FR2647607A1

FR2647607A1 - Alimentation en courant synchronisee en mode commute

Info

Publication number: FR2647607A1
Application number: FR9002814A
Authority: FR
Inventors: Giovanni Michele Leonardi
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1989-03-07
Filing date: 1990-03-06
Publication date: 1990-11-30
Anticipated expiration: 2010-03-06
Also published as: US4937727A; FR2647607B1; KR0163766B1; KR900015425A; IN174872B; DE4007213A1; US4937728A; US4941078A; KR0163762B1; KR900015542A; KR900015459A; KR0147285B1

Abstract

L'invention concerne une alimentation en courant en mode commuté. Selon l'invention, un premier transistor de commutation Q1 est couplé à un enroulement primaire W1 d'un transformateur d'isolement T1; un second transistor de commutation Q4 applique périodiquement une faible impédance à travers un second enroulement W3 du transformateur T1 qui est couplé à un oscillateur pour le synchroniser sur un signal à la fréquence horizontale; un troisième enroulement W4 du transformateur T1 est couplé via une diode de commutation T3 à un condensateur C3 d'un circuit de commande pour développer une tension continue de commande V3 dans le condensateur C3, qui varie selon une tension d'alimentation de sortie B+; la tension V3 est appliquée via le transformateur T1 à un modulateur de la largeur des impulsions pour produire et réguler la tension d'alimentation de sortie B+ selon la modulation de la largeur des impulsions. L'invention s'applique notamment aux téléviseurs.

Description

La présente invention se rapporte à des

alimentations en courant en mode commuté.

Certains récepteurs de télévision ont des bornes de signaux d'entrée pour recevoir, par exemple, des signaux d'entrée vidéo externes tels que des signaux d'entrée vidéo de couleur R, G et B (rouge, vert et bleu) qui sont développés relativement au conducteur commun de la masse du récepteur. De telles bornes de signaux d'entrée et le conducteur commun du récepteur peuvent être couplés à des bornes correspondantes de signaux et des conducteurs communs de dispositifs externes comme par exemple un enregistreur de cassettes vidéo ou un décodeur

de télétexte.

Pour simplifier le couplage des signaux entre les dispositifs externes et le récepteur de télévision, les conducteurs de la masse commune du récepteur et des dispositifs externes sont connectés ensemble de manière qu'ils soient tous au même potentiel. Les lignes de signaux de chaque dispositif externe sont couplées aux

bornes correspondantes de signaux d'entrée du récepteur.

Dans un tel agencement, le conducteur commun de chaque dispositif, tel que celui du récepteur de télévision, peut être maintenu "flottant" ou conductivement isolé relativement à la source d'alimentation en courant alternatif du secteur correspondante qui excite le dispositif. Quand le conducteur commun est maintenu flottant, un utilisateur qui touche une borne qui est au potentiel du conducteur commun ne souffre pas d'une électrocution. Un conducteur de masse commune qui flotte est isolé des potentiels des bornes de la source d'alimentation en courant alternatif du secteur qui alimente la télévision, typiquement par un transformateur. Le conducteur commun flottant ou isolant

est quelquefois appelé conducteur "froid" de la masse.

Dans une alimentation en courant typique en mode commuté d'un récepteur de télévision, la tension d'alimentation alternative du secteur est couplée directement, sans utiliser de transformateur, à un pont redresseur. Une tension d'alimentation d'entrée non régulée en courant continu est produite qui, par exemple, est référencée un conducteur commun, appelé masse "chaude" qui est conductivement isolé d'un conducteur de masse froide. Un modulateur de la largeur des impulsions règle le facteur d'utilisation d'un transistor commutateur vibreur qui applique la tension non régulée d'alimentation à un enroulement primaire d'un transformateur de retour isolant. Une tension de retour à une fréquence qui est déterminée par le modulateur est développée à un enroulement secondaire du transformateur et elle est redressée pour produire une tension continue d'alimentation de sortie, telle qu'une tension B+ qui

excite un circuit de déviation horizontale du téléviseur.

L'enroulement primaire du transformateur de retour est par exemple couplé de manière conductive au conducteur de la masse chaude. L'enroulement secondaire du transformateur de retour et la tension B+ peuvent être conductivement isolés du conducteur de la masse chaude

par la barrière chaud-froid formée par le transformateur.

Il peut être souhaitable de synchroniser le fonctionnement du transistor vibreur sur la fréquence de balayage horizontal pour empêcher la présence d'un schéma visuel gênant ou artefact dans une image présentée sur le

récepteur de télévision.

Il peut de plus être souhaitable de coupler un signal de synchronisation horizontale qui est référencé sur la masse froide au modulateur de la largeur des impulsions qui est référencé sur la masse chaude de

manière à y maintenir l'isolement.

264760?

Une alimentation en courant synchronisée en mode commuté, selon un aspect de l'invention, comporte un

transformateur ayant des premier et second enroulements.

Un premier agencement de commutation est couplé au premier enroulement pour produire un premier courant de commutation dans le premier enroulement afin d'exciter périodiquement le second enroulement. Une source d'un signal d'entrée de synchronisation, à une fréquence qui est en rapport avec une fréquence de déviation, est prévue. Un second agencement de commutation répondant au signal d'entrée et couplé au second enroulement applique périodiquement une faible impédance à travers le second enroulement excité qui, par action de transformateur, produit une augmentation sensible du premier courant de commutation. Un premier signal périodique de commande est produit. L'augmentation du premier courant de commutation est détectée pour synchroniser le premier signal de commande sur le signal d'entrée. Une tension d'alimentation de sortie est produite à partir d'une tension d'alimentation d'entrée selon le premier signal

de commande.

