 위해 브릿지 정류기(100)에서 정류된다. 전압 VUR이 발생되는 단자(100a)와 파워 초퍼 금속 산화물 반도체(MOS) 전계 효과 트랜지스터 Q1의 드레인 전극 사이에는 플라이백 분리 변압기 T1의 1차 권선 WP이 결합된다.
제1도의 MOS 트랜지스터 Q1의 소스 전극은 본 명세서에서 고압(hot)접지로서 언급되는 공통 전도체에 결합된다. 상기 트랜지스터 Q1의 게이트 전극은 펄스폭 변조 신호 V5가 발생되는 단자(104)에 결합 저항(102)을 통해 결합된다. 상기 신호 V5는 트랜지스터 Q1에서 스위칭 동작을 발생한다. 그 양단에서 신호 V5가 발생되는 분리 변압기 T2의 2차 권선은 단자(104)와 고압 접지 전도체 사이에 결합된다. 한쌍의 백-투-백(back-to-back)제너 다이오드 Z18A 및 Z18B는 트랜지스터 Q1에서의 게이트 보호를 제공한다. 권선 W3과 권선 WP및 트랜지스터 Q1와 신호 V5는 고압 접지 전도체로 참조되는 전위에 있다.
변압기 T1 및 T2는 제4도에 도시된 방식으로 구성된다. 제1도와 제4도에서 비슷한 기호 및 참조 번호는 비슷한 항목이나 기능을 표시한다.
제3도의 a 내지 g는 일정한 부하 상태하에서 제1도의 SMPS의 정상적인 안정상태 동작 또는 실행 모드를 설명하기에 유용한 파형을 도시하고 있다. 제1도와 제3도의 a내지 g에서 비슷한 기호 및 참조 번호는 비슷한 항목 또는 기능을 표시한다.
예를 들어, 대응하는 주어진 사이클 또는 주기의 제3b의 간격 t-t1동안에, 펄스 신호 V5의 전압은 제1도의 트랜지스터 Q1을 제3도 b의 간격 t0-t1동안에 도통 상태를 유지하기 위해 고압 접지 전도체에 비해 포지티브가 된다. 결과적으로, 제1도의 권선 WP에서의 전류 i4는 제3도 d에 도시된 바와 같이, 간격 t0-t1동안에 업램핑(upramping)한다. 그러므로, 유도 에너지의 양이 제1도의 변압기 T1에 저장된다. 제3도의 d의 시간 t1에서 제1도의 트랜지스터 Q1는 비도통 상태가 된다.
트랜지스터 Q1이 비도통 상태가 된후에, 권선 WP에 저장된 유도 에너지는 플라이백 변압기 작용에 의해 변압기 T1의 2차 권선 WS에 전달된다. 권선 WS의 단자(108,109)에서 발생된 플라이백 펄스는 다이오드(106,107)에 의해 각각 정류되며, 본 명세서에서 저압(cold)접지로 언급되는 제2공통 전도체로 참조되는 DC 전압 B+ 및 V+을 각각 발생하기 위한 캐패시터(121,122)에서 각각 필터링이 이루어진다. 저압 접지는 변압기 T1및 T2에 의해, 전기적 쇼크 위험에 관해 고압 접지 전도체로부터 전도적으로 분리되어 있다. 트랜지스터 Q1과 변압기 T1및 다이오드(106,107)는 SMPS(200)의 출력단을 형성한다.
상기 SMPS(200)의 펄스폭 변조기는 트랜지스터 Q1의 스위칭 동작을 제어하기 위한 스위칭 신호 V5를 발생하는, 본 발명의 한 관점을 구체화하는 블로킹(blocking)발진기(110)를 포함하고 있다. 이 발진기(110)는 상기 신호 V5에 의해 제어 또는 스위치되는 베이스 전극을 가진 스위칭 트랜지스터 Q2를 포함한다. 변압기 T2의 권선 W3은 신호 V5를 발생함으로써 발진기(110)에서 포지티브 피드백을 제공한다. 상기 변압기 T2는 권선 W1이 고압 접지 전도체에 관계되도록 트랜지스터 Q2의 콜렉터와 전압 VUR사이에 결합되는 1차 권선 W1을 갖고 있다. 저압접지 전도체로 참조되는 변압기 T2의 2차 권선 W2은 또한 저압 접지 전도체로 참조되는, 본 발명의 한 관점을 구체화하는 제어 회로(120)의 다이오드 D3에 전도성으로 결합된다.
다이오드 D3의 캐소드는 캐패시터 C4를 통해 저압 접지 전도체에 결합된다. 후술되게 되는 바와같이, 상기 캐패시터 C4 향단에서 발생된 DC 제어 전압 V4은 각 주기 동안에 트랜지스터 Q2의 비도통 시간 또는 듀티 사이클을 변화시킨다.
상기 트랜지스터 Q2의 베이스 전극과 단지 (104a)사이에는 캐패시터 C2가 결합된다. 신호 V5가 발생되는 단지 (104)와 단자(104a)사이에는 저항 R2가 발생된다. 제3도b의 간격 t0-t1동안에, 단자(104)와 단자(104a)사이에 결합된 제1도의 저항 R2에서는 제3도 C의 전류 i5가 발생된다. 제3도 C의 전류 i5는 제3도 d의 간격 t0-t1동안에, 트랜지스터 Q2를 턴 온시키는 방식으로 제1도의 캐패시터 C2를 충전시킨다.
