FR2486326A1 - Circuit de commande d'un transistor de commutation dans un convertisseur statique et convertisseur le comportant - Google Patents

Abstract

CIRCUIT DE COMMANDE DE LA BASE D'UN TRANSISTOR DE COMMUTATION 1 DANS UN CONVERTISSEUR STATIQUE CONTINU-CONTINU OU CONTINU-ALTERNATIF. DANS UN CIRCUIT DE DECOUPAGE 200 COMPRENANT, CONNECTES EN SERIE ENTRE LES POLES 6, 7 D'UNE SOURCE DE TENSION CONTINUE 5, UNE INDUCTANCE 60 ET INTERRUPTEUR 4 DE DECOUPAGE QUI COMPORTE UN TRANSISTOR DE COMMUTATION 1, LE CIRCUIT DE COMMANDE COMPORTE UN TRANSFORMATEUR DE COURANT 70 DONT L'ENROULEMENT PRIMAIRE 71 EST INSERE ENTRE L'INDUCTANCE 60 ET LE COLLECTEUR DU TRANSISTOR 1 ET DONT L'ENROULEMENT SECONDAIRE 72 DESTINE A FOURNIR A LA BASE DE CE DERNIER UN COURANT VARIANT PROPORTIONNELLEMENT A SON COURANT COLLECTEUR, EST REUNI A L'EMETTEUR DU TRANSISTOR 1 PAR UNE RESISTANCE DE MESURE ET DE PROTECTION 34 DESTINEE A DECLENCHER UN THYRISTOR 25 COUPLE EN PARALLELE AVEC CET ENROULEMENT 72, LORSQUE LA CHUTE DE TENSION ENGENDREE PAR LE COURANT DE BASE AUX BORNES DE CETTE RESISTANCE 24 DEPASSE SON SEUIL D'AMORCAGE. LE DECLENCHEMENT DU THYRISTOR 25 PROVOQUE LE BLOCAGE CONSECUTIF DU TRANSISTOR 1 DONT LA CONDUCTION EST OBTENUE A L'AIDE D'UN DIVISEUR RESISTIF 92 DE POLARISATION DE BASE, BRANCHE ENTRE LES POLES 6, 7 DE LA SOURCE 5. APPLICATION A DES CONVERTISSEURS STATIQUES.

Description

La présente invention concerne un circuit de commande de la

base d'un transistor de commutation dans un dispositif d'alimen-

tation à découpage (ou convertisseur continu-continu) ou dans un onduleur (ou convertisseur continu-alternatif), de type parallèle avec isolement par rapport au secteur et un dispositif convertisseur

comportant un tel circuit de commande.

Divers dispositifs d'alimentation à découpage connus, destinés notamment à l'alimentation de récepteurs de télévision, ont été décrits dans l'article de G. van Schaik intitulé "An introduction to switched-mode power supplies in TV receivers" aux pages 93 à 108 du n' 3, du Vol. 34, de septembre 1976 de la revue néerlandaise en langue anglaise "ELECTRONIC APPLICATIONS BULLETIN" de PHILIPS' ou aux pages 181 à 195 de la revue Britannique "MULLARD TECHNICAL COMMUNICATIONS" n0 135 de juillec 1977, et leurs

9 circuits de commande ont été décrits dans l'article du même auteur-

intitulé "Control circuits for SMPS in TV receivers", aux pages 162 à du n' 4, du Vol. 34, de décembre 1976 de la revue néerlandaise précitée ou aux pages 210 à 226 du n0 136 d'octobre 1977 de la revue

britannique précitée.

T e circuit commandant la base du transistor de commutation ou de découpage dont le trajet collecteur-émetteur est relié en série avec l'enroulement primaire d'un transformateur d'alimentation entre les bornes de sortie d'un montage redresseur de la tension alternative du réseau comprend ici généralement un étage d'attaque (dit "driver" en anglais) équipé d'un autre transistor de commutation monté en émetteur commun, dont le circuit collecteur comprend

l'enroulement primaire d'un transformateur d'impulsions dont l'en-

roulement secondaire est connecté entre la base et l'émetteur du

transistor de découpage. L'étage d'attaque et le circuit de com-

mande du transistor équipant celui-ci doivent alors également être alimentés à partir du montage redresseur susmentionné, ce circuit de commande comprenant un modulateur de largeur d'impulsions (dit "pulse width modulator" en anglais) qui permet la régulation par la variation du rapport cyclique des périodes de saturation et de blocage du transistor de découpage en fonction de la tension de sortie, ainsi qu'un oscillateur permettant le démarrage autonome du

dispositif, qui est, en outre, synchronisable avec le balayage-ligne.

Dans la publication FR-A-1 403 260 (et US-A-3 317 816 cor-

3 respondante), il a été proposé d'utiliser pour l'alimentation de la

base de chaque transistor de commutation pendant qu'il est con-

ducteur, un courant de réaction variant avec le courant collecteur de celui-ci. On a inséré, à cette fin, ertre l'enroulement primaire du transformateur d'alimentation ou de -sortie et le collecteur du

transistor de commutation, l'enroulement primaire d'un trans-

formateur de courant dont l'enroulement secondaire est connecté entre la base et l'émetteur de ce transistor, de façon à obtenir un courant de base qui varie dans le même sens que son courant collecteur. Il suffit alors d'appliquer à cette base,. à partir d'un générateur de signaux périodiques extérieur, une brève impulsion permettant de démarrer la conduction-du transistor pour qu'il soit amené à la saturation par réaction positive, c'est-à-dire de manière régénérative. Par la suite, le courant collecteur du transist Jr saturé

subit des variations en fonction de la charge alimentée qui, lors-

qu'elle est inductive, lui imposera un courant collecteur linéai-

rement croissant, entraînant, un courant *de base croissant de manière analogue. Le blocage du transistor de commutation est

commandé par l'amorçage d'un thyristor dont le trajet anode-

cathode est connecté en parallèle avec l'enroulement secondaire du transformateur de courant afin de le court-circuiter. Les bornes du montage série composé du transistor et de l'enroulement primaire du transformateur de courant sont respectivement reliées à l'anode et à la cathode d'une diode de récupération parallèle. Les circuits décrits

et illustrés sont ici de type push-pull ou en pont.

Un circuit de commande analogue pour dispositif d'alimen-

tation comprenant un transistor de découpage unique, connecté en

série avec les enroulements primaires respectives d'un transfor-

mateur de courant et d'un transformateur d'alimentation entre les bornes d'une source de tension continue a été décrit dans la

publication US-A-3 925 717. L'enroulement secondaire du transfor-

mateur de courant est connecté ici entre l'émetteur et la base du transistor, par l'intermédiaire d'une diode qui est connectée pour

conduire dans le même sens que la jonction base-émetteur de celui-

ci dont la conduction est amorçée à l'aide d'une résistance réunis- sant la base au pôle positif de la source continue et dont le L.ocage est commandé ici à l'aide d'un autre transistor dont le trajet collecteurémetteur réunit ensemble, lorsqu'il est saturé, la base et l'émetteur du transistor de découpage, l'enroulement primaire du transformateur de courant étant connectée en parallèle avec une

diode d'amortissement.

Dans les articles et publications précités, au moins les débuts

du blocage et/ou de la conduction du ou des transistors de commu-

tation de puissance des convertisseurs statiques (continu-continu ou continu-alternatif) sont commandés à l'aide d'un signal rectangulaire récurrent, provenant d'un oscillateur indépendant (pouvant être synchronisé avec la fréquence de ligne, selon les articles de G. van Schaik précités). Dans la publication US-A-3 925 717, c'est la saturation de l'autre transistor (de commande) qui commande le blocage du transistor de découpage et son blocage qui autorise la conduction de ce dernier au moyen de la résistance de polarisation

de la base.

Des alimentations à découpage auto-oscillants, ne nécessitant

pas de générateur de signaux de commande extérieur, avec régu-

lation de la ou des tensions de sortie contre des fluctuations de la charge et du réseau alternatif et avec protection du transistor de commutation contre des dépassements des valeurs admissibles de

son courant-collecteur, ont été décrits dans les publications DE-B-

21 60 659, 23 36 111 et 24 17 628 (cette dernière correspondant à la

publication FR-A-2 267 654).