L'invention sera mieux comprise et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci

appara!tront plus clairement au cours de la description

explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant un mode de réalisation de l'invention et dans lesquels: - la figure 1, formée des figures la et lb, illustre une alimentation en courant selon un aspect de l'invention; - les figures 2a-2j illustrent des formes d'onde utiles pour expliquer le fonctionnement en mode continu du circuit de la figure 1 lorsque la charge est constante; - les figures 3a-3f illustrent des formes d'onde utiles pour expliquer le fonctionnement en mode continu du circuit de la figure 1 en condition de charge variable; - les figures 4a- 4c illustrent des formes d'onde du circuit de la figure 1 pendant une condition de surcharge; et - les figures 5a-5c illustrent des formes d'onde transitoires utiles pour expliquer le fonctionnement du circuit de la figure 1 pendant la mise

en marche.

La figure 1 illustre une alimentation en courant en mode commuté (SMPS) 300 selon un aspect de l'invention. L'alimentation 300 produit une tension d'alimentation régulée de sortie B+ de +145 volts qui est utilisée pour exciter, par exemple, un circuit de déviation d'un récepteur de télévision, non représenté, et une tension d'alimentation de sortie régulée V+ pour exciter un émetteur de télécommande du récepteur de

télévision.

Une tension d'alimentation du secteur VAC est redressée dans un pont redresseur 100 pour produire une tension non régulée VUR. Un enroulement primaire W5 d'un transformateur vibreur de retour T2 est couplé entre une borne 100a et un drain d'un transistor à effet de champ métal-oxydesemiconducteur Q2 dont la source est couplée à un conducteur commun appelé ici masse "chaude". Le transistor Q2 est commuté par un signal de commande dont la largeur des impulsions est modulée, ou tension V7, qui est produite par un modulateur 101 de la largeur des impulsions. Un enroulement primaire Wl d'un transformateur de retour T1 est couplé entre la borne 100Oa, o est développée la tension VUR, et un collecteur d'un transistor de commutation Ql qui est incorporé dans le modulateur 101 de la largeur des impulsions. L'émetteur du transistor Q1 est couplé à la masse chaude via une résistance d'échantillonnage de courant d'émetteur R10 pour développer une tension V5, à travers la résistance R10O, qui est proportionnelle à un courant de collecteur i1 du transistor Q1. Les figures 2a-2j illustrent des formes d'onde utiles pour expliquer le fonctionnement normal à l'état stable de SMPS de la figure 1. Des symboles et chiffres similaires sur les figures 2a-2j indiquent des articles

ou fonctions similairs.

Pendant un intervalle t -t de la figure 2f i 4 d'un cycle donné ou période de l'opération de commutation, une tension de base V1o d'un transistor Q30 de la figure la est à zéro volt, provoquant le développement d'une tension d'impulsion positive V30 au collecteur du transistor Q30. La tension V30 est couplée via un réseau 81 à la base du transistor Q1, rendant le transistor Q1 conducteur pendant l'intervalle t -t4 de la figure 2d. Une diode D20 de la figure lb est couplée entre le collecteur du transistor Q30 et la porte du transistor Q2. Une tension impulsionnelle positive V30

polarise la diode D20 en inverse.

Pendant un intervalle t2-t4 de la figure 2h, un transistor Q40 de la figure la est non conducteur et, en conjonction avec la diode D20, il permet à une tension V6a, qui est couplée via une résistance R30, à la porte du transistor Q2, de produire une tension positive V7. La tension positive V7 rend le transistor Q2 conducteur pendant l'intervalle t2-t4 de la figure 2j. En conséquence, des courants de commutation il et i 2 en rampe montante des figures correspondantes 2d et 2j

s'écoulent dans les enroulements Wl et W5, respective-

ment, de la figure lb, et stockent une énergie inductive

dans les transformateurs T1 et T2.

Selon un aspect de l'invention, un transistor de commutation Q4 est couplé via la diode D400 et une résistance de limitation de courant R400, ayant une faible valeur, à un enroulement secondaire W3 du transformateur T1. Tandis que les transistors Q1 et Q2 sont conducteurs, le transistor Q4 est mis en circuit. Le transistor Q4 est mis en circuit par une impulsion de retour VH à une fréquence horizontale fH qui est dérivée du courant de déviation horizontale. L'impulsion VH est couplée à la base du transistor Q4. En conséquence, au temps t3 de la figure 2d, qui se produit pendant l'intervalle de retour horizontal du signal VH de la figure 2a, le transistor Q4 de la figure 1 applique une faible impédance à travers l'enroulement W3 qui charge le transformateur T1 provoquant, par action de transformateur, une augmentation échelonnée du courant de collecteur i1 du transistor Qi par suite de la faible

impédance couplée au transformateur.

Le courant de collecteur i1 dans le transistor QI développe une tension de détection V5 sur la figure 2d à travers la résistance d'échantillonnage RO10 de la figure lb qui est couplée via le condensateur Cll pour former la tension V1l à la borne 11. L'augmentation échelonnée du courant i1 de la figure 2c au temps t3 provoque une augmentation échelonnée d'une tension V1l de la figure 2e à la borne 11 de la figure la. Après l'augmentation échelonnée au temps t3, chaque courant i1 de la figure 2c et tension Vil de la figure 2e continue à augmenter en rampe vers le haut à une allure qui est déterminée par l'inductance de l'enroulement Wl. La tension Vl est développée à une borne d'entrée inverse d'un comparateur ou amplificateur U3. L'amplificateur U3 a une borne de sortie qui est couplée à la base du transistor Q3 pour développer un signal de commutation ou

tension V1O.

