JPH0698189A - 高電圧発生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 高圧安定化制御を行うスイッチ動作のノイズ
が画面に現れることのない高電圧発生回路を提供する。 【構成】 フライバックトランス11の一次コイル12と駆
動電源６との直列回路に第１のダイオード14と、第１の
トランジスタ13と、第１の共振コンデンサ15と回路ブロ
ック10との直列回路とを、それぞれ並列に接続する。回
路ブロック10は第２の共振コンデンサ16と第２のダイオ
ード17と第２のトランジスタ18との並列回路によって形
成する。第２のトランジスタ18は、高圧出力電圧の降下
量が大きくなるに連れオフのタイミングを早くした駆動
パルスによってスイッチ動作を行い、高圧出力電圧の降
下量が大きくなるに連れ波高値の大きいコレクタパルス
を発生させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、フライバックパルスを
昇圧してその昇圧出力を陰極線管のアノードへ加える高
電圧発生回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】テレビジョン受像機やディスプレイ装置
の陰極線管には高電圧発生回路から数10ＫＶという高い
電圧が加えられている。この高電圧発生回路として、水
平出力回路で作り出されたフライバックパルスをフライ
バックトランスで昇圧し、これを整流して陰極線管のア
ノードへ加えるようにするとともに、フライバックトラ
ンスの低圧コイル側には偏向ヨークを接続し、フライバ
ックパルスを利用して鋸歯状波の偏向電流を作り出し、
これを偏向ヨークに加える方式のものが知られている
が、この方式の回路は、高圧出力電圧の安定化を行うた
めに、高圧出力電圧の降下量に見合う補正電圧を加える
と、この補正動作が偏向ヨーク側の回路動作に干渉して
悪影響を及ぼすという問題があり、最近においては、高
圧発生側の回路と偏向ヨーク側の回路との干渉を避ける
ために、高圧側の回路と偏向ヨーク側の回路とを別個独
立に構成したものが提案されている。この種の高電圧発
生回路には、通常、高圧出力電圧の変動を抑えるための
高電圧安定化回路が付加されている。

【０００３】図５には偏向ヨーク側の回路と分離された
従来の高電圧安定化回路を備えた高電圧発生回路（特開
平2-222374号）が示されている。この回路は、水平ドラ
イブ回路側から加えられる信号と、高圧出力電圧の検出
信号との信号処理によりトランジスタ１のオン期間を高
圧出力電圧の降下量に対応させて制御するもので、高圧
出力電圧の降下量が大きいほどトランジスタ１のベース
に加えるパルス制御信号のパルス幅を大きくして（図６
の（ｂ））、コレクタ電流の大きさも増大させ（図６の
（ｃ））、出力トランジスタ４のオフ動作によって発生
するコレクタパルス（フライバックパルス）の波高値を
高くしようとするものである（図６の（ａ））。つま
り、トランジスタ１のオン期間のパルス幅が広くなる
と、トランジスタ１がオフしたときにダイオード２，フ
ライバックトランスの一次コイル３，出力トランジスタ
４を順に経てダイオード２に戻る閉ループ還流のコレク
タ電流の大きさが大きくなり、必然的にコレクタパルス
の波高値が大きくなる。このように、トランジスタ１の
オン期間の幅、つまり、トランジスタ１のオフの時期を
コントロールすることにより、コレクタパルスの波高値
を変え、高圧出力電圧の安定化を行うものである。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この種
の高電圧発生回路では、トランジスタ１のオフ動作を必
ずテレビジョン受像機やディスプレイ装置の走査期間中
に行うようにしているので、そのトランジスタ１のオフ
の瞬間に回路ラインの浮遊インダクタンスとフライバッ
クトランスの一次コイル３の分布容量と共振コンデンサ
５が直列共振することで、スイッチングノイズが発生
し、これが画面に悪影響を与えるという問題が生じる。

【０００５】本発明は上記従来の課題を解決するために
なされたものであり、その目的は、コレクタパルスを発
生させるトランジスタ等のスイッチ素子のオフ動作によ
るスイッチングノイズを抑制することができる高電圧発
生回路を提供することにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、次のように構成されている。すなわち、本
発明は、水平ドライブ信号に駆動されてスイッチング動
作を行う第１のスイッチと、この第１のスイッチのオフ
時にフライバックトランスの一次コイルと直列共振を行
う共振コンデンサとを備えた高電圧発生回路において、
前記共振コンデンサは第１の共振コンデンサと第２の共
振コンデンサとの直列回路からなり、その直列回路の一
方側の共振コンデンサには第２のスイッチが並列に接続
されるとともに、帰線期間における前記一次コイルとの
直列共振時に第２のスイッチのオフのタイミングを可変
して前記コレクタパルスの波高値を制御するスイッチ制
御回路が設けられていることを特徴として構成されてい
る。