Les publications DE-B-21 60 659, 23 36 110 et 24 17 628 (SIEMENS) décrivent respectivement différents modes de réalisation d'un dispositif d'alimentation par découpage ou convertisseur

continu-continu auto-oscillant, comportant un transistor de com-

mutation dont le circuit collecteur comprend un premier enrou-

lement d'un transformateur d'impulsions, connectés entre les bornes de sortie d'un montage redresseur à pont de diodes, un circuit de commande du transistor comprenant un enroulement secondaire, dit de réaction, de ce transformateur qui est couplé entre la base et l'émetteur de celui-ci et qui maintient le transistor dans ses états saturé ou bloqué, un circuit de blocage du transistor comportant un thyristor dont l'anode est couplée à la base du transistor, dont la cathode est réunie, soit directement (DE-B-23 36 110 et 24 17 628), soit par l'intermédiaire d'une pile (composée d'un condensateur en parallèle avec une diode et l'un des enroulements secondaires du transformateur en série-voir DE-B-21 60 659), à celle des bornes d'une résistance de mesure du courant émetteur et de protection qui est également reliée au pôle négatif du montage redresseur et dont l'autre borne est reliée à l'émetteur du transistor. Lorsque la ade n'est pas insérée entre la cathode du thyristor et la résistance de mesure, elle peut l'être entre la base du transistor et l'anode du thyristor, afin que l'amorçage de celui-ci provoque un blocage rapide

de celui-là.

La gâchette du thyristor de blocage est alimentée, d'une part, par un étage comparateur comprenant un transistor de type PNP dont l'émetteur reçoit une tension de référence fixe d'une diode

Zener, dont la base reçoit une tension de comparaison propor-

tionnelle à l'amplitude des impulsions de tension aux bornes des enroulements du transformateur et dont le collecteur fournit un

courant proportionnel à la différence entre les tensions de compa-

raison et de référence, et d'autre part, par une tension propor-

tionnelle au courant émetteur du transistor de commutation, préle-

vée aux bornes de la résistance de mesure et de protection et

croissant linéairement avec le temps pendant Pétat saturé de celui-

ci. De cette façon, on obtient, d'une part, la régulation de l'ampli-

tude des impulsions de tension aux bornes des enroulements du transformateur par la variation de la durée de l'état saturée du transistor de commutation, du fait que la pente de croissance du courant émetteur et donc de la chute de tension aux bornes de la résistance de mesure qui s'ajoute à celle dCe au courant collecteur

du transistor comparateur, est constante (pour une tension d'alimen-

tation constante) et déterminée par l'inductance de l'enroulement dans le circuit collecteur du transistor de commutation et que, par conséquent, la durée de l'état saturé de celui-ci est une fonction inverse de l'amplitude des impulsions de tension précitées, et d'autre part, une protection contre le dépassement d'une valeur maximale prédéterminée du courant émetteur de ce transistor au démarrage du circuit, du fait qu'en l'absence de tension de comparaison et donc du courant collecteur du transistor comparateur, l'amorçage du thyristor est commandé uniquement par la chute de tension aux bornes de la résistance de mesure. Le démarrage du circuit à sa mise sous tension est obtenue, selon la CE-B-21 60 659, à l'aide d'une résistance de démarrage (de plusieurs dizaines de kiloohms) réunisant la base du transistor de commutation au pt.le positif du

montage redresseur.

Le blocage du transistor de commutation ayant été provoqué par l'amorçage du thyristor dû à l'effet conjugué d'une tension continue proportionnelle à celle de sortie et de la croissance linéaire de son courant émetteur à pente constante, la durée de son état bloqué est déterminée par la somme des courants débités dans les charges, par l'intermédiaire des diodes de redressement, par tous les enroulements du transformateur. Ces courants étant linéairement décroissants, ils provoquent aux bornes de l'enroulement de réaction

une tension négative appliquée à la base du transistor de commu-

tation, qui y est maintenue jusqu'à leur annulation. Cette annulation provoque, aux bornes de l'enroulement de réaction une transition positive vers une tension nulle avec un début de suroscillation qui polarise la jonction base-émetteur du transistor de commutation pour qu'il se mette à conduire de nouveau et pour que l'effet

cumulatif de la réaction l'amène rapidement à la saturation.

Dès que le transistor de commutation est saturé, son courant collecteur traversant Pinductance de l'enroulement de travail du

transformateur, devient linéairement croissant de manière à pro-

duire aux bornes de l'enroulement de réaction une tension positive

de niveau constant qui le maintient saturé jusqu'au prochain amor-

çage du thyristor. Lorsque le courant consommé par la charge augmente, la durée de l'état saturé du transistor de commutation, qui détermine l'énergie emmagasinée dans l'enroulement de travail du transformateur (1/2 LIMAX), augmente également. Il en résulte une diminution concomitante de la fréquence d'auto-oscillation du circuit. D'autres types d'alimentations par découpage à commutation commandée à l'aide d'un générateur d'impulsions récurrentes, dans lequel l'inductance de découpage emmagasinant l'énergie pendant les périodes de saturation du transistor de découpage, qui comprend également l'enroulement primaire d'un transformateur, est accordée à l'aide d'un condensateur d'accord, connecté en parallèle avec soit ce transistor ou cet enroulement, pour former avec elle un circuit résonnant parallèle, qui fournit une demi- période d'oscillation lors de chacun des blocages du transistor de découpage, ont été décrits dans les publications DE-B-1 234 836, FR-A-2 272 092, 2 374 768,

2 382 812 et EP-A-0 005 391.

Dans les publications DE-B-1 234 836, FR-A-2 272 092 (ou US-

A-3 999 102) et EP-A-0 005 391 (ou FR-A-2 425 186), les transistors de découpage sont montés en anti-parallèle avec des diodes de

commutation (ou de récupération) pour former ensemble des inter-

rupteurs de découpage à conduction bidirectionnelle et à commande unidirectionnelle, tandis que dans les publications FR-A-2 374 768 et 2 382 812 l'interrupteur n'est qu'unidirectionnel et la régulation y est effectué par la variation du rapport cyclique (c'est-à-dire par la durée de l'état conducteur du transistor et donc par la fréquence de

récurrence, par exemple).

Dans les publications FR-A-2 272 092 (modes de réalisation des figures 6 et 14) et EP-A-0 005 391 précitées, o les circuits de

découpage comprenant en série un interrupteur bidirectionnel com-

mandé et une inductance résonnant avec un condensateur d'accord,

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sont combinés à des étages de sortie du balayage-ligne qu'ils alimentent à travers le transformateur-ligne dont un enroulement, dit d'alimentation, fait partie de l'inductance de découpage et dont un autre enroulement charge le condensateur réservoir alimentant notamment cet étage de sortie, la régulation est effectuée par la variation du retard (ou déphasage) entre les instants de coupure respectifs des interrupteurs de balayage et de découpage à l'aide d'un générateur de retard variable en fonction d'une grandeur

électrique dérivée de la tension aux bornes du condensateur réser-

voir. La base du transistor de découpage y est commandé à l'aide d'un circuit d'attaque ("driver" en anglais) qui dans la publication EP-A-0 005 391 (figure 6) comporte en cascade un étage déphaseur ("phase splitter" en anglais) et un étage de sortie de type "push-pull"

à deux transistors en série, et qui est commandé par un multi-

vibrateur astable au démarrage et synchronisé par le générateur de retard variable qui est déclenché par des impulsions de reto-x.r-ligne

prélevées sur un enroulement auxiliaire du transformateur-ligne.

Dans la publication 'FP-A-0 005 391, l'inductance de découpage

se compose de l'inductance de fuite de l'enroulement du transfor-

mateur-ligne et d'une bobine de choc à noyau ferromagnétique connectées en série avec l'interrupteur bidirectionnel de découpage entre les bornes d'une source d'alimentation- zontinue, l'inductance

de découpage devant être supérieure à celle des bobines de dévia-

tion-ligne ramenée dans le circuit de découpage par le trans-

formateur-ligne.