L'amplificateur U3, le transistor Q30 et le transistor Qi forment un oscillateur par suite d'un traJet de réaction positive via un condensateur Cll qui est couplé entre la résistance R10 d'échantillonnage de courant d'émetteur du transistor QI et la borne 11. La borne il est couplée à la borne d'entrée inverse du comparateur U3 et également à une borne d'entrée inverse

d'un amplificateur ou comparateur U2.

Selon une caractéristique de l'invention, le signal VH qui est couplé à un tel oscillateur via la faible impédance formée par le transistor Q4, synchronise les cadences de commutation dans SMPS 300 sur la fréquence de balayage horizontal. Cette synchronisation est souhaitable pour empêcher une perturbation non

souhaitable de l'image visualisée.

Une tension Vll est dérivée de la tension V6a via un diviseur de tension formé de résistances R200 et R201. Une diode D202 est couplée en direction directe, d'une borne d'entrée directe de l'amplificateur U2, o est développée la tension V1ll1, à une borne de sortie de l'amplificateur U2. La borne de sortie de l'amplificateur U2 est couplée via une relativement petite résistance R112 à la borne 11 et également via une diode D12 à une armature d'un condensateur C12. L'autre armature du

condensateur C12 est couplée à la masse chaude.

Le temps t4 de la figure 2d suit l'augmentation graduelle en rampe montante du courant i1 entre les temps t3 et t4, qui, à son tour, suit l'augmentation échelonnée ci-dessus mentionnée au temps t3. Au temps t4, la tension Vil de la figure 2e devient plus importante que la tension V11. Cela a pour résultat que la tension à la borne de sortie de l'amplificateur U2 devient nulle relativement à la masse chaude. Par conséquent, la tension Vil est bloquée à zéro volt par la borne de sortie de l'amplificateur U2 via la résistance R112,

déchargeant ainsi rapidement le condensateur Cil.

Simultanément, une tension en dents de scie V12 à travers le condensateur C12, qui a été chargé au préalable par la tension V6a via les résistances R120 et R121, est bloquée à zéro volt via une diode D12. La diode D202, qui devient conductrice, force la tension Vili à être bloquée à une valeur sensiblement plus faible que celle produite par une opération de bascule de Schmitt dans l'amplificateur U2. Une tension continue V110 est développée à une borne d'entrée directe du comparateur U3. La tension V110 est produite à partir de la tension V6a via un diviseur de tension résistif. Au temps tO0 ou t4 de la figure 2e, la tension Vl devient plus faible que la tension V110 par suite de l'opération de blocage via la résistance 220 de la figure 1. Par conséquent, le signal V O de la figure 2f à la borne de sortie du comparateur U3 de la figure 1 augmente par suite de l'application de la tension V6a via une résistance RpU d'entraînement vers le haut. Au temps t4 de la figure 2f, le signal V O qui est couplé à la base d'un transistor commutant d'attaque Q30

de la figure 1 rend le transistor Q30 conducteur.

Quand le transistor Q30 est mis en circuit, il met les deux transistors Ql et Q2 hors circuit. En conséquence, l'énergie inductive stockée dans le transformateur T2 est transférée via un enroulement secondaire W6 et via une diode D6 à un condensateur de filtrage C66 dans une opération de retour pour produire une tension d'alimentation de sortie B+. De même, la

tension V+ est produite via un enroulement W7.

De la même manière, l'énergie stockée dans le transformateur T1 produit un courant de commutation de retour dans un enroulement secondaire W4 du transformateur T1 qui met en circuit une diode D3 et qui continue à s'écouler dans un condensateur C3. Ainsi, le condensateur C3 est couplé à travers l'enroulement W4 via la diode de commutation D3 après le temps tO0 de la figure o 2b. Cela a pour résultat qu'une tension continue de commande V3 de la figure 1 est développée dans le condensateur C3. La grandeur de la tension V3 est réglable comme décrit ultérieurement. La tension de commande V3 dans le condensateur C3 est couplée par action de transformateur à un enroulement secondaire W2 du transformateur T2 et est redressée par une diode DW2 pour produire une tension de commande V6 dans un

condensateur de filtrage C6.

Pendant le fonctionnement normal, un transistor Q8 de la figure la fonctionne comme un commutateur conducteur et couple la tension V6 à un condensateur de filtrage C6a pour former une tension de commande V6a qui est sensiblement égale à la tension V6. Le rapport de la tension V6a à la tension V3 est déterminée par le rapport

des spires des enroullements W4 et W2.

Après le temps tO0 ou t4 de la figure 2e, lorsque le condensateur Cll de la figure la s'est déchargé, la borne de sortie de l'amplificateur U2 de la figure 1 forme une haute impédance. Par conséquent, par exemple pendant l'intervalle to-t4 de la figure 2e, un courant s'écoulant dans les résistances Rlll et R112 de la figure la charge le condensateur Cll et un courant s'écoulant dans les résistances R120 et R121 charge le

condensateur C12.