【０００７】

【作用】上記構成の本発明において、例えば第２の共振
コンデンサに並列接続されている第２のスイッチがオン
されている状態で、帰線期間の開始時に第１のスイッチ
がオフすると、フライバックトランスの一次コイルと第
１の共振コンデンサが直列共振を行い、コレクタパルス
が発生する。このコレクタパルスを発生する直列共振の
途中に、第２のスイッチがオフすると、直列共振の共振
容量は第１の共振コンデンサの容量から、第１の共振コ
ンデンサと第２の共振コンデンサとの直列回路の容量に
なり、共振容量が小さくなり、第１の共振コンデンサと
の直列共振時に発生するコレクタパルスに重畳されて、
第１の共振コンデンサと第２の共振コンデンサとの直列
容量によるコレクタパルスが発生する。前記第１の共振
コンデンサの直列共振によるコレクタパルスの電圧は一
定であり、この一定パルス電圧の上に重畳される直列容
量によるコレクタパルスの波高値は第２のスイッチのオ
フのタイミングが早くなるほど大きくなる。スイッチ制
御回路は、フライバックトランスの二次側から出力され
る高圧出力電圧の降下量が大きくなるに連れて、第２の
スイッチのオフのタイミングを早めるように制御する結
果、高圧出力電圧の安定化が行われる。

【０００８】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。図１には本発明に係る高電圧発生回路の一実施例
が示されている。同図において、フライバックトランス
11の一次コイル12の一端側（この図では巻き始め側）に
駆動電源６が直列に接続されており、この一次コイル12
と駆動電源６との直列回路に第１のダイオード14と、第
１のスイッチとして機能する第１のトランジスタ13と、
第１の共振コンデンサ15と回路ブロック10との直列回路
とが、それぞれ並列に接続されている。前記回路ブロッ
ク10は第２の共振コンデンサ16と、第２のダイオード17
と第２のスイッチとして機能する第２のトランジスタ18
との並列回路からなる。そして、前記一次コイル12と第
１の共振コンデンサ15と第２の共振コンデンサ16とはＬ
Ｃ共振回路を構成している。なお、トランジスタ13のベ
ースには水平ドライブ回路（図示せず）から図２の
（ａ）に示すような偏向ヨークドライブ用の水平偏向出
力回路（図示せず）に同期した水平ドライブ信号（ＨＤ
信号）が加えられている。

【０００９】フライバックトランス11の二次コイル24の
高圧端側は高圧整流ダイオード25とコンデンサＣＨで構
成される半波整流回路を介して図示されていない陰極線
管のアノードに接続されている。また、二次コイル24の
高圧端側には分圧抵抗器26ａ，26ｂの直列回路が接続さ
れており、この分圧抵抗器26ａ，26ｂに分圧されて高圧
出力電圧Ｅ_H が検出されている。この実施例では、高圧
出力電圧の検出信号と、水平ドライブ回路からの水平ド
ライブ信号を利用して第２のトランジスタ18の駆動パル
ス信号が作り出されている。

【００１０】この駆動パルス信号を作り出すスイッチ制
御回路は、インバータ回路27と、積分回路28と、コンパ
レータ30と、エラーアンプ31と、バッファアンプ（この
バッファアンプ32は省略してもよい）32と、電流増幅回
路33とを有して構成されている。インバータ回路27は図
２の（ａ）に示す水平ドライブ信号を反転する。積分回
路28はインバータ回路27の出力を積分して図２の（ｃ）
に示す積分波形の信号をコンパレータ30のプラス側端子
に加える。

【００１１】一方、エラーアンプ31は定電圧電源35の基
準電圧と高圧出力電圧の検出信号とを比較し、高圧出力
電圧の降下量に応じた信号を出力する。この信号はバッ
ファアンプ32で増幅された後、前記コンパレータ30のマ
イナス側端子に加えられる。