정상적인 동작중에, 제1도의 트랜지스터 Q2가 도통 상태일때, 제1도의 권선 W1에서의 제3도 d의 전류 i2는 에미터 저항 R4양단에서 발생되는 트랜지스터 Q2의 에미터 전압이 하이(high)가 되어 트랜지스터 Q2에서의 빠른 턴-오프 동작을 개시하게 될때까지 선형적으로 증가한다. 피드백 저항 R4은 트랜지스터 Q2의 에미터와 고압접지 전도체 사이에 결합된다. 이 저항 R4는 트랜지스터 Q2가 제3도의 C의 시간 t1에서 도통을 멈출때까지 제1도의 트랜지스터 Q2가 도통될때 제3도 C의 전류 I5의 점진적 감소를 야기한다. 제1도의 저항 R4는 또한 스위칭 동작을 최적화시키고 트랜지스터 Q2에서의 전류보호를 제공하는 작용을 한다. 결과적으로, 권선 W1양단의 전압의 극성이 반전된다. 신호 V5를 발생하는데 있어 권선 W3에 의해 야기되는 포지티브 피드백으로 인해 턴-오프 동작은 빠르게 이루어진다.
전술한 바와 같이, 권선 W3은 펄스 구동 신호 V5를 제공하는데 이 신호는 또한 트랜지스터 Q1을 제어한다. 트랜지스터 Q1 및 Q2의 각 사이클에서의 도통 간격은 거의 일정하며 또는 부하에 거의 영향을 받지 않는다. 그러므로, 유익하게도, 트랜지스터 Q1이 비도통 상태가 될 때 변압기 T1에서의 저장 에너지는 전압 VUR의 주어진 레벨에 대해 거의 일정하다. 그러나 전압 VUR에서의 변화가 발생하면 도통 간격이 변할 수도 있다.
트랜지스터 Q2가 도통을 멈추면, 제1도의 변압기 T2의 권선 W2에서는 제3도 e 의 다운램핑(downramping)전류 i4가 발생된다. 이 전류 i4는 제3도 e의 간격 t1-t4동안에, 제1도의 다이오드 D3를 도통 상태로 되게 하며 캐패시터 C4를 충전시킨다. 제1도의 전압 VUR의 주어진 레벨과 트랜지스터 Q2의 주어진 듀티 사이클에 있어서, 캐패시터 C4에 부가되는 전하량은 각 사이클에서 동일하다. 간격t1-t4동안에, 다이오드 D3에서의 순방향 전압 강하를 제외한 제1도의 제어 전압 V4은 거의 권선 W2양단에서 발생된다.
상기 전압 V4은 제1도의 변압기 T2에 저장된 자기 에너지를 고갈시키는데 필요한 제3도 e의 간격 t1-t4의 길이를 결정한다. 제3도 e의 시간 t4에서 전류 i4가 제로가 될때, 제3도 b의 신호 V5의 극성은 변압기 T2의 권선에서의 공명 진동의 결과로서 변화된다. 그러므로 제3도 c의 포지티브 전류 i4가 발생된다. 전술한 바와 같이, 전류 i5가 포지티브이면, 트랜지스터 Q1 및 Q2가 도통되게 된다.
제1도의 트랜지스터 Q1 및 Q2의 제3도 b의 상기 비도통 간격 t1-t4동안에는 신호 V5가 제3도 b의 간격 t1-t4에 도시된 바와 같이 네가티브이다. 결과적으로, 제3도 C에 도시된 바와 같이, 반대 극성에서의 전류가 제3도 C의 간격 t1-t2동안에는 제1도의 캐패시터 C2를 통해 흐르고, 제3도 C의 간격 t2-t4동안에는 제1도의 다이오드 D1을 통해 흐른다. 제1도의 캐패시터 C2에서의 생성 전하량은 제3도 b의 시간 t4에서 신호 V5가 극성을 반전하도록 트랜지스터 Q2를 빠르게 턴온시키기 쉬운 극성의 캐패시터 C2에서의 전압을 발생한다.
저압 접지 전도체로서 참조되는 제1도의 제어 회로(120)는 캐패시터 C4양단의 제어 전압 V4을 변화시킴으로써 발진기(110)의 듀티 사이클을 제어한다. 상기 회로(120)의 트랜지스터 Q4는 공통 베이스 증폭기 구성으로 결합된다. 트랜지스터 Q4의 베이스 전압은 +12V 전압 조절기 VR1으로부터 온도 보상 순방향 바이오스된 다이오드 D5를 통해 얻어진다. 이 조절기 VR1는 전압 V+에 의해 여자된다.
상기 트랜지스터 Q4의 에미터와 전압 B+사이에는 고정 저항 R51이 발생한다. 공통 베이스 접속의 결과로서, 저항 R51에서의 전류 i8는 전압 B+에 비례한다. 트랜지스터 Q4의 에미터와 저항 R51사이의 접합 단자와 저압 접지 전도체 사이에는 전압 B+의 레벨을 조정하기 위해 이용되는 조정 가능한 저항 R5이 결합된다. 저항 R51은 트랜지스터 Q4에서의 전류의 레벨을 결정하기 위해 이용된다. 그러므로, 전류 i8의 조정 가능한 프리셋트 부분은 저항 R5을 통해 저압 접지 전도체로 흐르며, 전류 i8의 에러 성분은 트랜지스터 Q4의 에미터를 통해 흐른다.
상기 트랜지스터 Q4의 콜렉터 전류는 트랜지스터 Q3의 콜렉터 전류를 제어하기 위해 트랜지스터 Q3의 베이스에 결합된다. 고 출력 임피던스를 형성하는 트랜지스터 Q3의 콜렉터는 캐패시터 C4 및 다이오드 D3 사이의 접합부에 결합된다. 트랜지스터 Q2가 비도통 상태가 되면, 변압기 T2에서의 저장 에너지는 전술한 바와 같이, 전류를 다이오드 D3를 통해 캐패시터 C4로 흐르게 한다. 전원 공급 장치의 조절(regulation)은 제어 전압 V4를 제어함으로써 실현된다. 상기 전압 V4는 트랜지스터 Q3를 이용하여 변압기 T2의 권선 W2양단의 부하를 제어함으로써 제어된다.
고출력 임피던스를 가진 전류원을 형성하는 트랜지스터 Q3의 콜렉터 전류는 플라이휘일로서 동작하는 캐패시터 C4에 결합된다. 안정 상태에서, 제3도 e의 간격 t1-t4동안에 캐패시터 C4에 부가되는 전하량은 주어진 t0-t4에서 캐패시터 C4로부터 트랜지스터 Q3에 의해 제거되는 전하량과 동일하다.