Dans les circuits des articles et des publications mentionnés ci-dessus, les circuits d'attaque du transistor de découpage et les

circuits de commande ou de régulation (générateur de retard varia-

ble ou modulateur de largeur d'impulsion) doivent disposer d'une alimentation autonome en basses tensions continues pour permettre leur démarrage à la mise sous tension (branchement au réseau alternatif, par exemple), le circuit de découpage étant alimenté par la tension du réseau redressée et filtrée (300 volts continus environ

pour 220 volts efficaces à 50 Hz).

* 24863g26 Un circuit de commande de la base du transistor de découpage

formant avec le circuit de découpage suivant la publication EP-A-

0 005 391 un montage auto-oscillant suivant l'enseignement des publications DE-B-21 60 6.59, 23 36 111 ou 24 17 628, pour permettre son démarrage autonome à la mise sous tension du circuit et l'autoalimentation de la base du transistor de découpage pendant son

fonctionnement normal conjugué avec celui du circuit de balayage-

ligne qu'il alimente, lorsque le condensateur réservoir devient suffi-

samment chargé pour permettre le démarrage de l'oscillateur-ligne, a été décrit dans la demande de brevet d'invention français n0 79 16.905 déposée le 29 juin 1979 par la demanderesse et illustré sur -la figure 1 du dessin annexé. Ce circuit de commande 10 comporte un enroulement, dit de réaction, 11 bobiné sur le même noyau ferromagnétique 12 que la bobine de choc 13 formant

l'inductance de découpage avec l'inductance de fuite de l'enrou-

lemént d'al mentation 31 du transformateur-ligne 30, connectées en

série, de façon à constituer un autre transformateur 14. L'enrou-

lement de réaction 11 est respectivement couplé par ses bornes à la base et à l'émetteur du transistor de découpage 1, notamment par l'intermédiaire d'une résistance 15 de limitation du courant de base pour appliquer à celle-ci une tension en opposition de phase avec sa tensioncollecteur. Cette base est réunie, en outre, au même pôle 6 de la source d'alimentation 5 que > collecteur, par l'intermédiaire d'une résistance, dite de démarrage, 16 qui la polarise de façon que le transistor 1 se met à conduire dès la mise sous haute-tension du circuit de découpage 20. Le blocage du transistor de découpage 1 y est commandé à l'aide d'un thyristor 17 dont l'anode est couplée à la

base du transistor par l'intermédiaire d'une source de tension con-

tinue 18 (dite "pile") permettant la polarisation inverse de sa jonction base-émetteur et dont la cathode est reliée à l'autre pôle 7 de la source d'alimentation 5 qui est également réunie à l'émetteur du transistor 1 à travers une résistance de protection 19. La gâchette du thyristor 17 étant réunie à l'émetteur du transistor 1 par l'intermédiaire d'une résistance de gâchette 21, la chute de tension provoquée par le courant émetteur croissant de celui-ci (dû à la charge inductive dans son circuit collecteur) parcourant la résistance de protection 19 est appliquée entre la gâchette et la cathode du thyristor 17 de manière à commander son amorçage, lorsque cette chute de tension dépasse le seuil de cet amorçage. L'amorçage du thyristor 17 permet l'évacuation rapide des porteurs de charge minoritaires de la base de sorte que le transistor 1 se bloque après un intervalle appelé temps de stockage (T.). Dès que le transistor I est bloqué, l'énergie emmagasinée dans l'inductance de

découpage 13 s'écoule de manière oscillatoire à travers le conden-

sateur d'accord 3 de sorte qu'une impulsion de tension positive de forme sensiblement demi-sinusoidale apparaît sur le collecteur entraînant l'application par l'enroulement de réaction 1 1 d'une forme d'onde analogue mais de polarité opposée à la base, de sorte que le transistor 1 est maintenu bloqué. Le couplage de l'enroulement de réaction il à la base du transistor de découpage 1 est effectué à l'aide de moyens connus 22 permettant de retarder au moins

légèrement sa repolarisation positive par rapport à l'instant d'annu-

lation de sa tension collecteur en fin d'oscillation, afin que la diode 2 montée en anti-pai-allèle avec son trajet collecteur-émetteur puisse être amené à conduire un courant de sens opposé, croissant vers une valeur nulle. Le courant de la diode 2 de l'interrupteur de découpage 4 ainsi que le courant oscillatoire du circuit résonnant

parcourant condensateur d'accord 3, parcourent également la résis-

tance de protection 19 qui peut alors dissiper une puissance non négligeable de façon à réduire le rendement de l'alimentation par

découpage ainsi constituée.

Par ailleurs, pendant que le transistor de découpage 1 est conducteur, son courant de base est fourni par enroulement de réaction 11 magnétiquement couplé à la bobine 13 de l'inductance de découpage, de sorte que toute perturbation de la. tension aux bornes de celle-ci, notamment celle dûe au fonctionnement de l'étage de

sortie du balayage-ligne 40 engendrant des impulsions de retour-

ligne aux bornes de l'enroulement d'alimentation 31 du transfor-

mateur-ligne 30, est transmise à la base asu transistor 1 qui peut devenir ainsi temporairement désaturé de façon à l'endommager ou à conduire à des pertes supplémentaires en le chauffant. Un enroulement auxiliaire 32 du transformateur-ligne 33 est alors relié entre l'une des bornes de l'enroulement de réaction Il et l'émetteur du transistor 1 pour compenser (réduire ou annuler) les impulsions de

retour-ligne qui lui proviennent de l'étage de sortie 40 par l'inter-

médiaire de l'enroulement 33 du transformateur-ligne 30 qui est en

série avec le condensateur réservoir 41 et de l'enroulement d'ali-

mentation 31 magnétiquement couplé à celui-là et de la bobine 13.

On remarquera ici que l'enroulement auxiliaire 32 alimente éga-

lement l'entrée 51 du générateur de retard variable 50 pour son déclenchement pour la régulation par la variation du retard en fonction de l'une des amplitudes de impulsions de retour-ligne et pour son alimentation par le redressement de ces dernières. Les impulsions retardées fournies par la sortie 52 du générateur 50 sont appliquées à la gâchette du thyristor 17 au moyen cd'un condensateur de couplage 23 afin de provoquer, par l'amorçage du thyristor 17, le

blocage du transistor de découpage 1, lorsque le circuit de balayage-

ligne 40 fonctionne normalement.

Le circuit de commande (ou d'attaque) de la présente invention permet d'éviter les inconvénients des circuits décrits ci-dessus, notamment les pertes dans la résistance de protection qui est absente du circuit émetteur du transistor de découpage et les

perturbations d es au fonctionnement -de l'étage de sortie -du bala-

yage, lorsqu'il est combiné avec le dispositif d'alimentation par

découpage de la façon décrite ci-dessus.

Suivant l'invention, un circuit de commande d'un transistor de commutation de puissance dans un convertisseur continu-continu ou continu- alternatif comprenant, connectée en série avec le trajet collecteur- émetteur de ce transistor entre les p8les d'une source de tension continue d'alimentation, une inductance de découpage emmagasinant l'énergie électrique fournie par la source pendant la conduction du transistor dont l'émetteur relié à l'un des p8les de la source, constitue un point de potentiel de référence, le circuit de

commande comportant un transformateur de courant dont l'enrou-

lement primaire est inséré entre le collecteur du transistor et l'inductance et dont l'enroulement secondaire est couplé entre l'émetteur et la base du transistor de -façon à fournir à cette dernière un courant qui varie sensiblement proportionnellement à son courant collecteur pour l'amener et le maintenir en saturation, un thyristor réuni entre- les bornes de l'enroulement secondaire de manière à commander le blocage du transistor en court-circuitant cet enroulement, lorsque le thyristor est amorçé, et une résistance de polarisation de la base du transistor réunissant celle-ci au même pôle de la source qui est réuni à son collecteur, est principalement

caractérisé en ce que la jonction de l'une des bornes de l'enrou-

lement secondaire avec la cathode du thyristor est réunie au moyen

d'une résistance de mesure et de protection à l'émetteur du tran-

sistor qui est également réuni, par l'intermédiaire d&une résistance de gâchette, à la gâchette du thyristor, afin de commander le déclenchement de ce -dernier, lorsque la chute de tension engendrée par le courant de base du transistor aux bornes de la résistante de

mesure et de protection atteint le seuil d'amorçage du thyristor.

