FR2578697A2 - Convertisseur continu/alternatif pour l'alimentation d'un organe utilisateur avec une composante inductive - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE UN DISPOSITIF ONDULEUR POUR ALIMENTER UN APPAREIL DE CONSOMMATION SP POURVU D'UNE COMPOSANTE INDUCTIVE L, EN ADDITION A LA DEMANDE DE BREVET PRINCIPAL N8500399. POUR MIEUX PROTEGER LE DISPOSITIF ONDULEUR CONTRE DES SURCHARGES, DANS LE CIRCUIT DE COMMANDE SK, UNE PREMIERE ET UNE SECONDE TENSION CONTINUES POINTS N, M, QUI REPRESENTENT LA VALEUR DE CRETE OU LE RAPPORT CYCLIQUE DES COURANTS IC1, IC2 PASSANT DANS LES TRANSISTORS T1, T2, SONT APPLIQUEES AUX ENTREES D'UN ETAGE DE COMPARAISON D'AMPLITUDES K2, DONT LA TENSION DE SORTIE P SERT A COMMANDER LA FREQUENCE DE L'IMPULSION DE COMMUTATION UG. APPLICATION AUX APPAREILS DE CUISSON PAR INDUCTION.

Description

CONVERTISSEUR CONTINU/ALTERNATIF POUR L'ALIMENTATION D'UN
ORGANE UTILISATEUR AVEC UNE COMPOSANTE INDUCTIVE
La demande de brevet principal concerne un convertisseur continu/alternatif pour l'alimentation d'un organe utilisateur avec une composante inductive, dans lequel il est prévu entre les bornes de tension continue le montage série de deux transistors qui sont rendus alternativement conducteurs par un premier et un second enroulement d'un transformateur, et dans lequel il est prévu en parallèle aux transistors deux diodes bidirectionnelles dont le point de jonction, fournissant la tension de sortie, est relié par l'intermédiaire d'un troisième enroulement du transformateur avec le point de jonction des transistors.

Un tel circuit est décrit dans la demande de brevet allemand DE-OS 29 29 312.

Dans un tel circuit, les deux transistors sont rendus alternativement conducteurs, auquel cas à chaque
fois le courant passant dans l'appareil de consommation traverse le troisième enroulement et engendre ainsi dans
le premier et le second enroulement une tension proportionnelle au courant. Cette tension produit les courants nécessaires d'excitation.de base pour les deux transistors. Dans le circuit connu, les bases des deux transistors sont respectivement reliées à un étage pilote qui assure alternativement la mise en conduction et le blocage des transistors.

Pour l'invention conforme à la demande de brevet principal, le dispositif onduleur est agencé de façon
à entre auto-oscillant par le fait que le transformateur comporte un quatrième enroulement qui est branché en série
avec le premier ou le second enroulement,. que le point central de cette combinaison-série est relié à la première
électrode, que les extrémités de cette combinaison-série
sont reliées par l'intermédiaire de deux diodes à la se
conde électrode de la voie source-drain d'un transistor
à effet de champ et qu'à sa grille est appliquée la tension
de sortie par l'intermédiaire d'un circuit d'excitation agissant comme un formateur d'impulsions.Le transistor à effet de champ constitue alors un interrupteur qui court-circuite périodiquement le transformateur, de telle
Sorte que les tensions appliquées à tous les enroulements du transformateur soient ramenées à la valeur nulle.

Dans le circuit faisant l'objet de la demande de brevet principal, il est prévu respectivement en parallèle aux diodes derouelihreencore un condensateur qui produit un effet semblable à celui du condensateur de retour de balayage dans l'étage final horizontal d'un récepteur de télévision et une limitation de la pente des flancs de la tension alternative produite par l'ondu- leur.Ces condensateurs reçoivent pendant un temps court le courant passant dans l'appareil de consommation et produisent une transition de tension, analogue à une oscillation, depuis la valeur nulle jusqu'à la tension de service au condensateur, qui est branché en parallèle au transistor présentement bloqué, et une transition de tension depuis la tension de service jusqu'! une petite tension négative au condensateur, qui est branché: en parallèle au transistor précédemment bloqué. La tension légèrement négative rend conductrice la diode dertue~libre qui est branchée en parallèle au transistor cité en dernier. Celui-ci reçoit alors le courant passant dans l'appareil de consommation, qui est initialement à peu près égal au courant de blocage du transitor précédemment conducteur et qui décrit ensuite lentement.Lorsque ce courant décroissant atteint la valeur nulle, la diode est bloquée. Le transistor branché en parallèle à cette diode et qui était auparavant bloqué devient conducteur et il reçoit le courant passant dans l'appareil de consommation, et notamment dans la direction inversée par rapport à la diode précitée et au transistor précédemment conducteur.

La puissance fournie à l'appareil de consommation est alors maximale lorsque la tension commandant l'appareil de consommation arrive au voisinage de la fré quence de résonance de la composante inductive de 1' appareil de consommation et de la somme des capacités des deux condensateurs de filtrage, c'est-à-dire la valeur de capacité de son circuit-parallèle théorique. En cas de résonance, la tension au point de jonction de l'appareil de consommation avec les condensateurs de filtrage est égale à la tension d'entrée de l'onduleur, c'est-à-dire à la tension continue de service alimentation l'appareil de consommation, multipliée par le facteur de qualité Q = wL/R de la charge.Quand la charge est adaptée, c'est-à-dire quand le facteur Q n'est pas supérieur à 4-15, les tensions aux condensateurs de filtrage sont maintenues à des valeurs admissibles. La fréquence peut alors être choisie seulement un peu supérieure à la fréquence de résonance-série -du circuit de puissance, y compris la.charge. Cela signifie que le taux d'utilisation de courant du transistor atteint sa valeur maximale admissible, comprise environ entre 0,8 et 0,9, et que le courant passant dans les diodesderouelibre est relativement petit et d'une courte durée.Cependant, lorsque la résistanceéquivalente R du circuit de résonance-série est petite par rapport à la réactance inductive XL = wL, les tensions transmises par l'intermédiaire des condensateurs et par l'intermédiaire des composantes inductives de la charge sont si élevées que ces éléments ainsi que les éléments semi-conducteurs actifs et passifs du circuit sont mis en danger. Cela est le cas lorsque le facteur-de qualité Q de la charge inductive a au moins à peu près la valeur 15 ou plus. Pour éviter des tensions excessives pour une charge mise en danger de cette manière, la fréquence de la tension de commande appliquée à la charge doit être considérablement supérieure à la fréquence de. résonance-série précitée.

Ce moyen réduit automatiquement la valeur de crête des courants de transistor ainsi que leur taux d'utilisation.

Pour un taux d'utilisation d'environ 0,5, la charge ne reçoit pratiquement pas de puissance car alors le déphar sage entre la tension appliquée å la charge et le courant passant dans la charge est à peu près égal à un quart de période, c'est-à-dire 900 ou n/2. Pour la puissance minimale appliquée à la charge, le courant de crête est à peu près égal, lors d'un blocage du transistor, au courant passant lors de l'enclenchement de la diode de roue libre.

Les temps pendant lesquels ces deux composants sont conducteurs sont alors à peu près égaux.