제2도의 a 내지 d는 상이한 부하 상태하에서 제1도의 SMPS의 조절 동작을 설명하기에 유용한 파형을 도시하고 있다. 제1도와 제2도의 a내지 d 및 제3도의 a 내지 g에서 비슷한 기호 및 참조 번호는 비슷한 항목이나 기능을 표시한다.
예를들어 제2도 a 내지 d 의 시간 tA이후에, 제1도의 캐패시터(121)양단의 전원 공급 전류 부하는 감소하며 전압 B+는 증가하는 경향이 있다. 전압 B+에서의 증가의 결과로서, 트랜지스터 Q3는 콜렉터 전류의 보다 높은 레벨을 도통하고, 그러므로, 제1도의 캐패시터 C4 양단의 제2도 c의 전압 V4은 작아지게 된다. 그러므로, 트랜지스터 Q2가 비도통 상태가 된후 블로킹 발진기(110)의 변압기 T2로부터 저장된 유도 에너지를 제거하기 위해 각 주기에서 더 긴 시간이 필요로 된다. 제1도의 발진기(110)의 트랜지스터 Q2가 비도통 상태일때, 주어진 사이클에 제2도 a의 간격 tA-tB의 길이는 감소된 부하 상태하에서 증가한다. 결과적으로, 트랜지스터 Q1의 오프시간에 대한 온시간의 비율인 듀티 사이클은 적당한 조절에 필요로 되는 바와같이 감소한다.
안정상태에서, 전압 V4는 캐패시터 C4의 충전 전류와 방전 전류 사이의 평형상태를 야기하는 레벨에서 안정화된다. 전압 B+에서의 증가는 캐패시터 C4에서의 트랜지스터 Q3의 콜렉터 전류의 증폭 및 전류 집적의 결과로서, 유익하게도 전압 V4에서의 비례적으로 더 큰 변화를 야기할 수 있다. 과도 상태에서 전압 B+가 예를 들어 +145볼트보다 더 큰 한 전압 V4는 감소하게 된다.
결과적으로, 제1도의 전압 V4는 부하가 감소된 상태하에서 전압 B+의 증가 경향을 무효화시키게 되는 방식으로 변화하는 경향이 있다. 그러므로, 네가티브 피드백 방식으로 조절이 이루어진다. 극단의 경우에, 권선 W2양단의 단락 회로가 발진기(110)에서의 발진을 금지시킬 수 있으며, 그러므로 후술되게 되는 바와 같이, 유익하게도 고유의 고강 안전 특성을 제공한다.
역으로 전압 B+의 감소 경향은 조절을 제공하는 방식으로 트랜지스터 Q1및 Q2의 듀티 사이클을 증가시키게 된다. 그러므로, 트랜지스터 Q1의 비도통 간격은 전압 B+가 발생되는 단자(99)에서의 전류 부하에 따라 변화한다.
제어 전압 V4을 발생하기 위한 전압 B+처리는 유익하게도 에러 감지를 개선하기 위해 DC 결합 신호 경로에서 수행된다. 또한 전압 B+에서의 변화는 전압 V4에서의 비례적으로 보다 큰 변화를 야기할 수 있으며 그러므로 에러 감도를 개선하게 된다. 오직 전압에서의 에러가 증폭된 후에만, DC 결합 전압 V4에 포함된 증폭된 에러가 펄스폭 변조를 수행하기 위해 변압기 결합 또는 AC결합된다. 이와같은 특성의 조합이 전압 B+의 조절을 개선한다.
조절 목적을 위해 상기 제어 회로(120)와 비슷한 장치가 사용되는 다른 방법이, 1989년 10월 19일자 Leonardi 의 이름으로 출원된, A synchronized switch-mode power supply란 제목의 미합중국 특허원 제 424,353호에 기술되어 있다. 여기서, 제1도의 전압 V4와 비슷하게 발생되는 전압이 톱니파 발생기에 변압기 결합된다. 변압기 결합된 전압은 펄스폭 변조된 제어 신호를 발생하기 위해 이용되는 톱니파 신호를 변화시킨다.
제너 다이오드 D4는 트랜지스터 Q3의 베이스 전극과 콜렉터 전극 사이에서 저항 RD4과 직렬로 결합된다. 제너 다이오드 D4는 유익하게도, 전압 V4를 약 39볼트로 제한하며, 이것은 발진기(110)의 주파수나 트랜지스터 Q2 및 Q1의 최소 차단 시간 (minimum cut-off time)을 제한하게 된다. 이런 방식으로, 과전류 보호를 제공하기 위해 유익하게도 부하에 전달되는 최대 전력이 제한된다.
안전 동작을 위해, 트랜지스터 Q1이 다시 턴온 되기전에 권선 WS에서의 2차 전류 i3를 제로로 감쇠시키는 것이 바람직할 수도 있다. 이것은 전류 i3의 감쇠 시간이 블로킹 발진기(110)의 전류 i4의 감쇠 시간보다 더 짧아야 된다는 것을 의미한다. 이 조건은 변압기 T2의 1차 인덕턴스와 제너 다이오드 D4의 값의 적당한 선택에 의해 부합될 수 있다.
대기 동작은 저 전력 동작 모드로 SMPS(200)를 동작시킴으로써 개시된다. 이 저전력 동작 모드는 SMPS로 부터의 전력 요구가 20-30와트 이하로 강하할때 발생한다. 예를들어, 수평 편향 회로(222)내에서, 원격 제어 유니트(333)에 의해 제어되는 수평 발진기(도시되지 않음)는 대기 동작중에 작동을 멈춘다. 그러므로, 전압 B+에 의해 여자되는 편향 회로(222)내의 수평 편향 출력단도 또한 마찬가지로 작동을 멈춘다. 결과적으로, 전압 B+가 발생되는 단자(9)에서의 부하가 감소된다. 그러므로 전압 B+와 트랜지스터 Q4에서의 에러 전류가 증가하는 경향이 있다. 그러므로 트랜지스터 Q3가 포화되어 변압기 T2의 권선 W2양단에 유사 단락 회로를 형성하여 대기 모드 동작 동안 줄곧 전압 V4를 거의 제로가 되도록 한다. 결과적으로, 실행 모드 동작과는 달리 변압기 T2에서의 공명 진동에 의해 신호 V5의 포지티브 펄스가 발생될 수 없다. 그래서, 재생 피드백 루프가 턴 온 트랜지스터 Q2를 개시시키는 것이 방지된다. 결과적으로, 연속 발진이 유지될 수 없다.