L'invention sera mieux comprise et d'autres de ses caracté-

risticues et avantages ressortiront de la description qu'ai suit et des

dessins annexés s'y rapportant, sur lesquels:

- la figure l est un schéma de principe d'un dispositif d'alimen-

tation à découpage combiné avec l'étage de sortie d'un circuit de

balayage-ligne qu'il alimente, suivant l'état de la technique repré-

senté par la demande susmentionnée de la demanderesse; - la figure 2 est un schéma de principe d'un premier mode de réalisation du circuit de commande d'un transistor de commutation suivant l'invention dans un dispositif d'alimentation par découpage; - les figures 3A à 3G représentent respectivement des formes d'onde des tensions et des courants à divers points du circuit de la figure 2; - la figure 4 est un schéma de principe du mode de réalisation préféré du circuit de commande suivant l'invention; et - les figures 5A et 5B représentent deux formes d'ondes de

tension respectivement appliquée à la base du transistor de commu-

tation et présente aux bornes de l'enroulement secondaire 72 du transformateur de courant 70 dans le circuit de la figure 4. La figure 1 représente un schéma de l'état de la technique qui

a été décrit ci-dessus.

Sur la figure 2 les éléments analogues à ceux du circuit de la figure 1 ont été désignés par les mêmes symboles (nombres de repère), notamment le transistor de commutation de puissance haute-tension du type NPN 1, dit de découpage, qui fai t partie avec la diode 2 de découpage (ou de récupération parallèle), connectée en anti-parallèle avec son trajet collecteur-émetteur, de l'interrupteur de découpage 4 qui est dans ce mode de réE.isation dé type

bidirectionnel à commande unidirectionnelle, ainsi que le conden-

sateur d'accord 3 monté en parallèle avec l'interrupteur 4.

Ce condensateur 3 est destiné à former un circuit résonnant

parallèle, pendant l'ouverture de l'interrupteur 4, avec une induc-

tance de découpage 60 pouvant être constituée soit par l'enrou-

lement primaire d'un transformateur d'alimentation comme dans les

articles de G. van Schaik ou les publications US-A-3 925 717, FR-A-

2 374 768 et 2 382 812 ou DE-B-1 234 836, 21 60 659, 23 36 110 ou 24 17 628 précités, soit par un enroulement du transformateur-ligne comme dans la publication FR-A-2 275 092 (US-A-3 999 102), ou encore par le montage série d'un enroulement d'alimentation du transformateur-ligne avec une bobine de choc comme dans la publication EP-A-0 005 391 ou dans la demande précitée de la demanderesse. Cette inductance de découpage 60 est connecté en série avec l'interrupteur de découpage 4 qui est monté en parallèle avec le condensateur d'accord 3 entre le pôle positif 6 et négatif 7 d'une source de haute-tension continue 5 formée par un montage

redresseur comprenant une diode de redressement 8 et un conden-

sateur de filtrage 9 de type électrochimique. Ce montage redresseur est connecté par ses deux bornes d'entrée respectivement consti-

tuées par l'anode de la diode 8 et l'armature négative du conden-

sateur 9, aux bornes du réseau alternatif pour fournir sur ses bornes de sortie (ou pôles), respectivement constituées par les armatures positive 6 et négative 7 du condensateur 9, la tension du réseau redressée et filtrée. Le collecteur du transistor de découpage 1 est réuni ici à la jonction de la cathode de la diode de découpage 2 et de l'une des

armatures du condensateur d'accord 3 par l'intermédiaire de l'enrou-

lement primaire 71 d'un transformateur de courant 70 (de manière analogue à celle décrite dans les publications FR-A-1 403 260 ou US-A-3 317 815). De cette manière, l'enroulement primaire 71 n'est parcouru d'un courant (linéairement croissant) que lorsque le tran-

sistor 1 est conduteur. L'enroulement secondaire 72 de ce trans-

formateur de courant 70 est réuni par l'une des ses bornes, d'une part, au point du potentiel de référence 100 constitué par la jonction de l'émetteur du transistor 1, de l'anode de la diode 2, de l'autre armature du condensateur d'accord 3 et du pôle négatif 7 de la source 5, par l'intermédiaire d'une première résistance 24, dite de mesure et de protection, de relativement faible valeur, et d'autre part, directement à la cathode d'un thyristor 25. La gâchette du thyristor 25 est réunie à travers une résistance de gâchette 26 au point 100 de jonction de l'émetteur du transistor 1, de l'anode de la diode 2, de l'autre armature du condensateur d'accord 3 et du pôle négatif 7 de la source 5. L'autre borne de l'enroulement secondaire 72 du transformateur de courant 70 est réunie ici, d'une part, par l'intermédiaire d'un premier montage parallèle 27 composé d'une troisième résistance et d'une bobine de choc, destiné à la protection contre les taux de montée de courant (di/dt) excessifs, à l'anode du

thyristor 25 (ce montage 27 étant connu de la publication FR-A-

2 345 762) et, d'autre part, par l'intermédiaire d'un second montage parallèle 28 composé d'un condensateur de couplage 29 et d'un montage série 80 de plusieurs (trois) diodes 81, 82 et 83, à la base du transistor de découpage 1. L'anode de la première diode 81 du montage 80 est reliée à la jonction de l'une des armatures du condensateur 29 avec l'autre borne de l'enroulement secondaire 72 et la cathode de la troisième diode 83 est reliée à la jonction de l'autre armature du condensateur 29 avec la base du transistor 1, de sorte qu'elles conduisent le courant de base dans le même sens que la jonction PN base- émetteur du transistor 1. La base du transistor 1 est réunie, en outre, par l'intermédiaire d'une quatrième résistance 90 de forte valeur de fonction semblable à celle de résistance de démarrage 16 de la figure 1, au pôle positif 6 de la source 5 et, par l'intermédiaire d'une cinquième résistance 91, au point 100 de jonction de l'émetteur du transistor 1, de l'anode de la diode 2, de "autre armature du condensateur 3 et du pôle

négatif 7 de la source 5.

Les résistances 90 et 91 connectées en série entre les pôles 6, 7 de la source 5 et avec leur jonction à la base du transistor 1, forment également un diviseur résistif 92 pour la tension de

polarisation de la base de celui-ci.

Lors de la mise sous tension du circuit de découpage 200, le montage redresseur 5 fournit entre ses bornes de sortie 6 et 7 une haute tension continue V9 (d'environ 300 V) légèrement inférieure à la valeur de crête de la tension du réseau alternatif (de 220 Veff1 Hz en Europe), la quatrième résistance 90 de polarisation de la base ou de démarrage permet de fournir à cette base un courant

suffisant pour démarrer la conduction du transistor de découpage 1.

La croissance de son courant collecteur qui parcourt l'enroulement primaire 71 du transformateur de courant 70 induit dans son enroulement secondaire 72 un courant dirigé vers la base à travers

le second montage parallèle 28.

Ce courant induit dans l'enroulement secondaire 72 du trans-

formateur 70 s'ajoute, en chargeant d'abord le condensateur de couplage 29, à travers la résistance 24, à la somme des chutes de tension directes des trois diodes 81 à 83 (VFD = 0,6 V environ), au courant fourni à la base par la source 5 à travers la résistance 90, ce

qui entraîne l'augmentation du courant-collecteur du transistor 1.

Cette augmentation du courant collecteur provoque celle du courant induit dans l'enroulement secondaire 72 qui, lorsque le condensateur 29 a été chargé à 3.VfD (1,8 volts environ), s'écoule à

travers le montage 80 des trois diodes 81 à 83 en série dans la base.

En même temps, grâce à l'effet cumulatif (régénératif) dû au transformateur 70, le transistor de découpage 1 est rapidement amené à la saturation de manière analogue à celle décrite dans les

publications FR-A-1 403 260 ou US-A-3 318 815.

Pendant toute la durée de conduction du transistor 1, le condensateur 29 reste chargé à la tension IV FD et, pourvu que sa capacité soit choisie suffisamment grande pour qu'il ne soit pas déchargé notablement à travers les résistances 91 et 24 en série pendant les périodes de blocage du transistor 1, le second montage parallèle 28 peut être considérée comme une pile conservant sa

tension de 1,8 volts environ.