Pour une fréquence déterminée de la tension appliquée à- la charge, qui est définie par la fréquence de blocage des transistors de puissance alternativement conducteurs, le rapport cyclique du courant de transistor varie automatiquement avec la charge inductive, c'est-à- dire comme une fonction inverse du facteur de qualité effectif Q de la charge. Lorsqu'ainsi la tension appliquée à la charge a une fréquence seulement légèrement supérieure à la fréquence de résonance-série du circuit de puissance et lorsque le facteur de qualité Q est petit, le courant de transistor a à peu près la forme d'une demi-onde sinu soldate et il est coupé à peu près à la fin de cette demionde. Dans ce cas, la valeur instantanée du courant coupé est relativement petite de sorte que les caractéristiques de commande du transistor ne sont pas intégralement exploitées et que les pertes restent faibles.

De cette manière, le rapport cyclique du courant de transistor au voisinage du maximum précité, et les conditions de fonctionnement du dispositif onduleur ainsi que son rendement, sont alors optimaux. Cependant, lorsque la résistance équivalente du circuit-série de la charge diminue et lorsqu'ainsi le facteur de qualité Q augmente sous l'effet d'une charge inadmissible, la proportion d'énergie produite dans la résistance diminue alors que la proportion d'énergie restante emmagasinée dans l'înduc- tance augmente. Cela signifie que le rapport cyclique du courant de transistor est automatiquement diminué.

I1 en résulte que le déphasage entre le flanc de la tension appliquée à la charge et le début du courant de transistor augmentent et que la durée du courant passant dans le transistor diminue et devient graduellement approximativement linéaire. Cela provoque une auamentation de la valeur instantanée du courant à l'instant de blocage du transistor. Cela signifie à nouveau une augmentation des pertes produites dans le transistor ainsi qu'une augmentation de sa température, de sorte que le transistor est mis en danger. L'amplitude maximale du courant au moment de la commutation se produit dans ce cas lorsque le déphasage est égal à un quart de la période de tension, c' est-à-dire lorsque le rapport cyclique du courant de transistor s'élève approximativement à 0,5. Cela est le cas pour une charge qui est approximativement purement inductive.

Cela signifie que, pour des conditions concernant une charge où la partie-résistive n'est pas suffisante, l'amplitude du courant de commutation doit être réduite, auquel cas le rapport cyclique de courant est une fonction du facteur de qualité Q de la charge. Cela peut être obtenu par exemple par réduction de la tension continue de service, par commande en découpage de phase d'un thyristor. Une autre solution plus avantageuse, pour laquelle la commande est possible avec une plus faible puissance, consiste à augmenter la fréquence de la tension appliquée à la charge pour obtenir un rapport cyclique de courant constant. Cela provoque un raccourcissement du temps pendant lequel le transistor est conducteur. Ce temps est alors une fonction inverse de la fréquence.Quand ce temps est raccourci, le courant passant dans le transistor est à peu près linéaire dans le temps.

Le courant de. crête passant dans le transistor ainsi que dans la diode branchée en parallèle avec l'autre transistor est proportionnel à la durée de l'état conducteur, et par conséquent il est indirectement proportionnel à la fréquence de la tension.

Dans le cas d'une charge adaptée, c' est-à-dire dans le cas d'un faible facteur de qualité, la puissance effective fournie à la charge peut être influencée par modification de la fréquence de la tension appliquée à la charge. Une augmentation de la puissance est alors obtenue par une diminution de cette fréquence dans un sens où cette fréquence se rapproche de la fréquence de résonancesérie résultant des composantes inductives de la charge et des condensateurs de filtrage.

L'invention a pour but d'agencer le circuit de commande du dispositif onduleur de manière à obtenir une protection plus sure contre des erreurs de fonctionnement, notamment contre un rapport cyclique trop fort des courants des transistors et contre une mise en danger des transistors.

Ce problème est résolu selon l'invention en ce que, dans le circuit de commande, une première et une seconde tension continues, qui représentent la valeur de crête ou le rapport cyclique des courants passant dans les transistors, sont appliquées aux entrées d'un étage de comparaison d'amplitudes, dont la tension de sortie sert à commander la fréquence de l'impulsion de commutation.

Avec la solution conforme à l'invention, la puissance fournie à la charge est par conséquent contre lée à l'aide de la fréquence de la tension de commutation, c'est-à-dire la fréquence de travail de l'ensemble de l'onduleur. Dans le circuit de commande sont traités à cet égard, d'une part, la valeur de crête et, d'autre part, le rapport cyclique des courants passant dans les deux transistors. Aussi longtemps que le rapport cyclique est inférieur à une valeur déterminée, par exemple de 0,5, le circuit ne réagit pas car il n' existe alors aucun danger. Quand le rapport cyclique prend une valeur supérieure, alors respectivement le rapport cyclique et la valeur maximale du courant sont comparés entre eux par les deux tensions continues, c'est-à-dire qu'une relation est établie entre eux.En fonction de cette comparaison, la fréquence de la tension de commutation, et par conséquent de l'ensemble de l'onduleur, est alors modifiée dans le sens s'opposant à l'établissement d'un rapport cyclique trop élevé ou d'une valeur de crête trop élevée des courants passant dans les transistors. La comparaison du rapport cyclique et de la valeur de crête du courant est avantageuse pour la raison que la valeur de crête des courants passant dans les transistors peut aussi croître d'une maniere souhaitable dans le cas d'un rapport cyclique croissant.On obtient ainsi que, par modification de la fréquence de travail, le rapport cyclique et la valeur de crête des courants passant dans les transistors restent toujours en dessous des valeurs maximales admissibles, également lorsque l'impédance de la charge prend des valeurs qui sont intrinsèquement inadmissibles et qui mettraient en danger l'onduleur, notamment ses composants semi-conducteurs. Le rapport cyclique des courants ne doit pas dépasser une valeur déterminée, par exemple de 0,9, car autrement les diodes de roue libre ne seraient plus conductrices. I1 se produirait alors notamment des pertes excessivement élevées.

Ces diodes dites "de roue libre" ont d'une manière connue pour but de recevoir le courant pendant les périodes où aucun des deux transistors n'est conducteur.

Dans le circuit de protection conforme à l'invention, la tension continue représentant le rapport cyclique est ainsi utilisee comme critère de sollicitation de l'onduleur et, en fonction de ce critère et en cas de besoin, la sollicitation est réduite par modification de Ia fréquence de travail. Cela est possible par le fait que la charge comporte une composante inductive et qu'ainsi l'impédance de la charge, et par conséquent la valeur du courant passant dans la charge sont fonction de la fréquence de travail. Cela est possible car, lors d'une sollicitation croissante, le rapport cyclique précité des courants passant dans les transistors augmenté également.

Un exemple de réalisation de l'invention va être expliqué à l'aide des dessins annexés dans lesquels:
la Figure 1 représente le circuit d'un dispositif onduleur conforme à la demande de brevet principal en association avec le circuit de commande conforme à l'invention, et
la Figure 2 représente des courbes servant à expliquer-la variation des tensions et des courants sur la Figure 1.