본 발명의 한 관점에 따라, 트랜지스터 Q2는 신호 V7의 반파 정류된 전압의 업램핑 부분에 의해 버스트 모드 동작에의 스위칭으로 주기적으로 트리거된다. 신호 V7은 50Hz와 같은 주 주파수에서 발생한다. 이 신호 V7은 브릿지 정류기(100)로 부터 유도되며, 저항 R1과 캐패시터 C1의 직렬 구성체를 통해 트랜지스터 Q2의 베이스에 인가된다. 이 직렬 구성체는 전류 i7을 발생하는 미분기로서 작동한다.
제5도의 a내지 d는 대기 동작중의 파형을 도시하는데 이것은 블로킹 발진기에서 신호 V5의 트리거 펄스가 나타나지 않을때, 부동시간 간격 t12-t13이전의 간격 t10-t12동안에 발진기(110)의 버스트 모드 스위칭 동작이 발생한다는 것을 나타낸다. 제1도와 제5도의 a 내지 d에서 비슷한 기호 및 참조 번호는 비슷한 항목이나 기능을 나타낸다.
캐패시터 C2와 저항 R2사이의 접합단자(104a)와 고압 접지 전도체 사이에 결합되는 구성체를 형성하기 위해 제1도의 캐패시터 C3 와 저항 R3의 병렬 구성체가 다이오드 D2와 직렬로 결합된다. 다이오드 D1은 캐패시터 C2와 병렬로 결합된다.
정상적인 실행 모드 동작중에, 캐패시터 C3는 트랜지스터 Q2가 도통될때마다 권선 W3에서 발생되는 신호 V5의 포지티브 전압 펄스에 의해 일정한 전압 V6으로 충전된 상태를 유지한다. 그러므로, 캐패시터 C3는 포지티브 피드백 신호 경로로부터 분리되며 회로 동작에 영향을 미치지 않는다. 대기 동작중에, 캐패시터 C3는 제5도 b에서 시간 t12-t13사이의 전압으로 도시된 바와 같이 긴 비활성 주기 또는 부동 시간 동안에 방전한다. 주어진 간격 t10-t13중 제5도 a의 시간 t10이후에 바로, 캐패시터 C1에서의 전압 미분에 의해 발생되는 제1도의 전류 i7은 제로에서 최대 포지티브 값으로 증가한다. 결과적으로, 트랜지스터 Q2에서 발생되는 베이스 전류가 트랜지스터 Q2를 도통시킨다. 트랜지스터 Q2가 도통되면, 신호 V5의 포지티브 펄스가 권선 W3에서 발생되어 트랜지스터 Q1 및 Q2를 도통 상태로 유지시킨다.
전술한 정상적인 실행 모드 동작과 비슷하게 콜렉터 전류 i2가 업램핑할때 트랜지스터 Q2의 베이스 전류의 크기가 트랜지스터 Q2를 포화상태로 유지하기에 불충분하게 될때까지 트랜지스터 Q2는 도통 상태를 유지한다. 이때 콜렉터 전압 V2은 증가하고 신호 V5는 감소한다. 이 결과는 포지티브 피드백을 이용하여 트랜지스터 Q2가 턴 오프된다는 것이다.
캐패시터 C2양단의 전압 C2는 네가티브 전류 i5를 발생하며, 이 전류는 다이오드 D7를 통해 캐패시터 C2를 방전시키고 트랜지스터 Q2를 차단 상태로 유지시킨다. 네가티브 전류 i5의 크기가 포지티브 전류 i7의 크기보다 더 큰 동안은, 트랜지스터 Q2에서의 베이스 전류는 제로이며, 트랜지스터 Q2는 비도통 상태를 유지한다. 제1도의 네가티브 전류 i5의 크기가 전류 i7보다 작게 되면, 트랜지스터 Q2가 다시 턴 온되고 포지티브 전류 i5가 발생된다.
트랜지스터 Q2의 주어진 도통 간격의 실질적인 부분 동안에, 전류 i5는 전류 캐패시터 C2를 통해 흘러 트랜지스터 Q2의 베이스 전류를 형성하게 된다. 콜렉터 전류 i2가 업램핑하고 있기 때문에, 트랜지스터 Q2의 전압은 업램핑 방식으로 증가하여, 다이오드 D2의 애노드에서의 전압을 증가시킨다. 다이오드 D2의 애노드에서의 전압이 충분히 포지티브가 될때 다이오드 D2는 도통을 시작한다. 그러므로, 전류 i5의 실질적인 부분은 트랜지스터 Q2의 베이스로부터 캐패시터 C3에 의해 전환된다. 결과적으로, 베이스 전류가 트랜지스터 Q2의 콜렉터 전류를 유지하기에 불충분하게 된다. 그래서, 포지티브 피드백 신호 경로는 트랜지스터 Q2를 턴 오프시킨다. 그러므로, 전류 i2의 피크 진폭은 캐패시터 C3양단의 전압 V6의 레벨에 의해 결정된다.
제5도의 a 내지 d의 간격 t10-t12동안에, 제1도의 캐패시터 C3는 다이오드 D2를 통해 포지티브 피드백 신호 경로에 결합되며, 포지티브 전류 i5에 의해 충전된다. 그러므로 제5도 b의 전압 V5은 점진적으로 커지게 된다.