Dès que le transistor de découpage 1 est saturé, il constitue un interrupteur fermé, réunissant l'inductance de découpage 60 en série avec l'enroulement primaire 71 du transformateur de courant 70 entre les pôles positif 6 et négatif 7 de la source de haute-tension 5, qui seront alors parcourus d'un courant linéairement croissant en

fonction du temps, dû à la nature inductive de la charge 60.

Comme l'enroulement primaire 71 du transformateur de cou-

rant 70 est également parcouru par ce courant linéairement crois-

sant et que de ce fait, la chute de tension entre ces bornes est une fraction constante de la tension d'alimentation - continue V9, le courant induit dans l'enroulement secondaire 72 alimentant la base du transistor 1 sera également sensiblement linéairement croissant à

partir d'une valeur initiale servanit à amener celui-ci à la saturation.

Ce courant croissant provoquera aux bornes de la résistance de mesure 24 une différence de potentiel linéairement croissante qui équivaut à une tension linéairement décroissante (vers des valeurs négatives) par rapport au potentiel de référence V10,, à la jonction

de la cathode du thyristor 25 avec l'enroulement secondaire 72.

Comme la gâchette de ce thyristor 25 est réunie par la résistance 26 au point de référence 100, ceci a pour effet de rendre sa cathode de plus en plus négative par rapport à sa gâchette. Lorsque la tension

gâchette-cathode VGK atteint le seuil de déclenchement du thyris-

tor 25, celui-ci est amorcé et court-circuite temporairement, à

travers le premier montage parallèle 27 de protection di/dt, l'enrou-

lement secondaire 72 du transformateur de courant 70 pour suppri-

mer l'alimentation en courant de la base.

L'amorçage du thyristor 25 réunit le pôle positif de la pile 28, constitué par la jonction de l'anode de la première c.-rde 81 avec le condensateur 29, au point de référence 100 à travers la résistance 24 et le dipôle 27 en série, de sorte que la polarisation de la base reliée au pôle négatif de la pile 28, constitué par la jonction de la cathode de la troisième diode 83 avec le condensateur 29, devient

négative pour accélérer l'évacuation des porteurs de charge minori-

taires stockées dans la base (réduire le temps de stockage). Lorsque Il 5 les charges stockées ont été évacuées (à la fin du temps de stockage), le transistor 1 se bloque et l'énergie emmagasiné dans l'inductance de découpage 60 (1/2 L60 1C MAX) s'écoule de manière oscillatoire à travers le condensateur d'accord 3 pendant un peu plus d'une demi-période du circuit résonnant que celui-ci constitue ave 4

celle-là.

On notera ici que, lorsque l'interrupteur 4 ainsi commandé est unidirectionnel (sans diode antiparallèle 2) et lorsque le circuit de

découpage 200 ne comporte pas de condensateur d'accord 3, l'éner-

gie accumulée pendant la saturation du transistor 1 dans l'induc-

tance de découpage 60 qui constitue l'enroulement, primaire d'un

transformateur d'alimentation, s'écoule à travers le ou les enrou-

lements secondaires (non représentés) de celui-ci et la ou les diodes

de redressement de chacun des montages redresseurs à une alter-

nance qu'ils alimentent respectivement. Un tel dispositif d'alimen-

- tation par découpage est appelé du type "à accumulation" (ou

"flyback" en anglais), comme ceux décrits dans les publications DE-

B-21 60 659, 23 36 110 et 24 17 628 précitées, auquel le circuit de

commande suivant la présente invention peut également être appli-

-qué au prix de quelques adjonctions faisant partie de l'état de la 248632e technique (notamment l'application d'une tension de prépolarisation à la gâchette du thyristor 25 qui varie en fonction de la tension de sortie, à l'aide d'un circuit comparateur ou de régulation,pour obtenir une régulation par la variation de la durée de l'état saturé du

3 transistor de découpage 1 comme dans la publication FR-A-

2 345 762 de la demanderesse).

Lors du blocage entraînant Pannulation brutale du courant collecteur du transistor 1, la tension aux bornes des enroulements primaire 71 et secondaire 72 du transformateur 70 s'inverse de façon à bloquer d'abord le thyristor 25 et à appliquer simultanément à la base du transistor 1 une tension de polarisation négative engendrée par le courant inverse induit dans l'enroulement secondaire 72 par la coupure brutale du courant coLecteur parcourant l'enroulement primaire 71, qui se referme à travers la résistance 9, et la jonction base-émetteur en parallèle, le condensateur 29 du second montage parallèle (pile) 28 dont les diodes 30. se bloquent dt la résistance de mesure 24, afin de restituer l'énergie emmagasinée dans l'inductance de cet enroulement primaire 71 par le courant collecteur avant le blocage du transistor 1. La tension de polarisation base-émetteur du transistor 1 correspondant alors à la chute de tension provoquée par le courant inverse aux bornes de la résistance 91 passe rapidement par une valeur nulle pour devenir ensuite négative et décroître en passant par une valeur minimale pour croître de nouveau jusqu'à la

fin de la période de coupure de l'interrupteur de découpage 4, c'est-

à-dire celle de l'intervalle d'oscillation du circuit résonnant composé

de l'inductance 60 et du condensateur 3.

Dès que la tension à la jonction de cette inductance 60 avec le condensateur 3 devient légèrement négative, la diode 2 commence à conduire de sorte que l'interrupteur 4 redevient fermé. Comme le collecteur du transistor 1 est alors faiblement négatif par rapport à

sa base, la diode constituée par la jonction base-collecteur de celui-

ci conduira un faible courant de fuite à travers l'enroulement primaire 71 et la résistance 91 qui est en parallèle avec sa jonction

base-émetteur. Cette dernière jonction est alors faiblement pola-

2486325i risée à l'envers et elle conserve cette polarisation négative jusqu'à l'annulation du courant dans la diode 2, qui croît linéairement à partir d'une valeur minimale (ou négative maximale) vers une valeur nulle. On remarquera ici que la forte polarisation inverse de la jonction baseémetteur du transistor 1 pendant l'oscillation du

circuit résonnant 60-3, permet de lui appliquer une tension (collec-

teur-émetteur) directe élevée VCEX (spécifiée dans les catalogues) et supérieure à VcEO (avec VBE = 0), sans risque de claquage

("breakdown" en anglais).

Lorsque le courant dans la diode 2 devient nul, la faible tension négative à sa cathode s'annule é, alement et le courant inverse dans le transistor 1 s'arrête de sorte que la résistance 90 de démarrage et de polarisation positive de sa base permet d'initier sa conduction qui l'amène de nouveau, grâce à l'effet cumulatif de réaction dû au transformateur de courant 70, décrit précédemment, rapidement à la saturation. Le transistor de découpage 1 saturé

conduit alors de nouveau un courant collecteur linéairement crois-

sant qui permet d'injecter dans sa base un courant analogue permet-

tant de le maintenir à l'état saturé jusqu'au déclenchement du thyristor 25 par la chute de tension aux bornes de la résistance de

mesure. 24 engendrée par le courant de base.

Sur les figures 3A à 3G, on a représenté des diagrammes des formes d'ondes de tensions et de courants en fonction du temps à divers endroits du circuit de la figure 2 permettant d'illustrer le

fonctionnement de celui-ci.

Lorsque l'on applique au circuit de découpage 200 la haute-

tension continue d'alimentation V9 existant entre les bornes 6 et 7 de la source 5 à l'aide d'un interrupteur (non-représenté) inséré entre le pôle 6 et le point commun de la résistance 90 et de l'inductance , à l'instant to, le courant de base IBI traversant la résistance 90 débloque le transistor 1 dont le courant collecteur ICI qui traverse l'enroulement primaire 71 du transformateur de courant 70, induit dans l'enroulement secondaire 72 de celui-ci un courant qui, après avoir chargé le condensateur 29 de la pile 28 à 1,8 V, s'ajoute au courant de base initial 1BI (to) pour provoquer par l'effet régénératif

* (cumulatif) susmentionné, la saturation quasi-instantanée du transis-.

tor 1. La tension d'alimentation V9 est alors entièrement appliquée entre les bornes du montage inductif composé de l'inductance 60 et

de l'enroulement primaire 71 en série, car la tension,llecteur-

émetteur VCEî du transistor 1 saturé (VCE sat 1 = 0,6 V) est proche de zéro. Dès cet instant to, Pinductance 60, l'enroulement primaire 71 et le trajet collecteur-émett;ur du transistor 1 est parcouru en série par un courant 1 (t).= L t Lt linéairement croissant, le courant I60 dans l'inductance 606gtant illustré par la figure 3B et le

courant collecteur ICI par la figure 3C.