La Figure 1 représente un dispositif onduleur comportant un convertisseur WR conformément à la demande de brevet principal. Le pôle positif +VS de la source de tension continue est relié à une première borne P1 tandis que le pole négatif -VS de la borne de tension continue est relié à une seconde borne P2, qui est en outre reliée à la masse GR1.

Entre les deux bornes P1 et P2 sont branchés en parallèle: deux transistors bipolaires de commutation de puissance T1 et T2 de type NPN et connectés en série, deux diodes de commutation D1 et D2, branchées en série et de polarité opposée aux voies collecteur/émetteur des transistors T1, T2, deux condensateurs de commutation C1 et C2 branchés en série ainsi que deux condensateurs de filtrage C3 et C4, branchés en série et formant un diviseur de tension capacitif.

Le point de jonction A entre l'émetteur du premier transistor Ti et le collecteur du second transistor
T2 est relié par l'intermédiaire de l'enroulement primaire S1 d'un premier transformateur de courant TR1, et par l'intermédiaire de.l'enroulement primaire S7 d'un second transformateur de courant TR2, avec les points de jonction
B et C entre les diodes Di, D2 et les condensateurs de commutation C1, C2.

La charge SP du convertisseur, qui contient en série la composante inductive L et la résistance R, est branchée entre les points précités B et C et le point de jonction E des condensateurs de filtrage C3 et C4. En pratique, la charge SP se compose d'une bobine de chauf- fage L, qui comporte une résistance-série propre, ainsi qu'une composante de résistance qui est transmise par le couplage magnétique. Ce dernier est fonction de la nature, notamment de la grandeur, de la perméabilité et du facteur de couplage entre l'objet à chauffer (le fond d'un appareil de cuisson ou d'un autre récipient) et la bobine de chauffage. Ces dernières valeurs sont généralement variables.

Pour cette raison, la résistance-série R, qui détermine le facteur de qualité Q en coopération avec l'inductance de la bobine L, est représentée comme une résistance réglable. En pratique également, l'inductance L est variable et est fonction d'un grand nombre de facteurs, comme par exemple la nature et la grandeur de la charge, la température et le couplage. Pour simplifier, cependant, on a supposé sa valeur constante.

Le premier transformateur de courant TR1 sert à produire les courants d'excitation de bases des transistors de commutation T1 et T2, qui sont rendus conducteurs et bloqués alternativement, c'est-à-dire qui sont actionnés alternativement dans le temps l'un par rapport à l'autre. Le premier enroulement secondaire 52 du transformateur TR1 est connecté entre l'émetteur et la base du transistor T1 et est ainsi polarisé de telle sorte que, lorsque le courant de transistor s'écoule de son émetteur vers la charge, le courant induit dans l'enroulement secondaire S2 parvient par l'intermédiaire d'une source de tension continue El à la base.La source de tension continue El sert alors à accélérer la sortie des porteurs de charge à partir de la voie base/émetteur et par conséquent à réduire ce qu'on appelle le temps d'évacuation qui retarde le blocage du transistor. D'une manière analogue, le second enroulement secondaire S3 du transformateur TRi est branché, en série avec une seconde source de tension E2, entre l'émetteur et la base du second transistor T2 et est ainsi polarisé de telle sorte que, quand le courant s'écoule de la charge SP vers le collecteur du transistor T2, le courant induit passe dans la base du transistor T2. Ce mode de fonctionnement a déjà été décrit de façon détaillée dans la demande de brevet allemand DE-OS 29 29 312 ainsi que dans la demande de brevet principal.La polarisation différente des enroulementsS2, S3 est indiquée par les points placés aux extrémités de ces enroulements. Ceux-ci indiquent que les enroulements secondaires S1 et S3 du transformateur
TR1 sont polarisés dans des conditions mutuellement opposées. On obtient ainsi que les transistors T1 et-T2 soient commandés de façon alternée, c'est-à-dire qu'à chaque fois un des transistors soit conducteur pendant que l'autre est bloqué.

Comme cela a déjà été décrit dans la demande de brevet principal, le blocage du transistor de commutation T1, T2 qui est à chaque fois conducteur est assuré par un seul élément semi-conducteur de commutation actif, comme par exemple un transistor de puissance à effet de champ T3 de type MOSFET et deux enroulements secondaires du transformateur TR1 qui sont enroulés en sens contraires.

Deux prises de ces enroulements secondaires sont reliées l'une avec l'autre et avec la source S du transistor T3.

Le point de jonction Y entre ces enroulements secondaires S4, S5 et la source S du transistor T3 peut, pour autant que ces enroulements soient séparés galvaniquement du convertisseur W1 proprement dit, être relié à une autre tension de référence. Sur la Figure 1, cela est établi par ce qui est appelé la seconde masse GR2 du circuit de commande SK. Les deux points de masse GR1 et GR2 repré- sentés sont ainsi correctement séparés galvaniquement l'un de l'autre. On obtient ainsi une meilleure protection contre des décharges de haute tension et analogues.

Les extrémités libres des enroulements secondaires S4, s5 sont respectivement reliées à l'anode d'une diode D3 et d'une diode D4. Leurs cathodes sont reliées l'une avec l'autre et avec le drain D du transistor T3. Le transistor
T3 est un transistor de puissance et il a par conséquent une très faible résistance directe dans la condition de conduction et une très haute résistance dans la condition de blocage. Le transistor T3 est excité par l'application d'une impulsion de tension positive UG à sa grille
G. Cette impulsion provient de la sortie SA du circuit de commande SK agencé conformément à l'invention et qui va être décrit de façon plus détaillée dans la suite. Une diode Zener Z1 est branchée en parallèle à la voie de passage de courant constituée par le transistor T3, afin de limiter la tension positive aux bornes de la voie drain-source.

Les deux enroulements secondaires 54 et S5, séparés, isolés galvaniquement du convertisseur WR et ayant des polarités inverses, servent au blocage des transistors T1 et T2. La tension produite à la borne de l'enroulement S4 qui n'est pas mise à la terre est positive lorsque le courant passe dans la charge SP et lorqu'un courant de base passe dans le transistor T1.

Pendant ce temps, la tension à l'enroulement S5 est négative Lorsque le transistor T3 est rendu conducteur par une impulsion positive appliquée à la voie grille/ source, sa voie de transmission de courant, c'est-à-dire la voie drain/source, constitue une faible résistance.Le courant passe alors, dans l'enroulement 54 et dans la diode
D3 , et parvient à ce qu'on appelle la seconde masse GR2. I1 se produit ainsi pratiquement un courtcircuitage de tous les enroulements S1, S2, 53 et S5 du transformateur TR1. En conséquence également, le courant de base iBi du transistor T1 qui était conducteur jusqu'à maintenant est interrompu et le transistor reçoit une tension base/emetteur négative provenant de la source de tension E1. Le courant de base passant en sens inverse décharge le condensateur de la source de tension tandis que les porteurs de charge se trouvant dans le transistor sont évacués et que le transistor T1 est bloqué.Lorsque le courant provenant de la charge SP passe dans le collecteur du transistor T2, la tension produite à la borne, non mise à la terre, de l'enroulement S5 devient positive d'une manière analogue tandis que la tension à ltenroule- ment 54 devient négative. Ainsi, lorsque le transistor T3 est rendu conducteur, il constitue un court-circuit pour l'enroulement S5 par l'intermédiaire de la diode D4 et il provoque par conséquent le blocage du transistor T2 de la même manière oue ce qui a été décrit ci-dessus pour le transistor T1. L'enroulement S5 peut également être supprimé et l'anode de la diode D4 peut être reliée directement au point de jonction entre l'enroulement 53 et la source de tension E2.Dans ce cas, obligatoirement les bornes de masse du convertisseur WR et du circuit de commande S4 seraient communes. Les deux circuits WR et SS ne seraient alors pas séparés galvaniquement l'un de l'autre.