본 발명의 다른 관점에 따라, 점진적으로 커지게 되는 전압 V6이 제5도의 a 내지 d의 간격 t10-t12동안에 발생하는 각 사이클 동안의 도통 간격을 점진적으로 커지게 되도록 한다. 결과적으로, 제1도의 전류 i1및 i2의 피크 진폭과 펄스폭이 점진적으로 증가한다.
제5도의 a 내지 d의 간격 t10-t12에서 발생하는 각 사이클의 대응하는 비도통 부분 동안에, 제1도의 캐패시터 C2는 다이오드 D7와 저항 R2를 통해 방전된다. 각 사이클에서 트랜지스터 Q2의 비도통 간격의 길이는 네가티브 전류 i5의 크기가 포지티브 전류 i7보다 더 작게되도록 야기하는 그런 레벨로 캐패시터 C2를 방전시키는데 필요한 시간에 의해 결정된다.
본 발명의 한 특징에 따라, 캐패시터 C2가 점진적으로 더 높은 전압으로 충전되고 또한 전류 i7의 크기가 점진적으로 더 작아지기 때문에 비도통 간격이 점진적으로 더 길어지게 된다. 그러므로, 포지티브 베이스 전류는 점진적으로 더 긴 비도통 간격 이후에 트랜지스터 Q2의 베이스에서 흐르기 시작하게 된다. 결과적으로, 버스트 모드 간격 동안에 스위칭 주파수가 점진적으로 변화 또는 감소하게 된다.
제5도 a의 시간 t12에서 전류 i7은 제로이다. 그러므로, 간격 t10-t12동안에 발생된 버스트 모드 동작은 지속될 수 없으며, 스위칭 동작이 없는 긴 부동 시간 간격 t12-t13이 발생한다. 시간 t13에서, 포지티브 전류 i7이 다시 발생되며, 후속 버스트 모드 스위칭 간격이 트랜지스터 Q1 및 Q2에서 발생한다.
제5d의 버스트 모드 간격 t10-t12동안에, 각 사이클에서 도통 간격의 길이는 전술된 바와같이 점진적으로 증가한다. 이와같은 동작은 소프트 스타트 동작이란 어구로 언급될 수 있다. 소프트 스타트 동작으로 인해 예를들어 SMPS(200)의 캐패시터들은 점진적 방식으로 충전 또는 방전된다.
본 발명의 다른 특징에 따라, 실행 모드 동작 동안 보다 낮게됨으로써 캐패시터 C3의 전압 V6는 제5a도의 간격 t10-t12동안에 걸쳐 제1도의 SMPS(200)의 가청범위 이상에서 제1도의 트랜지스터 Q1 및 Q2의 스위칭 주파수를 유지한다. 대기 동작중의 소프트 스타트 동작과 고 스위칭 주파수의 결과로서, 제1도의 SMPS(200)의 인덕터 및 변압기에서의 기계적 기생 진동에 의해 발생되는 잡음이 유익하게도 실질적으로 감소된다.
제5도 c의 간격 t10-t12동안에 버스트 모드 동작은 대기 동작중에 제1도의 원격 제어 유니트(333)의 동작을 인에이블시키기에 충분한 레벨에서 제1도의 전압 V+를 발생한다. 버스트 모드 동작으로 인해 SMPS(200)에서 소비되는 에너지는 정상적인 실행 모드 동작 동안보다 실질적으로 더 낮게 약 6와트에서 유지된다.
원격 제어 유니트(333)를 동작시키기 위해 필요한 레벨로 전압 V+를 발생시키기 위해서는, 실행 모드 동안보다 실질적으로 더 낮은 트랜지스터 Q1 및 Q2의 대응하는 평균 듀티 사이클이 필요로 된다. 트랜지스터 Q1에서의 도통 간격의 길이는 예를들어, 트랜지스터 Q1의 저장 시간보다 더 길어야 된다. 따라서, 버스트 모드로 동작시킴으로써 각 사이클에서의 트랜지스터 Q1의 도통 간격은 연속한 스위칭 동작이 대기 동작중에 발생했던 경우보다 필요한 낮은 평균 듀티 사이클을 얻기 위해 더 길게 유지될 수 있다. 트랜지스터 Q1 및 Q2에서의 이와같은 연속한 스위칭 동작은 제5도 d의 간격 t12-t13과 같은 부동시간 간격의 발생없이 정상적인 실행 모드 동작 동안에 발생한다.
상기 SMPS는 또한 제6도의 a 내지 d의 파형을 참조하여 후술되게 되는 바와 같이 소프트 스타트-업 특성을 갖고 있다. 제1도와 제5도 a 내지 d 및 제6도 a 내지 d에서 비슷한 기호 및 참조번호는 비슷한 항목이나 기능을 나타낸다. 스타트-업 모드는 대기 동작과 비슷하다. 전원 공급 장치가 먼저 턴 온되면, 캐패시터 C4 및 C3 가 방전되며, 트랜지스터 Q2의 베이스에 대한 순방향 바이어스는 없다. 트랜지스터 Q2의 베이스에 정류된 AC 공급 신호 V7의 작은 부분을 공급함으로써 발진이 시작된다. 제6도의 d에 도시된 바와 같이, 발진기 듀티 사이클은 초기에 매우 짧으며, 또는 트랜지스터 Q2가 비도통 상태일때의 각 사이클에서의 간격이 긴데, 이것은 변압기 T2의 권선 W2이 방전된 캐패시터에 의해 무거운 부하를 받기 때문이다. 캐패시터 C3 및 C4의 충전량과 전압 B+는 제6도 c에 도시된 바와같이 약 15msec의 주기에 걸쳐 점진적으로 증강된다.이와 같은 늦은 증강 이후에 정상적인 동작이 시작된다.