Sur la figure 30, on a représenté le courant de base I1 du BI transistor 1 qui lui est fourni par l'enroulement secondaire 72 en parcourant les diodes 80 en série, la jonction base-émetteur de

celui-ci en parallèle avec la résistance 91 et la résistance de mesure.

24, aux bornes de laquelle il provoque une chute de tension V24 illustré sur la figure 3G, qui est appliquée à la cathode du thyristor avec une polarité négative par rapport au potentiel de référence

V1OO appliqué à sa gâchette.

Comme le courant induit dans l'enroulement secondaire 72 par

le courant collecteur linéairement croissant qui parcourt l'enrou-

lement primaire 71 est également sensiblement de la même forme, la chute de tension V24 de la figure 3G décroît linéairement jusqu'à

ce qu'elle atteigne la tension gâchette-cathode de seuil de déclen-

chement VGT 25 du thyristor 25 à l'instant tl.

Lorsque le thyristor 25 est amorcé, il court-circuite l'enrou-

lement secondaire 72 et provoque l'application de la tension néga-

tive de la pile 28 à la base du transistor 1, qui entraTne l'évacuation des charges stockées dans celle-ci. Cette évacuation est représenté

sur la figure 3D comme un courant de base IBI négatif et décrois-

sant entre les instants t1 et t2 dont l'intervalle représente le temps de stockage T.. Le courant dévacuation provoque aux bornes de la résistance de mesure 24 une impulsion V24 positive représentée sur la figure 3G qui s'ajoute à la tension négative V de la pile 28 avec une polarité opposée. Pendant l'état saturée du transistor 1, entre

les instants t0 et tl, cette tension base-émetteur VBE 1 du transis-

tor 1, représentée sur la figure 3E, est d'une valeur positive de 0,7 volts environ (VBE sat) A l'instant t1, elle diminue légèrement en restant faiblement positive jusqu'à l'instant t2 de la fin du temps de stockage T5. Ceci résulte du fait que la variation de la chute de tension aux bornes de la résistance 24, V24 représentée- sur la figure

3G, s'ajoute à la tension négative de la pile 28, à la tension base-

émetteur VBEI du transistor 1 et à la tension de déchet du thyristor 2, amorcé, la somme algébrique de ces tensions étant présente aux

bornes du dipâle 27.

A l'instant t2, le transistor 1 se bloque, son courant collecteur ici chute à zéro en provoquant une inversion de la tension aux

bornes des enroulements primaire 71 et secondaire 72 du trans-

formateur de courant 70. Cette inversion de tension aux bornes de l'enroulement secondaire 72 provoque simultanément Ad blocage du thyristor 25 et l'application d'une tension négative décroissante à la base du transistor 1 (VBE 1 de la figure 3E). En effet, l'énergie accumulée dans le transformateur de courant 70 sous la forme d'un

flux magnétique provoqué par le courant collecteur 1Ci (t2) parcou-

rant son enroulement primaire 71, doit être. restitué par l'enrou-

lement secondaire 72 aux bornes duquel une tension V72 décroissant vers des valeurs négatives, représentée sur la figure 3F, apparaît à l'instant t2. La forme de la courbe de décroissance de la tension V72 pendant l'ouverture de l'interrupteur 4 entre les instants t2 et t5 est

déterminée par la valeur de l'inductance 72 de l'enroulement secon-

daire 72 du transformateur de courant 70 et par l'impédance de la jonction base-émetteur du transistor 1, qui est alors polarisée à l'envers et dont la composante capacitive prédominante forme avec cette inductance L72 (dont la valeur est de l'ordre de quelques millihenry), un circuit résonnant parallèle, amorti notamment par la résistance 91 du diviseur de polarisation 92. Le choix de la valeur de cette résistance 91 permet de modifier, de ce fait, la forme d'onde de la tension négative appliquée, dans l'intervalle entre les instants t2 et t5, à la jonction base-émetteur du transistor 1, notamment en ce qui concerne son amplitude crête qui doit être inférieure au seuil

de claquage de Zener de cette jonction.

Lorsque le transistor 1 se bloque à l'instant t2, l'énergie emmagasinée sous forme de courant I60 (t2) dans l'inductance de

découpage 60 s'écoule de manière oscillatoire à travers le conden-

sateur d'accord 3. Entre les instants t2 et t3, le- courant I60 dans l'inductance 60 représenté sur la figure 3B et la tension V3 (ou VcE 1) aux bornes du condensateur 3 (ou collecteur-émetteur du transistor 1) croissent jusqu'à ce que cette dernière, partie de zéro, atteigne, à l'instant t3, la valeur de la tension d'alimentation V9 du circuit de découpage 200. Le courant 160 atteint alors sa valeur maximale positive 160 (t3). Entre les instants t3 et t4, la tension V3 (figure 3A) est en forme de demi-sinusoîde positive et le courant I60 en forme demicosinusorde atteignant sa valeur minimale à l'instant t4, lorsque la tension V3 est de nouveau égale à la tension

d'alimentation V9.

Entre les instants t4 et t5, le courant 160 ayant passé par un minimum commence à croître et la tension V3 qui est également la tension collecteur-émetteur VCE 1 du transistor 1 et la tension cathode-anode VKA 2 de la diode 2, continue à décroître jusqu'à une valeur légèrement négative (- 0,7 volts environ) qui rend la diode 2

conductrice de façon à refermer l'interrupteur bidirectionnel 4.

A l'instant t5 de la fermeture de l'interrupteur 4, la diode 2 reprend le courant I60 (t5) dans l'inductance 60 qui devient alors

linéairement croissant jusqu'à son annulation à l'instant t6. Simul-

tanément, la tension de base VBE 1 de la figure 3E saute à une

faible valeur négative produite par un faible courant inverse engen-

dré par la tension directe (VFD de 0,7 V) de la diode 2 qui est en parallèle avec la jonction collecteur-base du transistor 1 connectée en série avec la résistance 91. Entre les instants t5 et t6, la tension V72 aux bornes de l'enroulement secondaire 72, représentée sur la figure 3F, et légèrement positive, mais elle reste inférieure à la

tension négative de la pile 28, de sorte que la tension base-émetteur.

VBEI du transistor 1 reste constante et légèrement négative.

A l'instant t6, le courant dans la diode 2 et la tension directe à

ses bornes V3 deviennent nulle, ce qui annule également la polari-

sation négative de la base du transistor 1 de sorte que le pôle positif 6 de la source 5 peut lui fournir un courant de base 1Bi (t6) initiant sa conduction pour qu'il puisse être ramené à la saturation par l'effet cumulatif dû à la réaction par le transformateur de courant 70. Le circuit de commande suivant l'invention peut être utilisé dans un dispositif d'alimentation par découpage ou convertisseur

statique continu-continu ou continu-alte-natif, du type auto-oscil-

lant, régulé par le rapport cyclique ou auto-alimenté et, éventue!-

lement, combiné avec l'étage de sortie de balayage-ligne qu'il alimente et régulé par le déphasage. rui doit être auto-oscillant au démarrage. Pour ce faire, il faut appliquer à la gâchette du thyristor soit une tension de régulation continue fonction de celle fournie par le dispositif, soit des impulsions de déclenchement provenant d'un

générateur de retard variable (50 de la figure 1).

Afin d'illustrer un exemple de réalisation du circuit de com-

mande de la base d'un transistor de commutation de la figure 2,

suivant l'invention, les valeurs de quelques uns des éléments essen-

tiels sont les suivants: - la résistance de mesure et de protection 24 est de 1,5 ohms, - la résistance de gâchette 26 est de 1 kiloohm, - la quatrième résistance 90 est de 47 kiloohms, - la cinquième résistance 91 est de 1 kiloohm, - le condensateur 29 de la pile 28 est de 1 microfarad, - la résistance du dipôle 27 est de 10 ohms, et

- l'inductance de l'enroulement secondaire 72 est de 2 milli-

henry. La figure 4 est un schéma de principe du mode de réalisation préféré du circuit de commande auto-oscillant de la base d'un

transistor de commutation de puissance dans un convertisseur stati-

que continu-continu ou continu-alternatif, conforme à la présente invention. Sur la figure 4, les éléments analogues à ceux de la figure 2

ont été respectivement désignés par les mêmes symboles.