Dans la suite, on va décrire le mode de fonctionnement du convertisseur WR à l'aide des Figures 2A à 2F. Lorsqu'une impulsion d'amorçage est appliquée par un générateur, non représenté, à la base du transistor T2, ce transistor est rendu conducteur et relie le point A à la masse GR1. Ensuite, une tension VEA est appliquée à la charge SP. Cette tension est égale à la moitié de la tension de service VS appliquée et disponible au point de jonction E lorsque la tension de service est appliquée au convertisseur WR.L'enclenchement du transistor T2 fait passer un courant dans l'inductance L de la charge
SP, dans les enroulements primaires S7 et S1 des trans- formateurs TR2 et TR1 et dans la voie collecteur/émetteur du transistor T2 pour aboutir à la masse GR1. Ce courant décharge le condensateur de filtrage C4 et charge simultanément le condensateur de filtrage C3. I1 s'rugit à cet égard d'un processus d'oscillation à une fréquence de résonance à peu près sous la forme d'une demi-onde sinu soldate dont la fréquence est déterminée par l'inductance
L de la charge SP et par la somme des capacités des deux -condensateurs de filtrage C3 et C4.Le courant de collecteur du transistor T2 passe dans l'enroulement primaire S1 du transformateur TR1. Son enroulement secondaire S3 produit un courant d'excitation de base iB2. Le courant de base a la meme formeet est peu pres proportionnel au courant passant dans la charge. I1 s'agit à cet égard d'un couplage de réaction positif ou bien d'un couplage mutuel, de sorte que le transistor T2 reste dans son état saturé. On doit éviter que les deux transistors T1 et T2 soient simultanément conducteurs lorsque le courant de forme sinusoldale passant dans la charge SP a passé par son premier point d'annulation.Pour cette raison, le transistor T2 doit être bloqué. Cela est réalisé par un court-circuitage direct ou indirect de l'enroulement S3 excitant la base et par application d'une tension de blocage à la voie base/émetteur pour réduire le temps de décharge avant le passage au zéro du courant s'écou
lant dans la charge.

La Figure 2A représente la tension appliquée à la grille du transistor T3, qui assure le blocage des transistors T1 ou T2.

La Figure 2B représente le courant de collecteur iC2 du transistor T2.

La Figure 2C représente le courant iD1 de la première diode de roue libre D1.

La Figure 2D représente la tension UC au point de jonction C de la charge SP avec les condensateurs de commutation C1, C2, les diodes de roue libre D1,D2 et l'enroulement primaire S7 du transformateur de courant TR2.

La Figure 2E représente le courant de collecteur ici du transistor T1, et
la Figure 2F représente le courant iD2 passant dans la diode de-roue libre D2.

Sur les Figures 2B, C, E et F, le courant provenant de la charge a un signe négatif et le courant pénétrant dans la charge a un signe positif.

Lorsque, à l'instant tl, une impulsion d'orientation positive UG, conformément à la Figure 2A, est appliquée à l'électrode de commande ou grille G du transistor T3, le courant de base iB2 du transistor T2 conducteur à ce moment est coupé. Le courant de collecteur iC2 du transistor T2, qui est représenté sur la Figure 2B, est coupé à l'instant t2 au bout d1un temps ts = t2-tl.

Ce temps est appelé le temps de charge et il est nécessaire pour que les porteurs de charge existant dans la voie collecteur/emetteur soit évacués pour le blocage du transistor. A l'instant t2, le courant passant dans la charge SP a une valeur instantanée Isw et il est reçu par les condensateurs de commutation C1 et C2. Le condensateur C1, qui transmet une tension initiale VS, est déchargé rapidement par une oscillation de résonance, et notamment par l'intermédiaire de l'inductance L, de telle sorte que le condensateur C1 reçoive une tension légèrement négative à l'instant t3.Cela est nécessaire pour rendre conductrice la diode de roue libre D1 connectée en parallèle au condensateur Ci.. Pendant la même période s'écoulant entre t2 et t3, le condensateur de commutation
C2, qui a été initialement déchargé, est rechargé par un comportement de résonance jusqu a une tension qui est à peu près égale à la tension de service VS. Les capacités -des condensateurs de commutation C1, C2 sont choisies suffisamment petites pour maintenir le temps de trans i- tion t3 - t2 à une valeur faible. D'autre part, la valeur est choisie suffisamment grande pour que la pente de croissance de tension dv/dt au transistor T2,. qui a été précisément bloquée, soit maintenue en dessous d'une valeur maximale additionnelle.La transition de tension au condensateur de commutation C2 pendant le temps t2 - t3 est représentée sur la Figure 2D. La diode D1 a été rendue conductrice à l'instant t3. Elle reçoit en provenance de la charge un courant a d'une amplitude initiale qui est un peu plus faible que celle du courant de commutation de transistor Isw. A partir de l'instant t3, la valeur du courant iDi passant dans la diode est modifiée et elle atteint à l'instant t4 la valeur nulle, comme le montre la Figure 2C. La tension UG à la grille du transistor T3 a été rendue nulle entre t3 et t4. Le transistor Ti, qui est connecté en parallèle à la diode D1 qui n'est maintenant pas conductrice, est rendue conducteur a l'instant t4, comme le montre la Figure 2E.Le courant de collecteur iCi du transistor-Tl passe dans l'enroulement primaire S1 du transformateur TR1 pour arriver dans la charge SP.

A cet effet, l'enroulement secondaire 52 produit, par le couplage de réaction positif, le courant nécessaire d'excitation de la base du transistor T1.

La fréquence de l'impulsion UG, conformément à la Figure 2A, pour l'excitation du transistor T3, est seulement légèrement supérieure au double de la fréquence de résonance-série de l'inductance L de la charge SP et de la somme des capacités des deux condensateurs de filtrage C3 et C4. Pour cette raison, le courant de collecteur iCi du transistor T1 passe par un maximum et il décroît ensuite, avant que l'impulsion suivante UG soit appliquée à l'instant t5 à la grille G du transistor T3.

Au bout du temps de décharge ts, le transistor Ti est bloqué à l'instant t6, lorsque le courant passant dans la charge SP est égal à Isw.