【００１２】コンパレータ30は積分回路28から加えられ
る積分出力と、バッファアンプ32から加えられる信号Ｖ
_D とを比較し、図２の（ｃ）および（ｄ）に示すよう
に、信号Ｖ_D と積分波形の立ち上がり位置での交点で立
ち下がり、積分波形の立ち下がり位置とエラーアンプ信
号Ｖ_D の交点位置で立ち上がるパルスドライブ信号を出
力する。つまり、コンパレータ30は高圧出力電圧の降下
量が大きくなるに連れて（エラーアンプ信号Ｖ_D のレベ
ルが低くなるに連れて）オフ時期を早めたパルスドライ
ブ信号を作り出し、これを電流増幅回路33に加えるので
ある。

【００１３】電流増幅回路33はパルスドライブ信号を増
幅してトランジスタ18に加える。つまり、高圧出力電圧
の降下量が大きくなるに連れてオフ時期を早めた図２の
（ｄ）に示す駆動パルス信号をトランジスタ18のベース
に加えるのである。

【００１４】この実施例は上記のように構成されてお
り、次に、図３の回路と図２のタイムチャートに基づき
高圧出力電圧の安定化動作を説明する。まず、ｔ₁ 〜ｔ
₂ のダンパー期間では、第１のダイオード14から一次コ
イル12を経て駆動電源６に電流が流れている。このダン
パー期間の次のｔ₂ 〜ｔ₃ のトランジスタ期間では、第
１のスイッチ、つまり、トランジスタ13がオンし、駆動
電源６から一次コイル12およびトランジスタ13を経てア
ース側に電流が流れ、この電流の流れにより一次コイル
12に電磁エネルギが蓄積される。次に、帰線期間に突入
してｔ₃ 〜ｔ₄ の期間に至るとトランジスタ13がオフさ
れ、このときトランジスタ18がオンしているので、第１
の共振コンデンサ15を共振容量として一次コイル12との
直列ＬＣ共振が生じ、一次コイル12側の電磁エネルギが
第１の共振コンデンサ15側に変換されていき、第１の共
振コンデンサ15の共振容量による共振カーブに沿って第
１のコレクタパルスＰ_C1が発生する。

【００１５】次に、ｔ₄ の時点でトランジスタ18がオフ
すると、一次コイル12側からの電流が第１の共振コンデ
ンサ15と第２の共振コンデンサ16との直列回路を通って
アース側に流れて直列ＬＣ共振を継続する。このとき、
共振容量は第１の共振コンデンサ15と第２の共振コンデ
ンサ16との直列回路の容量となるので、第１の共振コン
デンサ15の共振容量よりも小さくなり、この小さい容量
の立ち上がりが急峻な共振カーブに沿って前記第１のコ
レクタパルスＰ_C1に重畳して第２のコレクタパルスＰ_C2
が発生する。そして、一次コイル12側に蓄えられていた
電磁エネルギが第１の共振コンデンサ15と第２の共振コ
ンデンサ16の静電エネルギに完全に変換されたときに、
第２のコレクタパルスＰ_C2はｔ₅ でピークとなる。

【００１６】そうすると、今度は、ｔ₅ 〜ｔ₆ の区間
で、第１の共振コンデンサ15と第２の共振コンデンサ16
に蓄えられた静電エネルギが一次コイル12の電磁エネル
ギに逆変換されていく。このとき、第２のコレクタパル
スＰ_C2は第１の共振コンデンサ15と第２の共振コンデン
サ16との直列容量の共振カーブに沿って減少していく
が、ｔ₆ になると、第２のダイオード17が導通し、アー
ス側から第２のダイオードと第１の共振コンデンサ15の
ルートを通って一次コイル12側に電流が流れる結果、一
次コイル12との直列共振の共振容量は第１の共振コンデ
ンサ15の容量となるので、共振容量が大きくなり、この
第１の共振コンデンサ15の共振容量による共振カーブに
沿って第２のコレクタパルスＰ_C2の立ち下がり下端から
第１のコレクタパルスＰ_C1が立ち下がっていく。このよ
うに、第１のコレクタパルスＰ_C1の上側に第２のコレク
タパルスＰ_C2を乗せた形態のコレクタパルス（フライバ
ックパルス）が作り出される。

【００１７】この実施例の回路では、第１のコレクタパ
ルスＰ_C1の仮想線上のピーク電圧Ｐ_C1P は高圧出力電圧
の変化に係わらず一定である。これに対し、第２のコレ
クタパルスＰ_C2の波高値はトランジスタ18のオフのタイ
ミングを早くすればそれだけ第１の共振コンデンサ15と
第２の共振コンデンサ16に蓄えられる静電エネルギの量
が大きくなるので大きくなる。したがって、第１のコレ
クタパルスＰ_C1に第２のコレクタパルスＰ_C2が重畳され
た全体のコレクタパルス（フライバックパルス）の波高
値が高くなる。