Au temps to une tension V120 à une Jonction t0, tension 120 entre les résistances R120 et R121 est au niveau de Vcc de la figure 2g, qui est réglé par la tension V6a de la figure la. Après le temps to, chacune des tensions Vil et V120 des figures 2e et 2g, respectivement, augmente en rampe montante à une allure de changement qui est

déterminée par la tension V3 au condensateur C3.

Au temps t1 de la figure 2e, la tension Vll dépasse la tension V110 qui est développée à une borne d'entrée directe de l'amplificateur U3 de la figure 1. En conséquence, au temps t1 de la figure 2e, le transistor Q30 de la figure 1 est mis hors circuit, forçant le transistor Ql à se mettre en circuit, comme expliqué précédemment. En un temps ultérieur du cycle, le temps t2 de la figure 2g, la tension V120 en rampe montante, à une borne d'entrée inverse d'un amplificateur U4, dépasse une tension de référence REF à sa borne d'entrée directe. En conséquence, un transistor Q40 devient non conducteur, ce qui permet à la tension positive V de se développer à la base du transistor Q2. Par conséquent, le transistor Q2 devient conducteur comme on l'a précédemment expliqué et comme cela est montré aux figures 2h-2j. Comme on l'expliquera ultérieurement, la longueur de l'intervalle to-t2 de la figure 2j, lorsque le transistor Q2 de la figure 1 est non conducteur, augmente avec la diminution

de la tension V3 et vice versa.

La diode D20 empêche le facteur d'utilisation du transistor Q2 de devenir plus important que le facteur d'utilisation du transistor Q1, protégeant ainsi avantageusement le transistor Q2. Sans une telle protection, si, par exemple, le niveau Vcc de la tension V120 de la figure 2g était plus important que la tension REF, le transistor Q2 de la figure 1 pourrait être détruit. La résistance R301 du réseau 81 permet à la tension de porte V7 de devenir plus importante que la tension de seuil de porte. Quand le transistor Q30 devient conducteur, la diode D10 by-passe la résistance R301, provoquant un temps plus rapide de passage à

l'ouverture du transistor Ql.

Au temps t3 de la figure 2c, quand se produit l'impulsion de retour horizontal VH, le transistor Q4 passe en saturation, mettant l'enroulement W3 du transformateur T1 en court-circuit, comme on l'a précédemment expliqué. Ainsi, le courant i1 du transformateur T1 augmente rapidement au temps t3 de la figure 2d. La façon dont l'augmentation d'un courant tel que le courant il se produit est expliquée dans la demande de brevet européen No. 0332095, publiée le 13 Septembre 1989 au nom de RCA Licensing Corporation, intitulée A SWITCH MODE POWER SUPPLY. Au temps t4 de la figure 2e, la tension Vil devient plus importante que la tension V1ll, déclenchant l'oscillateur qui est formé des amplificateurs U2 et U3, comme on l'a précédemment expliqué. Par conséquent les deux transistors Q1 et Q2 sont mis hors circuit et un

nouveau cycle commence.

Le circuit de commande 120 de la figure lb, qui est référencé sur le conducteur de la masse froide, règle le facteur d'utilisation de la tension V7 à la base du transistor Q2 en changeant la tension de commande V3 à travers le condensateur C3. Un transistor Q5 du circuit est couplé en configuration d'amplificateur en base commune. La tension de base du transistor Q5 peut être

obtenue via une tension compensée en température de +12V.

Une résistance R3 est couplée entre l'émetteur du transistor Q5 et la tension B+. Par suite du fonctionnement en base commune, un courant i8 dans la résistance R3 est proportionnel à la tension B+. Une résistance réglable R4 qui est utilisée pour ajuster le niveau de la tension d'émetteur est couplée entre le conducteur de la masse froide et l'émetteur du transistor Q5. La résistance R4 est utilisée pour aJuster le niveau du courant dans le transistor Q5. Ainsi, une portion réglable et pré-établie de courant i8 s'écoule vers le conducteur de la masse froide par la résistance R4 et une composante d'erreur du courant i8 s'écoule à travers

l'émetteur du transistor Q5.

Le courant de collecteur du transistor Q5 est couplé à la base d'un transistor Q3 pour contr8ler un courant de collecteur du transistor Q3. Le collecteur du transistor Q3, formant une haute impédance de sortie, est couplé à la Jonction du condensateur C3 et de la diode D3. Quand le transistor Q1 devient non conducteur, l'énergie stockée dans le transformateur T1 provoque l'écoulement d'un courant de commutation via la diode D3 qui charge le condensateur C3 comme on l'a précédemment indiqué. La régulation de l'alimentation en courant est obtenue en contrôlant la tension de commande V3 dans le condensateur C3. La tension V3 est réglée en contrôlant la charge à travers l'enroulement W4 du transformateur T1 au moyen du transistor Q3. Si, par exemple, la charge du courant d'alimentation à travers le condensateur C66

diminue, la tension B+ a tendance à augmenter.

Les figures 3a-3f illustrent des formes d'onde utiles pour expliquer le fonctionnement du circuit de la figure 1 lorsque la tension B+ de la figure 1 augmente,

comme par exemple après le temps t40 des figures 3a-3f.