Le courant passant dans la charge SP est ensuite à nouveau reçu par les condensateurs de commutation C1, C2, auquel cas le condensateur C1 est chargé, sous l'effet d'une oscillation de résonance, de la valeur zo jusqu'd la tension de service VS tandis que le condensateur C2 est également déchargé, par une oscillation de résonance, de la tension de service VS jusqu'à une valeur légèrement négative. Cette valeur est atteinte à l'instant t7 et elle rend conductrice la diode de roue libre D2 Le courant iD2 atteint son amplitude maximale,comme indiqué sur la
Figure 2F, à l'instant t7 et il décroît ensuite lentement jusqu'à ce qu'il atteigne la valeur zéro à l'instant t8.

Le transistor T3 était bloqué avant l'instant t8. Le transistor T2, qui est connecté en parallèle à la diode
D2 et qui a été bloqué, peut maintenant conduire un courant de collecteur iC2 dans la direction opposée, c'està-dire un courant qui, comme le montre la Figure 2D, provient de la charge SP, c'est-à-dire s'écoule, sur la
Figure 1, vers la gauche à partir de la charge SP.

La tension à la charge SP subit également une inversion de polarité. La forme de courbe du courant de collecteur iC2 du transistor T2 dans le temps t8 - tio est la même que celle du courant iC1 passant dans le transistor T1, conformément à la Figure 2E, pendant le temps t4 - t6. Le blocage du transistor T2 s'effectue à nouveau sous l'effet de 11 impulsion de commande suivante UG à l'instant t9, conformément à la Figure 2A. Le blocage proprement dit se produit à l'instant tio, après écoulement de ce qu'on appelle le temps de décharge ts = tlO-t9.

Le processus décrit se répète ensuite de la manière décrite ci-dessus.

L'impulsion UG apparaît à la sortie SA du circuit de commande SK, qui est relié à la grille du tran- sistor T3. Ce circuit de commande SK va être décrit en détail dans la suite. Les tensions se produisant dans le circuit de commande SK sont représentées sur les Figures 2G -. 2J.

L'enroulement secondaire S8 du transformateur de courant TR2 fournit des tensions de sortie ayant les deux polarités et qui sont proportionnelles aux courants passant successivement dans les transistors T1, T2.

Pour produire de telles tensions avec une seule polarité, notamment positive, les bornes de l'enroulement secondaire 8 sont reliées aux bornes d'entrée d'un redresseur à pont BR. L'enroulement secondaire SB est séparé galvaniquement du convertisseur WR. En conséquence, la borne négative de sortie du redresseur à pont PR peut être reliée à ce qu'on appelle la seconde masse GR2 tandis que la borne positive de sortie F est reliée à l'entrée SE du circuit de commande SK. A cet égard, une résistance R1 est connectée en parallèle aux bornes de sortie du redresseur à pont BR. La borne de sortie F du redresseur à pont BR fournit une tension UF, conformément à la
Figure 2G, dont la forme correspond aux courants de collecteurs iCi et iC2 passant dans les transistors T1,
T2.

La tension UF, qui est proportionnelle aux courants passant dans les transistors T1, T2, est appliquée d'une part à l'entrée d'un amplificateur LM limitant et
inversant l'amplitude et dont le mode de fonctionnement
est analogue à celui d'un détecteur de passage au zéro et-qui comporte un amplificateur opérationnel K1 de grande amplification servant à effectuer une comparaison analogique de tension. D'autre part, la tension UF est appliquée à un détecteur de crête SD, qui comporte une diode redresseuse D5 et un condenseur de charge ou de filtrage
C6 en parallèle à un diviseur de tension ST. Le diviseur de tension se compose des résistancg R16 et R17 connectées en série.

L'entrée non inverseuse de l'amplificateur K1 fonctionnant comme un comparateur de tensions est reliée avec le point de jonction d'un autre diviseur de tension comportant les résistances R4, R5 et reçoit de celui-ci une petite tension continue de référence. L'entrée inverseuse de l'amplificateur K1 est reliée point de jonction de deux résistances R2, R3, dont les'deux-extrémités sont reliées à la borne d'entrée SE et à la seconde masse
GR2.

La sortie H de l'amplificateur K1 est reliée, par l'intermédiaire d'une résistance R7 de forçage à'état haut (pull-up-Resistor) avec la borne positive P3 de tension de service et elle fournit une tension de forme rectangulaire UH, conformément à la Figure 2H. La tension
UH contient des impulsions positives se produisant respectivement pendant les temps de blocage des transistors T1,
T2 et qui sont séparées l'une de l'autre par des intervalles de tension de valeur nulle. Ces impulsions correspondent aux temps pendant lesquels un des transistors
T1, T2 est conducteur. La sortie H de l'amplificateur K1 est reliez à un filtre passe-bas TP, qui est placé entre la sortie H et la borne positive P3 de tension de service.

La sortie M du filtre passe-bas TP, notamment le point de jonction de la résistance R8 avec le condensateur C5, fournit ainsi une tension continue dont l'amplitude est inversement proportionnelle aux temps d'enclenchement (t4 - t6 ou t8 - tiO) des transistors T1, T2 et est par conséquent également inversement proportionnelle au raport cyclique des courants de transistors, qui peut varier entre 0,5 et 0,8 ou 0,9. L'expression "rapport cyclique définit ici la durée de passage du courant dans un transistor respectif, c'est-à-dire t4 - t6, t8 - tlO, ti2 - tel4, par rapport à la durée de la demi-onde positive de la tension UC conformément à la Figure 2D, clest- à-dire le temps t2 - t6.Pour un rapport cyclique de 0,5, la tension continue UM précitée est alors à peu près égale à la moitié de la tension de service +Vcc/2, à savoir d'environ + 6 V. Lors d'une augTentation du rapport cyclique, la tension UW décroît, car alors la durée des impulsions UH décroît, confornement à la figure 2H.

La tension de sortie UM du filtre passe-bas TP est appliquée à la base d'un transistor T4 de type PNP, qui fonctionne comme une source de courant commandée SQ comportant une valeur de seuil. Cette valeur de seuil est établie par un diviseur de tension R12, R11, qui est connecté entre la borne positive de tension de service P3 et la borne négative de tension de service P4 et dont le point de jonction est relié par l'intermédiaire d'une résistance d'émetteur R10 avec l'émetteur du transistor T4.

La base du transistor T4 est en outre reliée par l'inter médiaire d'une résistance de base R9 avec la borne positive de tension de service P3. Le collecteur du transistor
T4 est relié, par l'intermédiaire de deux résistances R13 et R14 connectées en série, avec la borne négative de tension de service P4. Le point de jonction des résistances R13 et R14 est relié, d'une part, par l'intermé- diaire d'une autre résistance R15 avec la borne positive de tension de service P3 et, d'autre part, avec l'entrée non inverseuse d'un amplificateur opérationnel K2, qui fonctionne également comme un étage de comparaison produisant une grande amplification de courant.Le point de jonction N des résistances R16 et R17, qui constitue la sortie du détecteur de crête SD, est relié à l'entrée inverseuse de l'amplificateur K2.