예를들어 제1도의 출력단자(99)에서의 단락 회로의 경우에, SMPS(200)는 대기 동작 모드와 비슷한 방식으로 단속 모드 동작으로 나아간다. 예를들어, 만일 제1도의 캐패시터 C121이 단락 회로가 되면, 변압기 T1의 2차 권선 WS을 통해 흐르는 전류 i3에서의 증가가 보다 높은 네가티브 바이어스를 트랜지스터 Q3의 에미터에 결합되는 저항 R6양단에서 발생시킨다. 이때 베이스 전류가 다이오드 D55를 통해 트랜지스터 Q3로 흘러, 트랜지스터 Q3를 포화시키고 접지에 대한 그 콜렉터 전압을 클램프 한다. 변압기 T2의 후속 부하는 대기 모드 동작에 대해 기술된 바와같이 단속 버스트 모드로 SMPS(200)를 작동시키게 된다.
전압 V+를 발생하는 SMPS(200)의 저전압 공급부는 예를들어 높은 오디오 전력을 요하는 경우에 순방향 변환기로서 작동하도록 배열될 수도 있다. 제7도는 순방향 변환기 동작을 이루기 위한 제1도의 회로의 변형을 도시하고 있다. 제7도의 저항 Rx과 다이오드 Dy는 후술되는 바와 같이 과부하 보호작용을 한다. 제1도와 제7도에서 비슷한 기호 및 참조번호는 비슷한 항목 또는 기능을 나타낸다. 제7도에 도시된 변형이 고 전력 오디오 공급을 제공하는데 사용될 때 과부하가 발생하면 저항 Rx는 과 전류를 감지하고 트랜지스터 Q3의 에미터에 네가티브 바이어스를 제공한다.
제8도는 텔레비젼 수상기의 얼터(ulter)전극(도시안됨)에서 흐르는 빔 전류에서의 대응하는 변화에 의해 야기되는 전압 B+의 변화를 표의 형태로 도시하고 있다. 전압 B+는 얼터 전압 및 빔 전류를 발생하기 위해 편향회로 출력단(도시안됨)을 여자시킨다. 제9도는 주 공급 전압 VAC의 변화에 의해 야기되는 전압 B+의 변화를 표의 형태로 도시하고 있다.
비교 목적을 위해, 제8도와 제9도의 각각의 표에서 행 No.1은 집적회로 TDA 4601 제어 회로와 전력 변압기 오레가 No. V4937700을 이용하는 종래 기술의 SMPS가 이용될 때 얻어지는 데이타를 제공한다. 제8도 및 제9도의 각 표에서 행 No.2는 제1도의 변형되지 않은 SMPS가 이용될 때 데이타를 제공한다. 알수 있는 바와같이 제1도의 SMPS(200)의 성능은 매우 우수하다.

Claims (24)

  1. AC주 전압원으로부터 입력 공급 전압(VUR)을 발생시키기 위한 수단(100)과, 주기적인 제1 제어 신호 (V5)를 발생시키기 위한 제1수단(110)과, 상기 입력 공급전압(VUR)에 의해 여자되며 상기 제1 제어신호 (V5)에 응답하여, 대기 모드 동작중 및 실행 모드 동작중에 스위칭 전류(i1)를 발생시키기 위한 스위칭 제2수단(Q1)과, 상기 스위칭 전류(i1)에 응답하여 상기 출력 공급 전압(B+)을 발생시키기 위한 제3수단(T1)과, 대기 모드/실행 모드 제1 제어 신호원(333)을 포함하며, 대기 모드 동작중 및 실행 모드 동작중에 출력 공급 전압(B+)을 발생시키기 위한 텔레비젼 장치의 스위치 모드 전원 공급장치(200)에 있어서, 상기 스위칭 수단(Q1)에 결합되며, 상기 대기 모드/ 실행 모드 제1 제어 신호와 상기 AC 주전압의 주파수에 의해 결정되는 주파수에서의 제2제어신호(i7)에 응답하여, 버스트 간격동안에는 다수의 스위칭 사이클이 수행되고, 교호 부동시간(alternating dead time)간격 동안에는 스위칭 사이클이 수행되지 않으며 이들 두 간격이 상기 AC 주전압의 상기 주파수에 의해 결정되는 주파수에서 교호하도록, 상기 대기 모드 동작시 버스트 모드 방식으로 상기 스위칭 수단(Q1)을 제어하기 위한 제4수단(Q4,Q3,Q2)을 구비하는 것을 특징으로 하는 텔레비젼 장치의 스위치 모드 전원 공급장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 스위칭 수단(Q1)이 상기 실행 모드 동작중에 상기 스위칭 전류(i1)의 펄스를 연속적으로 발생하는 것을 특징으로 하는 전원 공급장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 출력 공급 전압(B+)에 결합되며, (333으로부터)상기 대기 모드/실행 모드 제어신호에 응답하여 상기 대기 모드/실행 모드 제1 제어신호에 따라 변화하는 부하 전류(i3)을 발생하기 위한 부하 회로(222)와, 상기 부하 회로(222)에 결합되며 상기 출력 공급 전압(B+)과 상기 부하 전류(i3)중 적어도 하나에 응답하여, 상기 출력 공급 전압(B+)과 상기 부하 전류(i3)중 상기 적어도 하나의 레벨이 정상 동작 범위밖에 있을때 상기 버스트 모드 동작을 인에이블시키기 위해 상기 제3수단(T1)에 결합되는 제3 제어신호(V4)를 발생시키기 위한 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 전원 공급장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 제3 제어 신호(V4)가 네가티브 피드백 방식으로, 상기 출력 공급전압(B+)에 따라 상기 실행 모드 동작중에 상기 스위칭 수단(Q1)의 듀티 사이클을 변화시키는 것을 특징으로 하는 전원 공급장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 실행 모드 동작시, 상기 스위칭 수단(Q1)의 스위칭 사이클이 부동시간 간격에 의해 차단되지 않고 연속적으로 발생하는 것을 특징으로 하는 전원 공급장치.