Des symboles et chiffres similaires sur les figures 1, 2a-2j et 3a-3f indiquent des articles ou fonctions similaires. Par suite de ce niveau excessif transitoire de la tension B+ de la figure lb, un plus grand courant de base s'écoule dans le transistor Q3 via la résistance R3 et le transistor Q5, provoquant une diminution de la tension V3 dans le condensateur C3. Par conséquent, les tensions V6 et V6a, qui sont produites par suite du redressement de tension pendant l'opération de retour dans l'enroulement W2 du transformateur T1, deviennent également plus petites. Cela a pour résultat que le niveau Vcc de la tension V120 de la figure 3c au début d'une portion en rampe montante donnée de la tension V120 devient plus faible. Cette diminution du niveau Vcc de la tension V120 est montrée par la variation à partir du niveau VCCveau iveau VCC2 de la figure 3c. Par conséquent, la tension V120 de la figure la dépasse la tension REF en un instant ultérieur dans un cycle donné, provoquant une réduction du facteur d'utilisation du transistor Q2 de la figure 1, comme le montrent les figures 3d-3f. La réduction du facteur d'utilisation provoque le stockage de moins d'énergie dans et son transfert via le transformateur T2 de la figure 1 vers la charge à une borne o est développée la tension B+. De

cette manière, on obtient la régulation de la tension B+.

A l'état stable, la tension V3 est stabilisée à un niveau qui provoque un équilibre entre les courants de charge et de décharge du condensateur C3. Une augmentation de la tension B+ à partir d'une valeur nominale est capable de provoquer avantageusement un changement proportionnellement plus important ou amplifié de la tension V par suite de l'amplification et de l'intégration du courant de collecteur dans le transistor Q3. Le traitement de la tension B+ pour produire la tension de commande V3 est avantageusement accompli dans un trajet de signaux couplé en courant continu pour améliorer la détection des erreurs. Un changement proportionnel donné de la tension B+ peut provoquer un

changement proportionnel plus important de la tension V3.

Ainsi, la sensibilité à l'erreur est meilleure.

Uniquement après amplification de l'erreur dans la tension B+, l'erreur amplifiée contenue dans la tension V3 couplée en courant continu est couplée par transformateur ou en courant alternatif à l'enroulement W2. La combinaison de telles caractéristiques améliore la

régulation de la tension B+.

Une autre façon dont un agencement similaire au circuit de commande 120 est utilisé dans des buts de régulation est montré et expliqué dans la demande de brevet US No. 424 354 déposée le 19 Octobre 1989 au nom

de Leonardi, et intitulée SWITCH-MODE POWER SUPPLY.

Selon une autre caractéristique de l'invention, le transformateur T1 couple à la fois le signal de synchronisation VH et la tension de commande V3, qui est dérivée de la tension B+, à travers une barrière d'isolement. Le couplage s'effectue de manière que le signal VH et la tension B+ soient isolés, par rapport à

un danger d'électrocution, de la tension du secteur VAC.

La mise du récepteur de télévision en mode de veille est accomplie en arrêtant le transistor commutateur Q6. Le collecteur du transistor commutateur Q6 est couplé dans un traJet de courant qui est formé par un agencement en série d'une diode Zener Z9.1, d'une résistance R60 et d'une diode D60. Un tel agencement en série est couplé entre le collecteur et la base du

transistor Q3.

Quand le transistor Q3 est mis en circuit, le courant négatif de contreréaction s'écoulant dans la diode Zener Z9.1, la résistance R60 et la diode D60 jusqu'à la base du transistor Q3 établit la tension V3 à peu près à +12 volts, ce qui est plus faible que pendant le fonctionnement normal. Cela a pour résultat que la tension V6 est maintenue à +15 volts et que le niveau Vcc de la tension V120 à la borne d'entrée inverse de l'amplificateur U4 est maintenu à peu près à +7 volts. En conséquence, la tension de crête de la tension en dents de scie V120 ne peut dépasser la tension VREF. Par conséquent, avantageusement, le transistor Q2 reste non

conducteur pendant tout le fonctionnement de veille.

Pendant tout le fonctionnement normal, la tension V6a produit un courant de base dans un transistor Q7 via une diode Zener Z18B. Lorsqu'il est conducteur, le transistor Q7 couple l'anode d'une diode D110O au potentiel de la masse chaude. Par conséquent, la tension Vl à la cathode de la diode D110 maintient la diode D110O

non conductrice.

La fréquence autonome de l'oscillateur qui est formé des amplificateurs U2 et U3 est étudiée pour être plus faible que la fréquence horizontale pour permettre la synchronisation. Comme la tension V6 diminue pendant l'opération de veille, le transistor Q7 est hors circuit. Par conséquent, le condensateur Cll est chargé d'un courant additionnel qui s'écoule via une résistance R110 d'augmentation du collecteur et une diode D110O. En conséquence, la fréquence autonome de l'oscillateur augmente avantageusement au-delà de la gamme audible pour

empêcher une nuisance audible.

Pendant la veille, la tension V+ qui est utilisée pour exciter un récepteur de télécommande à infrarouge, non représenté, est fournie par la tension V3 via une diode de commutation D200. Par ailleurs, pendant le fonctionnement normal, la diode D200 est polarisée en inverse et la tension V+ est produite, à la place, à partir d'une tension redressée qui est produite par le transformateur T2 et qui est couplée via une diode de commutation D201. Etant donné le mode de fonctionnement de commutation du transistor Q1, avantageusement, de faibles pertes de puissance se produisent pendant la veille. La commutation du récepteur en fonctionnement normal est accomplie en mettant le transistor Q6 en circuit. Ainsi, les tensions V3, V6 et le niveau en courant continu Vcc de la tension V120 augmentent,

permettant ainsi au transistor Q2 de devenir conducteur.