【００１８】この実施例では前述した如く、高圧出力電
圧の降下量が大きくなるに連れてトランジスタ18のオフ
のタイミングが早くなるように制御されるので、フライ
バックトランス11の一次側で発生するコレクタパルスの
波高値が大きくなり、高圧出力電圧の安定化制御が効果
的に行われるのである。

【００１９】また、本実施例の第２のスイッチ、つまり
トランジスタ18は第２のダイオード17に逆電流（トラン
ジスタ18の動作方向の電流の向きと逆向きの電流）が流
れているときに第２のトランジスタ18のオン動作が行わ
れ、また、第２のトランジスタ18に電流が流れていると
きにオフ動作が行われるので、この第２のトランジスタ
18のオン・オフ動作はスイッチ電圧が零電圧のときに行
われることとなる。これにより、スイッチのオン・オフ
動作に伴う電力損失が極めて小さくなり、回路動作の効
率化を図ることができる。

【００２０】なお、本発明は上記実施例に限定されるこ
とはなく、様々な実施の態様を採り得る。例えば、上記
実施例では第１のスイッチと第２のスイッチをトランジ
スタによって構成したが、この何れか一方あるいは両方
をＭＯＳ ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を用いて構
成してもよい。

【００２１】また、上記実施例は偏向側の回路と高圧側
の回路を分離したタイプの高電圧発生回路を例にして説
明したが、前記実施例の回路に偏向ヨークとＳ字補正コ
ンデンサとの直列回路を設け、偏向側と高圧側を一体化
したタイプの高電圧発生回路としてもよい。

【００２２】さらに、上記実施例では第２のスイッチ
（トランジスタ18）と第２のダイオード17を第２の共振
コンデンサ16に並列接続したが、これらを第１の共振コ
ンデンサ15に並列接続するようにしてもよい。

【００２３】さらに、スイッチ制御回路は高圧出力電圧
の降下量が大きくなるに連れオフのタイミングを早める
駆動パルスを作製できる回路であればよく、本実施例以
外の回路構成のものでもよい。

【００２４】さらに、本発明は図４に示すような、本実
施例以外の様々な態様の高電圧発生回路に適用されるも
のである。

【００２５】

【発明の効果】本発明は一次コイルと直列共振を行う共
振コンデンサを第１の共振コンデンサと第２の共振コン
デンサとの直列回路で構成し、その直列回路の一方側の
共振コンデンサには第２スイッチを並列に接続し、一次
コイルとの直列共振時に第２のスイッチのオフのタイミ
ングを制御するように構成したものであるから、高圧出
力電圧の降下量が大きくなるに連れ第２のスイッチのオ
フのタイミングを早めることにより、フライバックトラ
ンスの一次側に発生するコレクタパルスの波高値を高く
することができ、これにより、高圧出力電圧の安定化制
御を効果的に行うことができる。

【００２６】また、前記第２のスイッチの動作は、帰線
期間内に行われるものであるから、このスイッチ動作の
ノイズが陰極線管等の画面に現れることがなく、これに
より、スイッチノイズのない高精細な画面を得ることが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る高電圧発生回路の一実施例を示す
回路図である。

【図２】同実施例の回路動作を示すタイムチャートであ
る。

【図３】同実施例における回路の各期間の動作を示す説
明図である。

【図４】本発明が適用される各種の回路図である。

【図５】従来の高電圧発生回路の回路図である。

【図６】従来の高電圧発生回路の高圧安定化動作の波形
説明図である。

【符号の説明】

６ 駆動電源 10 回路ブロック 11 フライバックトランス 12 一次コイル 13 第１のトランジスタ 15 第１の共振コンデンサ 16 第２の共振コンデンサ 18 第２のトランジスタ 24 二次コイル

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 水平ドライブ信号に駆動されてスイッチ
   ング動作を行う第１のスイッチと、この第１のスイッチ
   のオフ時にフライバックトランスの一次コイルと直列共
   振を行う共振コンデンサとを備えた高電圧発生回路にお
   いて、前記共振コンデンサは第１の共振コンデンサと第
   ２の共振コンデンサとの直列回路からなり、その直列回
   路の一方側の共振コンデンサには第２のスイッチが並列
   に接続されるとともに、帰線期間における前記一次コイ
   ルとの直列共振時に第２のスイッチのオフのタイミング
   を可変して前記コレクタパルスの波高値を制御するスイ
   ッチ制御回路が設けられている高電圧発生回路。