  6. 제1항에 있어서, 상기 스위칭 수단(Q1)에 결합되며 상기 출력 공급 전압(B+)에 응답하여, 네가티브 피드백 방식으로 상기 실행 모드 동작시 상기 스위칭 수단(Q1)의 스위칭 동작의 펄스폭을 변조시키고 그렇게 함으로써 상기 실행 모드 동작중에 상기 출력 공급 전압(B+)을 조절하기 위한 변조 수단(T2,T3)을 구비하는 것을 특징으로 하는 전원 공급장치.
  7. 제6항에 있어서, 상기 스위칭 동작이 상기 대기 모드 동작중에 상기 출력 공급 전압(B+)의 변화에 따라 개방 루프 방식으로 제어되는 것을 특징으로 하는 전원 공급장치.
  8. 제6항에 있어서, 상기 변조 수단(T2)이, 상기 대기 모드 동작중에 발생하는 상기 AC 주전압의 각 주기동안 소프트 스타트 동작을 제공하도록 상기 AC 주 전압의 파형에 따라 상기 제1 제어신호(V5)의 펄스폭을 변조시키기 위해 상기 AC 주전압에 응답하고 상기 제1제어신호 발생 수단(110)에 결합되어 있는 것을 특징으로 하는 전원 공급장치.
  9. 제8항에 있어서, 상기 스위칭 수단(Q1)은 소정의 스위칭 사이클 동안에 제1 및 제2 스위칭 상태로 동작하고, 상기 스위칭 수단(Q1)이 상기 상태 중 한 상태로 동작할때의 간격이 길이가 상기 대기 모드 동작시 상기 소프트 스타트 동작을 제공하도록 상기 AC 주전압의 파형에 따라 상기 AC 주전압의 대응 주기 동안 점진적으로 증가하는 것을 특징으로 하는 전원 공급장치.
  10. 제8항에 있어서, 상기 소프트 스타트 동작이 상기 대기 모드 동작시 상기 전원 공급장치에서 기계적 기생 잡음(parasitic mechanical noise)의 감소를 야기하는 것을 특징으로 하는 전원 공급장치.
  11. 제8항에 있어서, 부하(222)가 상기 출력 공급 전압에 결합되어 부하 전류(I3)를 발생하며, 상기 제4수단(Q4,Q3,Q2)이 상기 부하 전류의 크기가 과도할 때 상기 버스트 모드 방식으로 상기 스위칭 동작을 제어하기 위해 상기 부하 전류의 크기에 응답하는 것을 특징으로 하는 전원 공급장치.
  12. 제11항에 있어서, 상기 변조 수단(T2,C3)이, 과전류 보호를 제공하기 위해, 상기 부하 전류(i3)의 크기가 과도할 때 상기 소프트 스타트 동작을 제공하도록 상기 AC 주 전압의 상기 파형에 따라 상기 제1 제어신호(V5)를 변조하는 것을 특징으로 하는 전원 공급장치.
  13. 제1주파수에서 AC 주 전압원으로부터 입력 공갑 전압(VUR) 을 발생하기 위한 수단과, 상기 입력 공급 전압(VUR)에 결합된 제1권선(W1)을 가진 변압기(T2)를 포함하는 스위치 모드 전원 공급 장치에 있어서, 상기 제1권선(W1)에 결합되어, 상기 변압기(T2)와 함께 실행 모드 동작중에 연속적으로 발진하는 발진기(110)를 형성하는 재생식 포지티브 피드백 신호 경로를 형성하며, 스위칭 전류(i2)를 발생시키기 위한 제1 스위칭 수단(Q2)과, 상기 입력 공급 전압(VUR)에 결합되며, 상기 발진기(110)의 출력 신호(V5)에 응답하여, 상기 발진기(110)의 출력 신호(V5)에 따라 제어되는 스위칭 동작에 의해 상기 입력 공급 전압(VUR)으로부터 출력 공급 전압(B+)을 발생시키기 위한 수단(Q1)과, 상기 발진기(110)에 결합되며, 상기 출력 공급 전압(B+)에 응답하여, 네가티브 피드백 방식으로 상기 실행 모드 동작시 상기 발진기 출력 신호(V5)를 변조하여, 상기 출력 공급 전압(B+)을 조절하기 위한 수단(Q3,Q4)과, 상기 발진기(110)에 결합되며, (333으로부터)대기 모드/실행 모드 제어신호에 응답하여 대기 모드 동작 중에 상기 발진기(110)에서의 연속 발진을 디스에이블링 하기 위한 수단(Q3,Q4)및, 상기 제1주파수에 의해 결정되는 주파수에서 신호(i7)에 응답하여, 연속 발진기 디스에이블될 때 상기 제1 주파수에 의해 결정되는 주파수에서 반복적인 상기 제1스위칭 수단(Q2)에서의 버스트 모드 스위칭 동작을 개시시키기 위한 수단(D2,D3)을 구비하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 공급장치.
  14. 제13항에 있어서, 상기 변조 수단(Q3,Q4)이 상기 출력 공급 전압(B+)을 조절하기 위해 필요한 상기 제1 스위칭 수단(Q2)의 듀티 사이클을 나타내는 값을 가진 상기 캐패시터(C4)에서의 제어 전압을 발생하기 위한 캐패시터(C4)를 포함하며, 상기 변조 수단이, 상기 제1 스위칭 수단(Q2)의 주어진 스위칭 사이클의 플라이백 간격 동안에 제2권선 (W2)에 상기 캐패시터(C4)에서의 상기 제어 전압(V4)을 인가하기 위해 상기 제 2 권선(W2)에 상기 캐패시터(C4)를 결합시키기 위해 상기 스위칭 전류(i2)에 응답하는 제2스위칭 수단(Q3)과, 상기 캐패시터(C4)에 결합되며 (333으로부터) 상기 대기 모드/실행 모드 제어 신호에 응답하여, 상기 대기 모드 동작 중에 상기 재생식 포지티브 피드백 신호 경로를 디스 에이블시키는 방식으로 상기 제어 전압(V4)을 제어하기 위한 수단(Q4)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 공급장치.