S'il se produit une condition défectueuse, par exemple, si le condensateur C66 se trouve mis en court-circuit, SMPS 300 commence à fonctionner en mode intermittent, par exemple, entre les temps t50 et t51 des figures 4a-4c suivi d'un intervalle relativement long de temps mort, t51-t52. Des symboles et chiffres similaires sur les figures 4 et les figures 4a-4c qui représentent une telle condition de défaut indiquent des articles ou

fonctions similaires.

Dans le cas d'un tel court-circuit, un courant supérieur i6 s'écoule à travers l'enroulement W6 du transformateur T2 de la figure 1, provoquant le développement d'une plus haute tension négative V66 dans une résistance R66 qui est couplée entre l'extrémité basse de l'enroulement W6 et la masse froide. Ainsi, par exemple, au temps t51 des figures 4a-4c, lesdiodes D62 et D63 de la figure 1 qui sont couplées entre la base du transistor Q6 et la résistance R66 deviennent conductrices, le transistor Q6 se trouve coupé, et le

transistor Q3 bloque la tension V3 à environ +12 volts.

En conséquence, comme on l'a expliqué précédemment pour l'opération de veille, le transistor Q2 est mis hors circuit. Après le temps t51 des figures 4a-4c, le transistor Q6 devient de nouveau conducteur et découple la diode Zener Z9.1 et la résistance R60 de la base du transistor Q3. Ainsi, comme le montre la figure 4a, la tension V3 augmente lentement. En conséquence, au temps

t52, le transistor Q2 de la figure 1 est conducteur.

Cependant, étant donné le court-circuit du c8té secondaire du transformateur T2, au temps t53 de la figure 4c, le transistor Q2 de la figure 1 est de nouveau

mis hors circuit, comme expliqué précédemment.

Immédiatement après application du courant ou de la tension VAC, un condensateur C300 est chargé pendant une portion d'une période de la tension VAC. En conséquence, la tension VUR et développée dans le condensateur C300. La tension VUR est couplée au condensateur C6 via une résistance R300 pour charger le

condensateur C6, avant fonctionnement normal.

Une borne d'entrée inverse d'un amplificateur U1 est couplée à la tension V6 et sa borne d'entrée directe est couplée à la tension REF. Après avoir initialement appliqué la tension VAC et après que la tension V6 dans le condensateur C6 soit devenue suffisamment importante pour dépasser un niveau minimum prédéterminé qui est déterminé par la tension REF, la tension à la sortie de l'amplificateur U1 est abaissée au potentiel de la masse chaude. Cela a pour résultat qu'un transistor commutateur Q8 est mis en saturation et couple la tension V6 au condensateur C6a. De cette manière, le fonctionnement de SMPS 300 a un bon niveau de tension V6

commence de manière appropriée.

Les figures Sa-5c montrent des formes d'onde utiles pour expliquer l'opération ci-dessus mentionnée de mise en marche dans le circuit de la figure 1 après

première application de la tension VAC de la figure 1.

Des symboles et chiffres similaires sur les figures 1 et a-5c indiquent des articles ou fonctions similaires. Au temps t60 de la figure 5c, quand la tension V6 de la figure 1 devient suffisamment élevée, le transistor Q2 commence à être conducteur. Le condensateur C66 est à un état déchargé, pendant le premier intervalle t60-t61 des figures Sa-5c. Par conséquent, SMPS 300 de la figure 1 fonctionne en un mode intermittent, comme dans le cas d'un court-circuit au secondaire qui a été précédemment expliqué. Cependant, l'énergie fournie charge lentement le condensateur C66 de la figure 1 au secondaire du transformateur T2, augmentant ainsi la tension B+. Au temps t61 de la figure Sa, la tension B+ est suffisamment élevée pour que le transistor Q2 de la figure lb reçoive une attaque appropriée de base. Le processus de mise en circuit est terminé quand la tension B+ a atteint sa valeur normale, comme le montre la figure

5a au temps t62.

Claims

REVENDICATIONS

1. Alimentation en courant synchronisée en mode commuté du type comprenant: un transformateur ayant des premier et second enroulements; un premier moyen de commutation couplé audit premier enroulement pour produire un premier courant de commutation dans ledit premier enroulement afin d'exciter périodiquement ledit second enroulement, une source d'un signal d'entrée de synchronisation à une fréquence qui est en rapport avec la fréquence de déviation; caractérisée par un second moyen de commutation (Q4) répondant audit signal d'entrée (VH) et couplé audit second enroulement (W3) pour appliquer périodiquement une basse impédance à travers ledit second enroulement excité (W3) qui, par action du transformateur, produit une augmentation sensible dudit premier courant de commutation (il1); un moyen (U2, U3) pour produire un premier signal périodique de commande (V1o); un moyen (RiO) répondant audit premier signal de commutation (il) et couplé audit moyen générateur du premier signal de commande (U2, U3) pour détecter ladite augmentation dudit premier courant de commutation (i1) afin de synchroniser ledit premier signal de commande (V 1o) sur ledit signal d'entrée (VH); une source (100) d'une tension d'alimentation d'entrée (VuR); et un moyen (Q2) répondant audit premier signal de commande (V10) et couplé à ladite borne d'entrée d'alimentation (VuR) pour produire, à partir de ladite tension d'alimentation d'entrée (VuR), une tension d'alimentation de sortie (B+) selon ledit premier signal

de commande (V1 c).