Le premier perfectionnement du circuit de la figure 4 par rapport à celui de la figure 2, consiste à connecter un troisième condensateur 75 aux bornes de l'enroulement secondaire 72 du transformateur de courant 70. Ce troisième condensateur 75 dont la

capacité est choisie en fonction de l'inductance L72 de cet enrou-

lement secondaire 72, permet d'accorder le circuit résonnant para-

llèle qu'ils forment ensemble sur une fréquence sensiblement indé-

pendante de l'impédance de la jonction base-émetteur du transistor 1, lorsqu'elle est polarisée à l'envers, qui présente une dispersion importante. En effet, la présence de ce troisième condensateur 75 permet d'éviter les principaux défauts du circuit de la figure 2, qui sont les suivants: - a) intervention de la composante capacitive de relativement

faible valeur de l'impédance de la jonction base-émetteur du transis-

tor de découpage 1 dans la résonance du circuit résonnant parallèle qu'elle forme avec l'inductance de l'enroulement secondaire 72, qui doit de ce fait présenter une valeur (nombre de tours) élevée; cette intervention impliquant la nécessité de la sélection du transistor 1, lors de son remplacement, du fait de la forte dispersion de ses caractéristiques inverses; et - b) la nécessité de la présence de la cinquième résistance 91 formant avec la quatrième résistance de démarrage 90 le diviseur de polarisation résistif 92 de la base, qui doit amortir le- circuit résonnant susmentionné afin de limiter la valeur de crête de la tension de polarisation inverse de la jonction base-émetteur à une valeur inférieure à sa tension de Zener (avalanche). La cinquième

résistance 91, dite d'amortissement, a de ce fait une valeur relati-

vement faible (de 0,5 à 2 kiloohms, par exemple), ce qui impose le choix de la valeur de la quatrième résistance de démarrage 90 en fonction de la tension du réseau redressée, fournie par la source 5, car le diviseur 92 qui doit fournir à la base une tension supérieure à 0,7 volts, dissipe alors une puissance (V 2/R 9, non négligeable (2 watts environ) réduisant d'autant le rendement f. circuit. Dans le circuit de la figure 4, la valeur de la résistance, de polarisation ou de

démarrage 90 peut être supérieure à l00-kiloohms (120 kQ).

L'adjonction de ce troisième condensateur 75 qui est connecté en parallèle avec l'enroulement secondaire 72 du transformateur de courant permet donc, d'une part, de réduire le nombre de tours de cet enroulement 72 et, par conséquent, son;nductance propre L,2 qui intervient dans Poscillation (par exemple, de moitié) et,- d'autre part, d'omettre la cinquième résistance 91 d'amortissement et, de ce

fait, augmenter la valeur de la quatrième résistance 90 de démar-

rage de façon à augmenter le rendement du circuit de découpage 200, tout en conservant un rapport de transformation sensiblement identique. La capacité C75 de ce troisième condensateur 75 est choisie alors, de préférence, telle que la fréquence de résonance du circuit

oscillant parallèle qu'il form avec l'inductance L72 de l'enrou-

lement secondaire 72 soit sensiblement égale, inférieure ou légère-

ment supérieure à celle du circuit oscillant constitué par l'inductan-

ce de découpage 60 et ie condensateur d'accord ô, lorsque l'interrup-

teur de découpage 4 est ouvert.

Les figures 5A et 5B illustrent respectivement les formes d'onde des tensions VBEI base-émetteur du transistor 1 et V72 aux bornes de l'enroulement secondaire 72 pour le circuit de la figure 4 de manière analogue à celle des figures 3E et EF en ce qui concerne le circuit de la figure 2, dont les différences sont dûes à l'adjonction

du troisième condensateur 75.

Seul l'intervalle de l'ouverture t5 - t2 de l'interrupteur 4, à partir de l'instant t2 de blocage du transistor 1 jusqu'à l'instant t5 de

reprise de conduction de la diode 2, présente quelques différences.

Lorsque, à l'instant t2, le transistor 1. se bloque par l'annu-

lation brusque de son courant collecteur 1 (voir figure 3-C), les bornes de l'enroulement primaire 71 du transformateur de courant sont en circuit ouvert de façon à entraîner une inversion de la

tension également aux bornes de l'enroulement secondaire 72.

L'énergie accumulée sous la forme d'un flux magnétique dans le circuit magnétique (noyau) du transformateur. 70 par le courant collecteur maximal 1ci (t2), est alors restituée par l'enroulement secondaire 72 qui la transmet au condensateur 7e en le chargeant de manière oscillatoire. Cet échange d'énergie donne alors naissance aux bornes du circuit résonnant parallèle L72 - C75 qu'ils forment ensemble, à une tension négative appliquée à la base dort la forme

quasi-sinuso6dale est fonction de sa fréquence de résonance.

La période d'oscillation du circuit résonnant L72.C75 (o L72 est 1,14 mH et C75 de 47 nF, par exemple), représentée sur les figures 5A et 5B, est légèrement inférieure au double de la durée de l'intervalle de l'ouverture de Pinterr!pteur 4, déterminée ici par la période de résonance du circuit oscillant formé par l'inductance de

découpage. 60 et le condensateur d'accord 3.

Lorsque le circuit de la figure 4 est utilisé dans -le conver-

tisseur statique dans lequel la durée de l'intervalle de l'ouverture n'est pas constante et déterminée par la résonance de l'inducteur de

découpage 60 avec un condensateur, l'inductance L72 de l'enrou-

lement secondaire 72 et la capacité 75 du condensateur 75 qui lui est parallèle sont choisies de telle sorte que la période de leur

oscillation soit au moins légèrement supérieure à la durée d'ouver-

ture maximale. L'expérience a montré que dans un circuit de commande du type décrit, la

durée de conduction du transistor de commutation 1 qui détermine l'énergie emmagasinée dépendait notamment du seuil d'amorçage du thyristor 25 dont la dispersion est importante. Par ailleurs, cette durée dépend également de la pente de croissance du courant collecteur de ce transistor 1, qui est proportionnelle à la valeur de la tension du réseau redressée et filtrée V9 alimentant le circuit de découpage 200. Lorsque le circuit est auto-oscillant, sa fréquence de répétition fluctue, par conséque -., avec la tension

d'alimentation continue V9 entre les bornes 6 et 7 de la source 5.

Dans l'une des applications du convertisseur mentionnée précé-

demment, il est prévu de le synchroniser avec un autre oscillateur, tel que l'oscillateur horizontal d'un récepteur de télévision, à l'aide

d'impulsions récurrentes appliquées à la gâchette du thyristor 25.

Dans un tel cas, la -fluctuation de la fréquence de fonctionnement autonome du circuit en fonction de la tension du réseau peut rendre

la synchronisation malaisée.

Le second perfectionnement du circuit de la figure 4 par rapport à celui de la figure 2, consiste à appliquer à la gâchette du thyristor 25 une tension de prépolarisation négative qui varie en fonction de la tension d'alimentation V9 proportionnelle à celle du réseau, en vue de. rendre plus stable la fréquence de fonctionnement

autonome de ce circuit.

Un enroulement secondaire 61 est bobiné sur le noyau 62 qui porte l'inductance de découpage 60 de façon à obtenir aux bornes de cet enroulement 61 une tension négative proportionnelle à la tension V9, pendant la conduction du transistor 1. L'une des bornes de cet enroulement 61 est reliée à la cathode d'une diode de redressement 63 dont l'anode est reliée à l'une des bornes d'un condensateur de filtrage 64. Les autres bornes respectives de l'enroulement 62 et du condensateur 64 sont reliées ensemble au point du potentiel de référence 100. Le point commun de l'anode de la diode 63 et du condensateur de filtrage 64 (de quelques microfarads) est réuni, par l'intermédiaire d'une résistance 65 (de quelques kiloohms) et d'un

autre condensateur de filtrage 66 (de quelques dizaines de micro-

farad) en série, au point de référence 100. Les condensateurs 64 et 66 forment avec la résistance 65 une cellule de filtrage RC en forme de '. La sortie 67 de cette cellule de filtrage, constituée par la jonction de la résisance 65 avec l'autre condensateur 66, est réunie à la gâchette du thyristor 25 à travers une résistance 68

(d'une dizaine de kiloohms).