  15. 제13항에 있어서, 상기 변조 수단(Q3,Q4)이, 상기 출력 공급 전압(B+)이 발생되는 단자(99)와 상기 변압기(T2)의 상기 제2권선 (W2)사이의 DC 결합 신호 경로를 형성하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 공급장치.
  16. AC 주 전압원으로부터 공급 전압(VUR)을 발생하기 위한 수단과, 주어진 주파수에서 제1제어신호(V5)를 발생하기 위한 수단(110)과, 상기 압력 공급 전압(VUR)에 의해 여자되며 상기 제1제어신호(V5)에 응답하여, 상기 대기 모드 동작중 및 상기 실행 모드 동작중에 스위칭 전류(i1)를 발생하기 위한 스위칭 수단(Q1)과, 상기 스위칭 전류(i1)에 응답하여 상기 출력 공급 전압(B+)을 발생하기 위한 수단(T1,WS)과, 대기 모드/실행 모드 제어 신호원(333)을 포함하며, 대기 모드 동작 중 및 실행 모드 동작중에 출력 공급전압(B+)을 발생하기 위한 스위치 모드 전원 공급장치에 있어서, 상기 대기 모드/실행 모드 제어신호에 응답하여, 버스트 간격 동안에 다수의 스위칭 사이클이 수행되고 교호 부동시간 간격 동안에는 스위칭 사이클이 수행되지 않도록, 상기 대기모드 동작시 버스트 모드 방식으로 상기 스위칭 수단(Q1)을 제어하기 위한 수단(Q4,Q3,T2,C3)과, 상기 스위칭 수단(Q1)에 결합되어, 상기 스위칭 수단(Q1)의 스위칭 주파수가 상기 버스트 간격내에서 변화하도록, 상기 대기모드 동작시 상기 스위칭 수단(Q1)에서의 스위칭 주파수를 제어하기 위한 수단(D2,R3,C2)을 구비하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 공급장치.
  17. 제16항에 있어서, 상기 대기 모드 동작시 상기 스위칭 수단(Q1)의 상기 스위칭 주파수가 상기 입력 공급 전압의 파형의 함수인 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 공급장치.
  18. 제16항에 있어서, 상기 스위칭 주파수가 상기 버스트 모드 간격 동안에 점진적으로 감소하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 공급장치.
  19. 제18항에 있어서, 상기 스위칭 수단의 온-타임(on-time)이 버스트 모드 간격 동안에 점진적으로 증가하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 공급장치.
  20. 제16항에 있어서, 상기 주파수 제어 수단이 상기 버스트 간격내에서 소프트 스타트 동작을 제공하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 공급장치.
  21. 입력 공급 전압(VUR)원과, 상기 입력공급 전압(VUR)에 결합된 제1권선(W1)을 가진 변압기(T2)와, 상기 제1권선(W1)에 결합되어, 실행 모드 동작중에 연속적으로 발진하는 발진기(110)를 형성하기 위해 상기 제1 스위칭 수단(Q2)에 포지티브 피드백 방식으로 결합된 상기 변압기(T2)에서 스위칭 신호(i2)를 발생하기 위한 제1 스위칭 수단(Q2)과, 상기 입력 공급 전압(VUR)에 결합되며 상기 발진기(110)의 출력 신호(V5)에 응답하여, 상기 발진기 출력 신호(V5)에 따라 제어되는 스위칭 동작에 의해 상기 입력 공급 전압(VUR)으로부터 출력 공급 전압(B+)을 발생하기 위한 수단을 포함하는 스위치 모드 전원 공급장치에 있어서, 상기 발진기(110)에 결합되며 상기 출력 공급 전압(B+)에 응답하여, 네가티브 피드백 방식으로 실행 모드 동작중에 상기 발진기 출력 신호(V5)를 변조하여, 상기 출력 공급전압(B+)을 조절하기 위한 수단(Q4,Q3,T2)과, 상기 발진기(110)에 결합되며 (333으로부터)대기 모드/실행 모드 제어신호에 응답하여 상기 발진기에서의 연속 발진을 대기 모드 동작중에 디스에이블링 시키기 위한 수단과, 제1주파수에서의 신호에 응답하여, 상기 연속 발진이 디스에이블될때 상기 제1주파수에 의해 결정되는 주파수에서 반복적인 상기 제1스위칭 수단(Q1)에서의 버스트 모드 스위칭 동작을 개시하기 위한 수단(D1,C2)과, 캐패시터(C3)및, 상기 대기 모드/실행 모드 제어 신호에 응답하여, 상기 버스트 모드 동작중에 가청 범위상에서 상기 제1스위칭 수단(Q1)의 스위칭 주파수를 유지시키기 위해 상기 포지티브 피드백 신호 경로에 상기 캐패시터(C3)를 결합시키고, 상기 실행 모드 동작중에는 상기 캐패시터가 상기 발진기의 발진 부파수에 영향을 주는 것을 방지하기 위해 상기 포지티브 피드백 신호 경로로부터 상기 캐패시터(C3)를 분리시키기 위한 제2스위칭 수단(D2)을 구비하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 공급장치.
  22. 제21항에 있어서, 상기 캐패시터(C3)에 결합되어, 상기 대기 모드 동작시 버스트 모드 스위칭 동작이 일어나지 않을 때의 부동시간 간격 동안 상기 캐패시터(C3)를 방전시키기 위한 저항(R3)을 구비하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 공급장치.
  23. 제22항에 있어서, 상기 제2스위칭 수단이 상기 변압기의 제2권선(W3)과 상기 캐패시터 사이에 결합된 다이오드(D2)를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 공급장치.
  24. 제23항에 있어서, 상기 다이오드(D2)를 통해 상기 캐패시터(C3)를 충전시키는 전류가 주어진 버스트 모드 간격 동안 제1방향으로 램핑하고 있는 상기 캐패시터(C3)에 전압을 발생하고, 상기 저항(R3)은 상기 캐패시터(C3)전압이 상기 부동시간간격 동안 반대 방향으로 램핑하도록 야기하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 공급장치.
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