La valeur de seuil, qui est établie par le diviseur de tension Roll, Rl2 pour la source de courant SQ comportant le transistor T4 de type PNP, maintient ce transistor T4 bloqué tant que le rapport cyclique des courants passant dans les transistors T1, T2 n'a pas dépassé 0,6. Le rapport cyclique minimal s'élève à environ 0,5, et notamment dans le cas où pratiquement aucune puissance n'est transmise. Lorsque le transistor T4 est bloqué, la tension appliquée à l'entrée non inverseuse de l'amplificateur K2 est déterminée par le diviseur de tension R15, R14. Cette tension détermine la valeur de crête des courants qui doivent passer dans les transistors T1, T2 tant que le rapport cyclique précité est petit, c'est-à-dire ne dépasse pas par exemple la valeur 0,6.

Lorsque le rapport cyclique, c'est- -dire le temps de conduction des transistors T1, T2, croit au-dessus d'un seuil déterminé, la tension de base du transistor T4 est réduite suffisamment pour que ce transistor produise un courant de collecteur dans les résistances R13 et-R14.

La chute additionnelle de tension dans la résistance R14 qui est produite par ce courant de collecteur provoque une augmentation de la tension appliquée à l'entrée non inverseuse de l'amplificateur K2 de sorte que la valeur maximale admissible des courants passant dans les transistors de commutation T1, T2 peut également croître.

Cette relation a l'objectif suivant:
Pour un rapport cyclique de 0,5, le courant de commutation Isw est égal à la valeur maximale du courant passant dans la charge SP. Cependant, lorsque le temps de conduction des transistors, et par conséquent le rapport cyclique, augmentent, le courant de commutation Isw,pour lequel les transistors T1, T2 sont bloqués, diminue.

Lors d'une augmentation du rapport cyclique, le courant de collecteur fourni par le transistor T4 augmente, et par conséquent également la tension appliquée à l'entrée non inverseuse de l'amplificateur K2.

La valeur de crête des courants qui devraient passer dans les transistors T1, T2 est ainsi augmentée au-dessus d'une valeur de seuil en fonction de l'augmentation du rapport cyclique des courants. Pour un rapport cyclique élevé, on obtient ainsi d'une manière stre une plus grande valeur de crête des courants passant dans les transistors de commutation T1, T2.

Lorsque la tension qui est appliquée à partir de la sortie N du détecteur de crête SD à l'entrée inverseuse du second amplificateur K2 atteint la tension appliquée à l'entrée non inverseuse, qui varie en correspondance au rapport cyclique de courant, la sortie P de l'amplificateur K2 revient d'une valeur élevée (+Vcc) à la valeur nulle. La sortie P est reliée, d'une part, par l'intermédiaire d'un condensateur C7, qui retarde la transition de la tension depuis une valeur faible jusqu'à la valeur élevée, avec la masse GR2 et, d'autre part, par l'intermédiaire d'une diode D6 et d'une résistance R18, avec l'entrée inverseuse Q d'un amplificateur opérationnel K3, assurant une comparaison de tension et une grande amplification et dont la fonction sera expliquée dans la suite.L'entrée inverseuse Q est en outre reliée, par l'intermédiaire d'une résistance R22, avec le curseur d'un potentiomètre R20, qui est connecté, en série avec deux résistance R19 et R21, par ses deux extrémités entre la borne positive P3 et la borne négative P4 de la tension de service. Le potentiomètre R20 fournit en marche normale une tension servant au réglage manuel de la fréquence des impulsions UG, et par conséquent de la fréquence de la tension appliquée à la charge SP.

Au moyen du potentiomètre, on peut ainsi régler la puissance fournie à la charge, comme cela sera précisé dans la suite.

La sortie H de l'amplificateur K1 est en outre reliée à la cathode d'une diode D7, dont l'anode est reliée par l'intermédiaire d'une résistance R24 à la borne positive de tension de service P3, et par l'intermédiaire d'une résistance R25 à la base d'un transistor T5 de type
PNP.

Le collecteur du transistor T5 est relié par l'intermédiaire d'une résistance R26 à la borne positive de tension de service P3 et, par l'intermédiaire d'un condensateur C8, à la borne négative de tension de service P4, c'est-à-dire à la masse GR2. L'émetteur du transistor T5 est relié au point de jonction d'une diode
Zener Z2 avec une résistance R27, qui est reliée à la borne positive de tension de service P3. L'anode de la diode Z2 est reliée à la borne négative de tension de service P4. La diode Z2 est rendue conductrice seulement lorsque le transistor T5 est bloqué et elle applique à l'émetteur du transistor la tension Zener VZ2 d'environ 2,7 V.Le transistor T5 constitue, avec la résistance de collecteur R26 et le condensateur C8, un convertisseur temps/tension ou un générateurde dents de scie SG, qui est commandé par la tension de sortie UH de l'amplificateur K1, conformément à la Figure 2H.

La Figure 2J représente la tension UW apparaissant à la sortie W du générateur de dents de scie SG.

Cette sortie est le collecteur du transistor T5 et elle est reliée à 11 entrée non inverseuse de l'amplificateur K3 servant de comparateur. Quand la tension UH de la Fig. 2H a sa valeur basse, c'est-à-dire la valeur zéro, c'est-àdire pendant les périodes de conduction des transistors T1 ou T2, la diode D7 placée entre la sortie H de l'amplificateur K1 et le point de jonction des résistances R24,
R25 est conductrice et elle maintient par conséquent la tension de base du transistor T5 en dessous de la tension d'émetteur. En conséquence, le transistor T5 est bloqué tant qu'un des deux transistors T1, T2 est conducteur. Le condensateur C8 est chargé par l'intermé- diaire de la résistance R26.De cette manière, on ob- tient une tension, croissant approximativement de façon linéaire, à la sortie W pendant les périodes t4 - t6, t8 - tlO et ti2 - tel4. Lorsqu'aux instants t2, t6, tio et tl4 la tension de sortie UH de l'amplificateur K1 prend la valeur supérieure, là diode D7 est bloquée. Le transistor T5 devient conducteur et décharge le condensateur C8 à une tension voisine de la tension Zener VZ2 de la diode Z2.Le transistor T5 reste conducteur tant que la tension UH reste à sa valeur supérieure, notamment la tension de service Vice, Lorsqu'aux instants t4, t8, ti2 et tl6 le passage du courant dans un des transistors tl, T2 fait à nouveau passer la sortie H de l'amplificateur K1 à la valeur basse, c'est-à-dire à peu près la valeur nulle, le transistor T5 est bloqué, le condensateur C8 est à nouveau chargé, de sorte qu'il se produit une nouvelle tension en dents de scie UW. Cette tension est appliquée à l'entrée non inverseuse de l'amplificateur K3.

Tant que la sortie P de l'amplificateur K2, limitant la valeur de crête du courant, ne passe pas a la valeur basse de tension, cela signifie que le courant de commutation passant dans le convertisseur WR, et qui passe également dans l'enroulement S7, ne franchit pas la valeur maximale admissible. L'entrée inverseuse Q de l'amplificateur K3 reçoit alors seulement la tension, servant au réglage de fréquence, provenant du potentiomètre R20. En conséquence, la sortie X de l'amplificateur 3 reste à la valeur inférieure de tension, tant que la tension en dents de scie UW n'atteint pas la valeur de la tension UQ servant à la commande de fréquence.