2. Alimentation selon la revendication 1, caractérisée par un moyen (Q3) répondant à ladite tension d'alimentation de sortie (B+) pour produire un second signal de commande (V3), selon ladite tension d'alimentation de sortie (B+), qui est couplée audit moyen générateur du premier signal de commande (U2, U3) via ledit transistor (T1) pour moduler ledit premier signal de commande (V10) selon ladite tension d'alimentation de sortie (B+ ) de manière à réguler ladite

tension d'alimentation de sortie (B+).

3. Alimentation selon la revendication 2, caractérisée en ce que le second moyen générateur de signaux de commande comprend un condensateur (C3) et un redresseur (D3) couplés à un troisième enroulement (W4) dudit transformateur (Tl), ledit redresseur (D3) redressant un courant couplé au transformateur qui s'écoule dans ledit troisième enroulement (W4) pour produire un courant redressé qui est couplé audit condensateur (C3) et qui développe, dans ledit

condensateur (C3) ledit second signal de commande (V3).

4. Alimentation selon la revendication 3, caractérisée en ce que ledit moyen générateur du second signal de commande (Q3) répond à un signal de commande marche/arrêt (veille) pour produire ledit second signal de commande (V3) dans ledit condensateur (C3) à un niveau prédéterminé pendant une opération de veille quand ladite tension d'alimentation de sortie (B+) n'est pas produite pour produire, A partir d'une tension (V3) qui est développée dans ledit condensateur (C3), une tension de fonctionnement de veille pendant ledit fonctionnement de veille.

264760?

5. Alimentation selon la revendication 2, caractérisée en ce que ledit transformateur (T1) isole, par rapport à un danger d'électrocution, chacun de ladite source dudit signal d'entrée (VH), dudit second signal de commande (V3) et de ladite tension d'alimentation de sortie (B+) par rapport à ladite

tension d'alimentation d'entrée (VuR).

6. Alimentation selon la revendication 1, caractérisée en ce que ledit moyen de synchronisation du premier signal de commande comprend une seconde impédance (RIO) d'échantillonnage du courant qui est couplée dans un trajet de courant qui contient ledit premier enroulement (W1) pour conduire au moins une portion dudit premier courant de commutation (i) dans ladite seconde impédance (R1O) pour développer, dans ladite seconde impédance (RO10) un signal d'échantillonnage de courant (V5) de façon que, après application de ladite basse impédance (Q4) ledit signal d'échantillonnage de courant (V5) soit à une grandeur sensiblement plus importante, ledit signal d'échantillonnage de courant (V5) étant appliqué audit moyen générateur de premier signaux de commande (U2, U3) pour synchroniser ledit premier signal

de commande ( V10) sur le signal d'entrée (VH).

7. Alimentation selon la revendication 1, caractérisée en ce que ledit premier enroulement (W1) est électriquement non isolé dudit premier moyen de commutation (Q1) par rapport à un danger d'électrocution et/ou ledit second enroulement (W3) est électriquement isolé par ledit transformateur (Ti) dudit premier moyen

de commutation (Q1).

8. Alimentation selon la revendication 1, caractérisée en ce que ledit moyen générateur de tension de sortie comprend un transistor vibreur de commutation (Q2) ayant une borne de commande (porte) qui répond audit signal de commande (V10) et en ce que ledit transistor de commutation (Q2) est mis en non conduction lorsque ledit second moyen de commutation (Q4) force ledit premier courant de commutation (i1) à dépasser un niveau prédéterminé.

9. Alimentation selon la revendication 1, caractérisée en ce que ledit moyen générateur du premier signal de commande comprend un oscillateur (U2, U3) qui

est synchronisé selon le signal d'entrée (VH).

10. Alimentation selon la revendication 9, caractérisée en ce que ledit oscillateur (U2, U3) est

autonome pendant un mode de fonctionnement de veille.

11. Alimentation selon la revendication 9, caractérisée en ce que ledit premier enroulement (Wl) dudit transformateur (T1) est couplé à un traJet de signaux de contre-réaction positive régénérative dudit oscillateur (U2, U3) pour effectuer la synchronisation

dudit oscillateur.

12. Alimentation selon la revendication 1, caractérisée en ce que ledit premier enroulement (Wl) et ledit premier signal de commande (V 10)sont non isolés relativement à un danger d'électrocution de ladite tension d'alimentation d'entrée (VuR) et en ce que ledit transformateur (T1) isole, par rapport au danger d'électrocution, ledit second enroulement (W3), ladite tension d'alimentation de sortie (B+) et ledit signal d'entrée (VH), de ladite tension d'alimentation d'entrée

(VUR).

13. Alimentation selon la revendication 1, caractérisée en ce que ledit signal d'entrée (VH) est à

la fréquence horizontale.

14. Alimentation en courant en mode commuté, du type comprenant: une source de tension d'alimentation d'entrée un moyen excité par ladite tension d'alimentation d'entrée et répondant à un signal modulé de commande, pour produire, de ladite tension d'alimentation d'entrée, une tension d'alimentation de sortie qui est régulée selon une modulation dans le temps dudit signal modulé de commande; un transformateur ayant des premier et second enroulements; un premier moyen de commutation couplé audit premier enroulement et fonctionnant à une fréquence donnée pour produire un premier courant de commutation dans ledit premier enroulement pour exciter ledit second enroulement; un condensateur; caractérisée par un second moyen de commutation (D3) couplé audit second enroulement (W4) et audit condensateur (C3) pour redresser un courant qui s'écoule dans ledit second enroulement (W4) et en produire un courant redressé qui s'écoule dans ledit condensateur (C3) pour développer une première tension de commande (V3) dans ledit condensateur (C3) pendant un intervalle de retour, ledit condensateur (C3) étant couplé via ledit second moyen de commutation (D3) audit second enroulement (W4) pour appliquer ladite