Grâce à ce montage redresseur 63, 64 suivi d'une cellule de filtrage 64, 65, 66, la tension de polarisation négative de la gâchette du thyristor 25 varie proportionnellement à la tension du réseau redressée V9. Une faible augmentation de la valeur de la résistance de mesure 24 (par exemple, à 2,7 ohms) permettra alors au circuit de conserver sa fréquence de fonctionnement autonome pour une

tension du réseau nominale.

Lorsque la tension d'alimentation V9 augmente, la pente de

croissance du courant collecteur ci du transistor 1 et, par consé-

quent, la fréquence de fonctionnement autonome a tendance à

augmenter également. Ceci est toutefois contrecarré par la polari-

sation négative croissante de la gâchette du thyristor 25 qui s'ajoute au seuil d'amorçage VGT 25 précité, dont l'effet est de prolonger la période de conduction du transistor 1, c'est-à-dire de diminuer la

fréquence. Lorsque, par contre, la tension d'alimentation V9 dimi-

nue, elle entraîne une diminution consécutive de la pente de

croissance du courant collecteur ainsi que de la polarisation 1'éga-

tive de la gâchette qui ont également des effets contraires sur la fréquence de fonctionnement autonome du circuit. Le circ.ut de polarisation de gâchette décrit ci-dessus permet également de rendre le circuit moins sensible à la dispersion du seuil d'amorçage

des thyristors 25.

L'expérience a montré que sans la polarisation variable de la gâchette, une variation de 30 % de la tension du réseau entraîne une variation d'environ 17 % de la fréquence dans l'un ou dans l'autre

sens, tandis qu'avec un circuit de polarisation variable de la gâchet-

te tel que représenté sur la figure 4, la variation de fréquence

correspondante n'est que de 4 à 5 %.

Le circuit de commande suivant l'invention conserve les avan-

tages du dispositif auto-alimenté de la figure 1 qui est auto-oscillant

au démarrage, c'est-à-dire la limitation du courant crête du transis-

tor de découpage, tout en réduisant les pertes ohmiques du circuit

de découpage en transférant la résistance de mesure et de protec-

tion permettant d'obtenir cette limitation dans le circuit de base,

c'est-à-dire dans celui de l'enroulement secondaire 72 du transfor-

mateur de courant 70 dont une application analogue mais sans

limitation de courant a été mentionnée notamment dans la publica-

tion FR-A-1 403 260.

Claims (9)

REVENDICATIONS

1. Circuit de commande d'un transistor de commutation de

puissance (1) dans un convertisseur continu-continu ou continu-

alternatif comprenant, connectée en série avec le trajet collecteur-

émetteur de ce transistor (1) entre les pôles (6, 7) d'une source (5) de tension continue d'alimentation (V9), une inductance de découpage (60) emmagasinant l'énergie électrique fournie par la source pendant la conduction du transistor (1) dont l'émetteur relié à l'un (7) des pôles (6, 7) de la source (5). constitue un point de potentiel de

référence (100), le circuit de commande comportant un transfor-

mateur de courant (70) dont l'enroulement primaire (71) est inséré entre le collecteur du transistor (1) et l'inductance (60) et dont l'enroulement secondaire (72) est couplé entre l'émetteur et la base du transistor (1) de façon à fournir à cette dernière un courant qui varie sensiblement proportionnellement à sor courant collecteur pour l'amener et le maintenir en saturation, un thyristor (25) réuni entre les bornes de l'enroulement secondaire (72) de manière à commander le blocage du transistor (1) en court-circuitant cet enroulement (72) lorsque le thyristor (25) est amorcé, et une

résistance de polarisation dé la base (90) du transistor (1) réunissant-

celle-ci au même pôle (6) de la source (5) que celui réuni à son collecteur, caractérisé en ce que la jonction de l'une des bornes de l'enroulement secondaire (72) avec la cathode du thyristor (25) est réunie au moyen d'une résistance de mesure et de protection (24) à

l'émetteur du transistor (1) qui est également réuni, par l'intermé-

diaire d'une résistance de gâchette (26), à la gâchette du thyristor (25), afin de commander le déclenchement de ce dernier, lorsque la chute de tension (V24) engendrée par le courant de base (IBI) du transistor (1) aux bornes de la résistance de mesure de protection

(24) atteint le seuil d'amorçage (VGT) du'thyristor (25).

2. Circuit de commande suivant la revendication 1, caractérisé

en ce que l'autre borne de l'enroulement secondaire (72) du transfor-

mateur de courant (70) est réunie à la base du transistor (1) par l'intermédiaire d'un montage (28) composé de plusieurs diodes (80) en série avec un condensateur (29) connecté en parallèle, qui se charge la somme des tensions directes (VFD) des diodes (81 à 83) au début

de chaque mise en conduction du transistor (1).

3. Circuit de commande suivant l'une des revendications

précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte, en outre, un autre

condensateur (75) connecté en parallèle avec l'enroulement secon-

daire (72) du transformateur de courant (70) afin de former avec l'inductance (L72) de celui-ci un circuit résonnant dont la période de résonance est supérieure à la durée maximale de l'inteL l3e de

coupure de l'interrupteur électronique comprenant le transistor (1).

4. Circuit de commande suivant l'une des revendications 1 et

2, caractérisé en ce qu'il comporte, en outre, une autre résistance (91) connectée entre la base et l'émetteur du transistor (1) et formant avec la résistance de polarisation (90) de mette base un diviseur de tension résistif (92), la valeur de cette autre résistance (91), destinée à amortir les oscillations d'un circuit résonnant formé

-ar l'inductance de l'enroulement secondaire (72) et par la compo-

sante capacitive de l'impédance de la jonction base-émetteur polari-

sée à l'envers, étant choisie de manière à rendre l'amplitude crête négative de la tension base-émetteur inférieure au seuil de claquage

de Zener de cette jonction.

5. Circuit de commande suivant l'une des revendications

précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte, en outre, un circuit de polarisation négative variable de la gâchette du thyristor (25) en

fonction de la tension d'alimentation (V9) fournie par la source (5).

6. Circuit de commande suivant la revendication.5, caractérisé en ce que le circuit de polarisation variable de la gâchette comporte un enroulement (61) magnétiquement couplé à l'inductance de découpage (60) et alimentant en cascade un redresseur de crêtes négatives (63, 64) et une cellule de filtrage (65, 66) dont la sortie (67) est réunie, par l'intermédiaire, d'une résistance (68) formant avec la résistance de gâchette (26) un diviseur de tension résistif, à

la gâchette du thyristor (25).

7. Convertisseur statique continu-continu ou continu-alter-

natif, du type dans lequel l'interrupteur de découpage (4) compre-

nant un transistor de commutation de puissance (1) est connecté en

série avec une inductance de découpage (60) comprenant l'enrou-

lement primaire d'un transformateur d'alimentation, entre les pôles (6, 7) d'une source de tension continue d'alimentation (5), caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de commande de la base de ce

transistor (1) suivant l'une des revendications précédentes.

8. Convertisseur statique suivant la revendication 7, du type dans lequel l'interrupteur de découpage (4) est du type à conduction bidirectionnelle et à commande unidirectionnelle, qui comprend une diode (2) connectée en parallèle avec le trajet colie -teur-émetteur du transistor l) pour conduire dans la direction opposée. caractérisé en ce que la cathode de la diode (2) est reliée à la jonction de l'enroulement primaire (71) du transformateur de courant (70) vec

l'inductance de découpage (60).

9. Convertisseur statique suivant l'une des revendications 7 et

8, du type dans lequel le circuit de découpage (200) comporte un condensateur d'accord (3) formant avec l'inductance de découpage (60) un circuit résonnant pendant l'ouverture de l'interrupteur (4), caractérisé en ce que l'une des armatures du condensateur d'accord (3) est reliée à la jonction de l'enroulement primaire (71) du

transformateur de courant (70) avec l'inductance de découpage (60).