Lorsque cette condition se produit, comme aux instants tl, t5, t9 et tl3 sur la Figure 2J, la sortie X passe à la valeur supérieure et constitue le flanc croissant d'une impulsion de tension qui est appliquée à la base du transistor T6. Le'transistor T6 est un transistor bipolaire de type NPN en montage à collecteur commun.S n collecteur est relié directement à la borne positive de tension de service P3. Le point de jonction de sa base avec la sortie X du troisième amplificateur K3 est relié par l'intermédiaire de ce qu'on appelle une résistance de forçage val'état haut et de base R28 avec la borne P3.

L'émetteur du transistor T6, qui constitue un étage tampon sous la forme d'un émetteur-suiveur, est relié par llintermediaire de la borne de sortie SA du circuit de commande SK avec la grille G du transistor T3. La sortie X reste au niveau haut tant que la tension en dents de scie UW est supérieure à la tension, servant au réglage de fréquence, appliquée à l'entrée Q de l'amplificateur K3. Cela signifie que l'impulsion apparaissant à la sortie du troisième amplificateur X3 a un flanc décroissant qui commence au moment où le transistor T5 est rendu conducteur.Lorsqu'on néglige les effets des capacités parasites et des inductances parasites, l'hystérésis du transformateur de courant TR2 ainsi que les temps de décharge de tous les transistors bipolaires du premier amplificateur K1, qui ont été amenés simultanément dans l'état de saturation, l'enclenchement du transistor T5 se produit à peu près en même temps que le blocage de chacun des transistors T1, T2. Cela signifie que l'impulsion UG conforme à la Figure 2A, dont la forme est à peu près identique à celle de l'impulsion de sortie
UX de l'amplificateur K3, serait trop courte pour polariser les bases des transistors T1, T2 dans le sens de blocage pendant les périodes de transition de tension en résonance (t3 - t2 ou t7 - t6) aux condensateurs de commutation C1, C2 (avec coopération des sources de tension El, E2).Cela est nécessaire pour éviter un blocage incorrect d'un des deux transistors T1, T2 avant que les diodes de roue libre D1, D2, qui sont associées au transistor antérieurement bloqué, soient rendues conductrices de façon a recevoir le courant emmagasiné dans la composante inductive L de la charge SP.En pratique, les effets combinés des propriétés d'hystérésis, des inductances parasites et des capacités parasites du second transformateur de courant ainsi que les temps de décharge de tous les transistors, qui sont enclenchés simultanément dans les circuits intégrés K1 et K3 agissant comme des comparateurs analogiques de tension, sont plus que suffisants pour prolonger la durée des impulsions de commande de grilles UG au delà des instants t3, t7, tll et tl5 conformément aux Figures 2C et 2F, où les diodes de roue libre D1, ou D2 sont enclanchées.Cela est par exemple possible par utilisation des circuits intégrés "Quad comparator"
LM 339 de "National Semiconductor". Les capacités des condensateurs de commutation C1, C2 sont choisies suffisamment basses pour que les transitions de tension soient d'environ 1 à 2 ps. Lorsque cependant les propriétés de retardement précitées (qui peuvent être mises en évidence sur un oscilloscope) ne sont pas suffisantes, il est possible d'interposer de petites capacités-parallèles mises à la terre dans le trajet des signaux entre la sortie F du redresseur à pont BR et l'entrée du générateur de dents de scie SG, ou bien à la sortie de l'amplificateur K3.

Sur la Figure 2K est représentée l'influence d'une réduction du rapport cyclique au moyen d'une charge non correctement adaptée, c'est-à-dire par augmentation du facteur de qualité Q de la charge inductive, sur le courant de crête, notamment pour expliquer le mode de fonctionnement de l'étage SM assurant la limitation du courant de crête.

Quand le facteur de qualité Q = wL/R augmente, c'est-à-dire lorsque la charge SP devient plus inductive, le déphasage (t4 - t3, t9 - t8, ti2 - tll et tl6 - tl5 sur la Figure 2) entre la commutation de la tension appliquée à la charge de l'enclenchement des courants dans les transistors T1, T2 est augmenté, et le rapport cyclique décroît pour une fréquence donnée des impulsions de commande UG, Cela est représenté sur la Figure 2K, qui donne le courant iL passant dans la charge SP. Lorsque la valeur absolue de l'impédance de la charge Z + R = wL reste constante, la valeur du courant de crête reste initialement constante.Ce courant est cependant déphasé de sorte que le courant de commutation Isw, qui doit assurer le blocage du transistor, devient supérieur, de même que le courant de crête passant dans la diode de roue libre.

Dans ce cas, l'amplificateur de limitation de courant K2 commence à commander positivement la sortie X du troisième amplificateur K3 au moment où la tension fournie par la sortie N du redresseur de crête SD devient égale ou supérieure à la tension appliquée à l'entrée non inverseuse de l'amplificateur K2. Lorsque ces deux tensions deviennent égales,la sortie P du second amplificateur K2 passe au niveau bas. La diode D6 devient conductrice et elle fait passer un courant dans les deux résistances R22 et Ri8. Dans ce cas, la tension UK appliquée à l'entrée inverseuse de l'amplificateur K3 passe à une valeur plus faible que celle à laquelle elle serait maintenue uniquement par le potentiomètre R20 servant au réglage de fréquence.Quand cela se produit, la tension appliquée à l'entrée non inverseuse de l'amplificateur K2 et représentant le rapport cyclique a sa valeur minimale, qui est prédéterminée seulement par le diviseur de tension R15, R14. Dans ce cas notamment, la source de courant est bloquée en même temps que le transistor T4.

Lorsque la tension en dents de scie UW est déjà plus élevée que la basse tension de régulation UQ ainsi produite, la sortie X passe immédiatement au niveau haut et produit ainsi le flanc croissant de 11 impulsion de commande de grille UG, qui provoque le blocage des transistors Ti ou T2. Lorsque la tension en dents de scie UW n'a pas encore atteint la valeur UQ, ce qui est le cas seulement lorsque la tension de commande de fréquence n'est pas très élevée, le flanc croissant de l'impulsion représentant le rapport cyclique est produit aussitôt que cette condition est remplie. Cela provoque un raccourcissement de la période de conduction des transistors de commutation T1 ou T2 et également celle des diodes de roue libre.Cette dernière période ne peut jamais être plus longue que celle des transistors. En conséquence, il se produit une augmentation de la fréquence des impulsions UG conformément à la Figure 2A. Le raccourcissement de la période de conduction du transistors provoque une diminution de la valeur de crête du courant passant dans la charge SP, et par conséquent de l'amplitude du courant de commutation Isw. Lorsqu'ainsi, pour une fréquence de commutation déterminée, l'impédance de la- charge devient trop petite, la réactance inductive wL de la charge SP est augmentée par une augmentation de cette fréquence.

Cela signifie à nouveau une réduction de l'amplitude du courant passant dans la charge. Le courant passant dans la charge SP est ainsi contrôlé par commande de la fréquence des impulsions UG, et par conséquence de la fréquence de travail du convertisseur WR.