première tension de commande (V3) audit second enroule-

ment (W4) et produire, dans ledit second enroulement (W4), une seconde tension de codmmande lorsque ledit courant redressé est produit; un moyen (Q3) répondant à ladite tension d'alimentation de sortie (B+) et couplé audit condensateur (C3) pour contr8ler ladite première tension de commande (V3) de manière qu'un changement d'une grandeur de ladite tension d'alimentation de sortie (B+), à partir de sa valeur nominale, produise un changement amplifié d'une grandeur de ladite seconde de commande qui est développée dans ledit second enroulement (W4); un moyen (Dw2) couplé audit transformateur (T1) et auquel est couplée ladite seconde tension de commande (à travers W4) via ledit transformateur (T1) pendant ledit intervalle de retour quand ledit courant redressé (dans W4) est produit, pour redresser ladite seconde tension de commande couplée au transformateur et produire une troisième tension de commande (V6) à un niveau qui est déterminé par ladite seconde tension de commande (à travers W4); un générateur de signaux en dents de scie (R121, C12) répondant à ladite troisième tension de commande (V6) pour produire un signal en dents de scie (V120) en dehors dudit intervalle de retour selon ladite seconde tension de commande (à travers W4); un moyen (U4, Q40) répondant audit signal en dents de scie (V120) pour produire ledit signal modulé de commande (V7) avec une modulation dans le temps qui varie selon ladite première tension de commande (V3) pour

réguler ladite tension d'alimentation de sortie (B+).

15. Alimentation selon la revendication 14, caractérisée en ce que ledit second moyen de commutation comprend un redresseur (D3) et en ce que ladite première tension de commande (V3) est couplée audit second enroulement (W4) via ledit redresseur (D3) pendant une portion d'une période donnée o ledit redresseur (D3) est conducteur.

16. Alimentation selon la revendication 14, caractérisée en ce que ledit changement de tension d'alimentation de sortie (B+) est couplé en courant continu de ladite tension d'alimentation de sortie (B+)

audit second enroulement (W4).

17. Alimentation selon la revendication 14, caractérisée en ce que ledit second moyen de commutation comprend une diode (D3) qui est polarisée en direct par le courant dans ledit second enroulement (W4) pendant une première portion d'une période donnée pour produire le courant redressé qui s'écoule dans ladite diode (D3) en

direction directe et dans ledit condensateur (C3).

18. Alimentation selon la revendication 14, caractérisée en ce que ledit moyen contrôlant la première tension de commande comprend un moyen (Q3) pour produire un second courant dans ledit condensateur (C3) de manière que ledit courant redressé et ledit second courant qui sont couplés audit condensateur (C3) soient des courants continus qui s'écoulent en directions opposées dans ledit

condensateur (C3).

19. Alimentation selon la revendication 14, caractérisée en ce que ledit moyen contrôlant la première tension de commande (V3) comprend un transistor (Q3) pour produire un second courant qui varie selon ladite tension d'alimentation de sortie (B+) et qui s'écoule dans son électrode conductrice de courant principal (collecteur), ledit second courant étant couplé audit condensateur (C3) qui s'y écoule en direction opposée audit courant redressé.

20. Alimentation selon la revendication 19, caractérisée en ce que ledit transistor (Q3) répond à un courant de charge pour produire une protection contre un

excès de courant.

21. Alimentation selon la revendication 14, caractérisée en ce que ledit second moyen de commutation comprend une diode (D3) et en ce que ledit courant qui s'écoule dans ledit second enroulement (W4) dudit transformateur (T1) polarise la diode (D3) en direct pendant ledit intervalle de retour dudit premier courant de commutatin (i1) pour rendre ladite diode (D3) conductrice.

22. Alimentation selon la revendication 14, caractérisée en ce que ledit moyen contrôlant la première tension de commande (V3) comprend un transistor (Q3) dont l'électrode (collecteur) forme une source de courant avec une haute impédance de sortie qui est couplée audit condensateur (C3) pour décharger ledit condensateur (C3) à une allure qui est déterminée selon ladite tension d'alimentation de sortie (B+) pour maintenir ladite première tension de commande (V3) dans ledit condensateur (C3)à un niveau qui est déterminé selon ladite tension

d'alimentation de sortie (B+).

23. Alimentation selon la revendication 14, caractérisée en ce que ledit transformateur (T1) isole ladite tension d'alimentation de sortie (B+) dudit signal modulé de commande (V7) par rapport à un danger d'électrocution.

24. Alimentation selon la revendication 14, caractérisée par une source d'un signal d'entrée de synchronisation (VH) à une fréquence qui est en rapport avec une fréquence de déviation, un troisième moyen de commutation (Q4) répondant audit signal d'entrée (VH) et couplé audit second enroulement (W4) pour appliquer périodiquement une faible impédance audit second enroulement excité (W3), ladite faible impédance appliquée provoquant, par action de transformateur, une augmentation sensible dudit premier courant de commutation (il), et un moyen répondant audit premier courant de commutation (i1) et couplé audit moyen générateur (U4, Q4) du signal modulé de commande (V7) pour détecter ladite augmentation dudit premier courant de commutation (i1) pour synchroniser ledit signal modulé de commande (V7) sur ledit signal d'entrée (VH) quand ladite augmentation dudit premier courant de commutation

(i1) se produit, selon ledit signal d'entrée (VH).