Lorsque le convertisseur est utilisé pour un chauffage inductif et lorsque la charge contient une bobine plate en forme de spirale, il peut en résulter une adapta-- tion incorrecte de la charge résultant de l'absence d'un récipient de cuisson sur cette bobine, ou bien également du fait que le diamètre du fond du récipient est bien plus petit que celui de la bobine, ou bien d'un centrage incorrect du récipient par rapport à la bobine, ou bien de l'utilisation d'un récipient de cuisson dont le fond ne comporte pas de plaque en matière ferromagnétique, mais est constitué par exemple d'aluminium pur, de cuivre ou d'acier dur au manganèse, qui ne conviennent pas pour un chauffage inductif.

Figure 1 montre que, du fait de l'existence des transformateurs TR1 et TR2, le coùvertisseur WR proprement dit et le circuit de commande SK sont bien séparés galvaniquement l'un de 11 autre, c'est-à-dire que deux connexions de masse séparées GRI et GR2 sont situées des deux cotés de la ligne de séparation créée par les transformateurs. Les connexions de masse peuvent par conséquent être placées à des potentiels différents et indépendants l'un de l'autre, l'une étant par exemple reliée directement à la terre du réseau tandis que l'autre est reliée à une autre tension continue. Cette solution présente l'avantage de pouvoir obtenir une séparation galvanique du réseau.

Claims (18)

REVENDICATIONS

1. Dispositif onduleur selon la revendication 1 de la Demande de de Brevet principal 85 00399 pour alimenter un organe utilisateur (SP) comportant une composante inductive (L), dans lequel est disposée entre les bornes de tension continue (P1,P2) la combinaison-série de deux transistors (T1,T2), qui sont rendus alternativement conducteurs par un premier et un second enroulement (S2,S3) d'un transformateur (TR1), tandis qu'il est prévu en parallèle aux transistors (T1,T2), deux diodes de roue libre (D1,D2) dont le point de jonction (B), fournissant la tension de sortie, est relié par l'intermédiaire d'un troisième enroulement (S1) du transformateur (TRi) avec le point de jonction (A) des transistors (T1,T2), et il est prévu en parallèle à un quatrième enroulement (S4,S5) du transformateur (TR1) un commutateur électronique (T3) qui est rendu périodiquement conducteur de la tension de sortie par l'intermédiaire d'un formateur d'impulsions (SK) et sous l'effet d'une impulsion de commutation (UG), caractérisé en ce que, dans le circuit de commande (SK), une première et une seconde tension continues (points N,M), qui représentent la valeur de crête ou le rapport cyclique des courants (iCl,iC2) passant dans les transistors (T1,T2), sont appliquées aux entrées d'un étage de comparaison d'amplitudes (K2), dont la tension de sortie (P) sert à commander la fréquence de l'impulsion de commutation (UC).

2. Dispositif onduleur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les deux tensions continues sont dérivées de l'enroulement secondaire (S8) d'un transformateur de courant (T2) dont l'enroulement primaire (S7) est placé dans le circuit commun de courant des transistors (Tl,T2).

3. Dispositif onduleur selon la revendication 2, caractérisé en ce que l'enroulement secondaire (58) est relié aux entrées d'un redresseur à pont (BR) dont la tension de sortie (UF) de polarité constante (+) sert à produire les deux tensions continues.

4. Dispositif onduleur selon l'une ou plusieurs des revendicatons 1 à 3, caractérisé en ce qu'unie tension (UF), proportionnelle aux courants de transistors tiCl, iC2) est appliquée à un détecteur de crête (SD) dont la tension de sortie (point N) sert de première tension continue.

5. Dispositif onduleur selon l'une ou plusieurs des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'une tension (UF), proportionnelle aux courants de transistors (ici, iC2) est appliquée, par l'intermédiaire dlun limiteur d'amplitudes(K1) produisant une tension rectangulaire (UH), à un filtre passe-bas (TP) dont la sortie (point M) sert de seconde tension continue.

6. Dispositif onduleur selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il est prévu en série avec le filtre passe-bas (TP) un circuit à valeur de seuil (T4), qui ne réagit qu'au-dessus d'un rapport cyclique déterminé des courants (iCi, iC2) passant dans les transistors (T1, T2).

7. Dispositif onduleur selon la revendication I, caractérisé en ce que la tension de sortie du premier étage de comparaison d'amplitudestK2) et une tension (UW) variant de façon à peu près linéaire pendant la durée de passage de courant (t4 - t6, t8 - t10, tl2 - tl4) dans les deux transistors (T1, T2), sont appliquées aux entrées d'un second étage de comparaison d'amplitudes (K3) dont la tension de sortie (point X) sert d'impulsion de commutation (UG) pour le commutateur électronique tu3).

8. Dispositif onduleur selon les revendications 5 et 7, caractérisé en ce que la sortie (H) du limiteur d'amplitudes (K1) est reliée à l'entrée de déclenchement d'un générateur de dents de scie (SG).

9. Dispositif onduleur selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'additionnellement une tension continue réglable (R20), par laquelle la fréquence de travail de l'onduleur est réglable, est appliquée à l'entrée (Q), reliée au premier étage de comparaison d'amplitudes (K2), du second etage de comparaison d'amplitudes (K3).

10. Dispositif onduleur selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'il est prévu une diode (D6) entre la sortie (P) du premier étage de comparaison d'amplitudes (K2) et l'entrée (Q) du second étage de comparaison d'amplitudes (K3).

11. Dispositif onduleur selon l'une ou plusieurs des revendications 5, 7 à 10, caractérisé en ce qu'un amplificateur opérationnel (K1, K2, K3) de grande amplification sert d'étage de comparaison d'amplitudeset/ou de limiteur d'amplitudes.

12. Dispositif onduleur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le commutateur électronique est constitué par un transistor à effet de champ (T3).

13. Dispositif onduleur selon la revendication 12, caractérisé en ce que le quatrième enroulement (S4, S5) est un enroulement séparé galvaniquement des autres enroulements (S1, S2, S3).

14. Dispositif onduleur selon la revendication 13, caractérisé en ce que le quatrième enroulement se compose de la combinaison-série de deux enroulements partiels (S4, S5), en ce que le point central (Y) de la combinaisonsérie est relié à la première électrode (S) de la voie source/drain du transistor à effet de champ (T3), tandis que les extrémités de la combinaison-série sont reliées par l'intermédiaire de deux diodes (D3, D4), polarisées dans le même sens, à la seconde électrode (D) de ladite voie source/drain.

15. Dispositif onduleur selon la revendication 14, caractérisé en ce qu'il est prévu une diode Zener (Z1) entre le point de jonction des diodes (D3, D4) et l'élec- trode (S) du transistor.

16. Dispositif onduleur selon la revendication 14, caractérisé en ce que les deux enroulements partiels

(S4, S5) sont polarisés en sens inverses.

17. Dispositif onduleur selon la revendication 14, caractérisé en ce que le point de jonction (Y) des enroulements partiels (54, S5) est relié à une borne de sortie du redresseur à pont (BR) et à la connexion de masse du circuit de commande (SK).

18. Dispositif onduleur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de commande (SK) est séparé galvaniquement du circuit de convertisseur proprement dit (WR) au moyen des transistors (T1, T2) et les deux circuits comportent chacun une connexion de masse séparée (GR2, GR1).